JPH0786839A - 移相器及びそれを用いたｆｍ受信機 - Google Patents
移相器及びそれを用いたｆｍ受信機Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】外付け部品が不必要で、ＩＣとして完結できる
無調整の移相器、並びにそれを用いたクオドラチュア検
波器やＦＭ受信機を提供する。 【構成】コンデンサＣ１の充放電を行なうことによって
発振する発振回路１と、コンデンサＣ１の両端にそれぞ
れ出力電極が接続された差動対トランジスタＱ１１、Ｑ
１２と、コンデンサＣ１の充電又は放電期間に基づいた
出力電圧を生じる出力回路３とを備え、入力信号によっ
て前記差動対トランジスタＱ１１、Ｑ１２をＯＮ／ＯＦ
ＦさせることによってコンデンサＣ１の充放電電流値を
途中で変化させるとともに、その変化点が前記入力信号
の周波数に依存するように構成されている移相器。
無調整の移相器、並びにそれを用いたクオドラチュア検
波器やＦＭ受信機を提供する。 【構成】コンデンサＣ１の充放電を行なうことによって
発振する発振回路１と、コンデンサＣ１の両端にそれぞ
れ出力電極が接続された差動対トランジスタＱ１１、Ｑ
１２と、コンデンサＣ１の充電又は放電期間に基づいた
出力電圧を生じる出力回路３とを備え、入力信号によっ
て前記差動対トランジスタＱ１１、Ｑ１２をＯＮ／ＯＦ
ＦさせることによってコンデンサＣ１の充放電電流値を
途中で変化させるとともに、その変化点が前記入力信号
の周波数に依存するように構成されている移相器。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ信号等をクオドラチ
ュア検波するとき等に必要な移相器に関するものであ
り、更にこれを用いたクオドラチュア検波回路及びＦＭ
受信機に関する。
ュア検波するとき等に必要な移相器に関するものであ
り、更にこれを用いたクオドラチュア検波回路及びＦＭ
受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭラジオ受信機等に用いられている従
来のクオドラチュア検波器は図７に示すように受信した
ＦＭラジオ信号をＩＦ（中間周波数）化するＩＦ回路１
００から線路ａを通して、そのまま乗算器１０３へ導く
とともに、線路ｂを通して移相器１０２で９０°移相し
た後、乗算器１０３へ導き、乗算器１０３でこれら２つ
の信号を掛算している。移相器１０２はコンデンサＣと
コイルＬとで移相シフトを行なう。
来のクオドラチュア検波器は図７に示すように受信した
ＦＭラジオ信号をＩＦ（中間周波数）化するＩＦ回路１
００から線路ａを通して、そのまま乗算器１０３へ導く
とともに、線路ｂを通して移相器１０２で９０°移相し
た後、乗算器１０３へ導き、乗算器１０３でこれら２つ
の信号を掛算している。移相器１０２はコンデンサＣと
コイルＬとで移相シフトを行なう。
【０００３】一方、図８に示す従来例では移相器１０
２’にセラミック共振子１０４を用いている。この方式
の移相器１０２’は図９に示すように３個の抵抗Ｒとセ
ラミック共振子１０４とでホイーストンブリッジを形成
し、セラミック共振子１０４のリアクタンス成分を利用
して位相シフトを行なうようになっている。
２’にセラミック共振子１０４を用いている。この方式
の移相器１０２’は図９に示すように３個の抵抗Ｒとセ
ラミック共振子１０４とでホイーストンブリッジを形成
し、セラミック共振子１０４のリアクタンス成分を利用
して位相シフトを行なうようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前者の
移相器ではコンデンサ又はコイルによる周波数の調整が
必要であり、しかもその調整は機械的調整であるため経
年変化に弱いという欠点があった。また、コイルはＩＣ
内に形成できないため外付けの端子ピンが増加するとと
もに外付け部品が必要になるという欠点もあった。一
方、後者の移相器では、やはり外付け部品が必要である
だけでなく、その部品（セラミック共振子）が特殊な部
品であるため海外等では入手困難という問題もあった。
更に、セラミック共振子は特性が前者の方式に比べて劣
り、またＩＣとのマッチングも取りにくいという欠点も
あった。
移相器ではコンデンサ又はコイルによる周波数の調整が
必要であり、しかもその調整は機械的調整であるため経
年変化に弱いという欠点があった。また、コイルはＩＣ
内に形成できないため外付けの端子ピンが増加するとと
もに外付け部品が必要になるという欠点もあった。一
方、後者の移相器では、やはり外付け部品が必要である
だけでなく、その部品（セラミック共振子）が特殊な部
品であるため海外等では入手困難という問題もあった。
更に、セラミック共振子は特性が前者の方式に比べて劣
り、またＩＣとのマッチングも取りにくいという欠点も
あった。
【０００５】本発明はこのような点に鑑みなされたもの
であって、外付け部品が不必要で、ＩＣとして完結でき
る無調整の移相器、並びにそれを用いたクオドラチュア
検波器やＦＭ受信機を提供することを目的とする。
であって、外付け部品が不必要で、ＩＣとして完結でき
る無調整の移相器、並びにそれを用いたクオドラチュア
検波器やＦＭ受信機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明の移相器は、コンデンサの充放電を行なうこと
によって発振する発振回路と、前記コンデンサの両端に
それぞれ出力電極が接続された差動対トランジスタと、
前記コンデンサの充電又は放電期間に基づいた出力電圧
を生じる出力手段とを備え、入力信号によって前記差動
対トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせることによって前記
コンデンサの充放電電流値を途中で変化させるととも
に、その変化点が前記入力信号の周波数に依存するよう
に構成されている。
め本発明の移相器は、コンデンサの充放電を行なうこと
によって発振する発振回路と、前記コンデンサの両端に
それぞれ出力電極が接続された差動対トランジスタと、
前記コンデンサの充電又は放電期間に基づいた出力電圧
を生じる出力手段とを備え、入力信号によって前記差動
対トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせることによって前記
コンデンサの充放電電流値を途中で変化させるととも
に、その変化点が前記入力信号の周波数に依存するよう
に構成されている。
【０００７】また、同一の信号を９０°の位相差を有す
るように分岐した後、乗算することによって周波数検波
を行なう本発明のクオドラチュア検波回路は上記移相器
を内蔵している。
るように分岐した後、乗算することによって周波数検波
を行なう本発明のクオドラチュア検波回路は上記移相器
を内蔵している。
【０００８】また、ＦＭ信号をそのまま乗算器に導いた
信号と９０°移相器を通して前記乗算器に導いた信号と
を前記乗算器で乗算してＦＭ検波する本発明のＦＭ受信
機は、９０°移相器として上記移相器を内蔵している。
信号と９０°移相器を通して前記乗算器に導いた信号と
を前記乗算器で乗算してＦＭ検波する本発明のＦＭ受信
機は、９０°移相器として上記移相器を内蔵している。
【０００９】
【作用】上記構成によれば、移相器は入力信号によって
発振回路のコンデンサの充放電電流を制御することによ
って入力信号に対し移相した出力信号を得ることができ
る。即ち、コンデンサに流れる電流量が入力信号によっ
て途中で変化することによって、その変化点でコンデン
サの電位の変化の勾配が変化し、コンデンサの充電又は
放電の期間が変わる。その期間に対応する出力電圧を生
じる出力手段の出力信号は入力信号に対して移相した信
号となる。
発振回路のコンデンサの充放電電流を制御することによ
って入力信号に対し移相した出力信号を得ることができ
る。即ち、コンデンサに流れる電流量が入力信号によっ
て途中で変化することによって、その変化点でコンデン
サの電位の変化の勾配が変化し、コンデンサの充電又は
放電の期間が変わる。その期間に対応する出力電圧を生
じる出力手段の出力信号は入力信号に対して移相した信
号となる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明を図面に示す実施例に従って説
明する。図１は本発明を実施した移相器を示している。
同図において、１は発振回路、２は発振回路１のコンデ
ンサＣ１の充放電電流値を、その充電や放電の途中で入
力信号に従って変えるように制御する充放電制御回路、
３は発振回路１の出力を成形する出力回路である。４は
入力信号（ＦＭ信号）が与えられる入力端子、５は出力
端子である。後で詳細に述べるが、この図１の移相器
は、コンデンサＣ１の充放電電流の変化点によって移相
の大きさが決まる。所定周波数の入力信号で９０°の移
相がなされるように回路設定される。
明する。図１は本発明を実施した移相器を示している。
同図において、１は発振回路、２は発振回路１のコンデ
ンサＣ１の充放電電流値を、その充電や放電の途中で入
力信号に従って変えるように制御する充放電制御回路、
３は発振回路１の出力を成形する出力回路である。４は
入力信号（ＦＭ信号）が与えられる入力端子、５は出力
端子である。後で詳細に述べるが、この図１の移相器
は、コンデンサＣ１の充放電電流の変化点によって移相
の大きさが決まる。所定周波数の入力信号で９０°の移
相がなされるように回路設定される。
【００１１】発振回路１は一対の差動対トランジスタＱ
１、Ｑ２と、それらの負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２、トランジス
タＱ３、Ｑ４及び定電流源６とから成る差動増幅回路１
３を有しており、この差動増幅回路１３の一方の出力を
トランジスタＱ１のコレクタからダーリントン接続のト
ランジスタＱ５、Ｑ６を介してトランジスタＱ７のベー
スに与え、他方の出力をトランジスタＱ２のコレクタか
らダーリントン接続のトランジスタＱ８、Ｑ９を介して
トランジスタＱ１０のベースに与えている。トランジス
タＱ７のエミッタは定電流源７に接続されているととも
に、コンデンサＣ１の一端に接続されている。
１、Ｑ２と、それらの負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２、トランジス
タＱ３、Ｑ４及び定電流源６とから成る差動増幅回路１
３を有しており、この差動増幅回路１３の一方の出力を
トランジスタＱ１のコレクタからダーリントン接続のト
ランジスタＱ５、Ｑ６を介してトランジスタＱ７のベー
スに与え、他方の出力をトランジスタＱ２のコレクタか
らダーリントン接続のトランジスタＱ８、Ｑ９を介して
トランジスタＱ１０のベースに与えている。トランジス
タＱ７のエミッタは定電流源７に接続されているととも
に、コンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００１２】トランジスタＱ７のコレクタは抵抗Ｒ３、
ダイオードＤ１、Ｄ３を介して電圧ＶＣＣの電源ライン
１４に接続されているとともに、トランジスタＱ１のベ
ースにも接続されている。同様に、トランジスタＱ１０
のコレクタは抵抗Ｒ４、ダイードＤ２、Ｄ３を介して電
源ライン１４に接続されるとともに、トランジスタＱ２
のベースに接続されている。トランジスタＱ１０のエミ
ッタは定電流源８とコンデンサＣ１の他端に接続されて
いる。
ダイオードＤ１、Ｄ３を介して電圧ＶＣＣの電源ライン
１４に接続されているとともに、トランジスタＱ１のベ
ースにも接続されている。同様に、トランジスタＱ１０
のコレクタは抵抗Ｒ４、ダイードＤ２、Ｄ３を介して電
源ライン１４に接続されるとともに、トランジスタＱ２
のベースに接続されている。トランジスタＱ１０のエミ
ッタは定電流源８とコンデンサＣ１の他端に接続されて
いる。
【００１３】コンデンサＣ１の両端には充放電電流制御
回路２を構成する差動対トランジスタＱ１１、Ｑ１２の
コレクタが接続されている。この差動対トランジスタＱ
１１、Ｑ１２のエミッタは共通に定電流源９に接続され
ている。そして、差動対トランジスタＱ１１のベースは
入力端子４に接続され、差動対トランジスタＱ１２のベ
ースは定電圧源１０に接続されている。
回路２を構成する差動対トランジスタＱ１１、Ｑ１２の
コレクタが接続されている。この差動対トランジスタＱ
１１、Ｑ１２のエミッタは共通に定電流源９に接続され
ている。そして、差動対トランジスタＱ１１のベースは
入力端子４に接続され、差動対トランジスタＱ１２のベ
ースは定電圧源１０に接続されている。
【００１４】出力回路３は図４にその詳細を示すように
前記発振回路の出力を受けるべくコンデンサＣ１の一端
に接続されたエミッタフォロアＱ１３と、そのエミッタ
フォロアＱ１３の出力を受ける差動対トランジスタＱ１
４、Ｑ１５、定電流源１０、１１、カレントミラー回路
１５、１６、１７、トランジスタＱ２２等で構成されて
いる。
前記発振回路の出力を受けるべくコンデンサＣ１の一端
に接続されたエミッタフォロアＱ１３と、そのエミッタ
フォロアＱ１３の出力を受ける差動対トランジスタＱ１
４、Ｑ１５、定電流源１０、１１、カレントミラー回路
１５、１６、１７、トランジスタＱ２２等で構成されて
いる。
【００１５】ここで、図１の動作を説明するに際し、ま
ず発振回路１の動作のみを図２のタイムチャートを参照
して説明する。図１の回路が安定ならば、各部の電圧は
図２の（Ａ）領域のようになる。しかし、実際は極く微
小なオフセットが生じる。ここで、点の電位が点の
電位よりも僅かに高かったとすると、トランジスタＱ
１、Ｑ２に流れる電流はＩo／２から、それぞれ（Ｉo／
２）−Δｉ、（Ｉo／２）＋Δｉというオフセットをも
つ。
ず発振回路１の動作のみを図２のタイムチャートを参照
して説明する。図１の回路が安定ならば、各部の電圧は
図２の（Ａ）領域のようになる。しかし、実際は極く微
小なオフセットが生じる。ここで、点の電位が点の
電位よりも僅かに高かったとすると、トランジスタＱ
１、Ｑ２に流れる電流はＩo／２から、それぞれ（Ｉo／
２）−Δｉ、（Ｉo／２）＋Δｉというオフセットをも
つ。
【００１６】まず、点側について考えると、トランジ
スタＱ１に流れる電流が減少することにより点の電圧
が上がる。即ち、ＶCC−ＶF−ＲoＩo／２からＶCC−ＶF
−Ｒo（Ｉo／２−Δｉ）となる。この電位差はＱ５→Ｑ
６→Ｑ７と伝達され、トランジスタＱ７に流れる電流は
増加する。これにより、更に点の電圧が下がるため初
期のオフセットが正帰還で増幅され、点、の電位差
が大きくなる。また、トランジスタＱ７に流れる電流の
うち、Ｉ1より過剰分はコンデンサＣ１にチャージされ
るため点の電位も上がる。同様に考えて、トランジス
タＱ１０にはＩ1より少ない電流しか流れず、Ｉ1より不
足分はコンデンサＣ１より引き出されるため、点の電
位が下がる｛（Ｂ）領域として示す電源投入後の過渡領
域参照｝。
スタＱ１に流れる電流が減少することにより点の電圧
が上がる。即ち、ＶCC−ＶF−ＲoＩo／２からＶCC−ＶF
−Ｒo（Ｉo／２−Δｉ）となる。この電位差はＱ５→Ｑ
６→Ｑ７と伝達され、トランジスタＱ７に流れる電流は
増加する。これにより、更に点の電圧が下がるため初
期のオフセットが正帰還で増幅され、点、の電位差
が大きくなる。また、トランジスタＱ７に流れる電流の
うち、Ｉ1より過剰分はコンデンサＣ１にチャージされ
るため点の電位も上がる。同様に考えて、トランジス
タＱ１０にはＩ1より少ない電流しか流れず、Ｉ1より不
足分はコンデンサＣ１より引き出されるため、点の電
位が下がる｛（Ｂ）領域として示す電源投入後の過渡領
域参照｝。
【００１７】（Ｂ）領域で点の電位が上がりきるの
は、ＶCC−ＶFまでである。このとき、点、の各電
位はＶCC−ＶF−ＲoＩoと、ＶCC−４ＶF−ＲoＩoであ
り、点と間の電位差は３ＶFとなり、トランジスタ
Ｑ８〜Ｑ１０がＯＮする。このため点の電位が下が
り、点の電位はＲoＩoだけ上昇する。従って、点の
電位も一気にＲoＩo上昇する。これに伴って、点の電
位もＲoＩo上昇するが、点の電位が下がったことで、
点の電位が下がるため、トランジスタＱ５〜Ｑ７はベ
ース・エミッタ間導通電圧ＶFを確保できなくなり、カ
ットオフする｛（Ｂ）領域から（Ｃ）領域への変遷参
照｝。
は、ＶCC−ＶFまでである。このとき、点、の各電
位はＶCC−ＶF−ＲoＩoと、ＶCC−４ＶF−ＲoＩoであ
り、点と間の電位差は３ＶFとなり、トランジスタ
Ｑ８〜Ｑ１０がＯＮする。このため点の電位が下が
り、点の電位はＲoＩoだけ上昇する。従って、点の
電位も一気にＲoＩo上昇する。これに伴って、点の電
位もＲoＩo上昇するが、点の電位が下がったことで、
点の電位が下がるため、トランジスタＱ５〜Ｑ７はベ
ース・エミッタ間導通電圧ＶFを確保できなくなり、カ
ットオフする｛（Ｂ）領域から（Ｃ）領域への変遷参
照｝。
【００１８】このようにトランジスタＱ７がカットオフ
するため、点の電位はＩ1でコンデンサＣ１が放電す
ることからＩ1ｔ／Ｃ1（ｔは時間を表わす）ずつ電位が
降下する。このとき、〜の電位は変化しないので、
点の電位はＶCC−４ＶFのまま一定である｛（Ｃ）領
域｝。
するため、点の電位はＩ1でコンデンサＣ１が放電す
ることからＩ1ｔ／Ｃ1（ｔは時間を表わす）ずつ電位が
降下する。このとき、〜の電位は変化しないので、
点の電位はＶCC−４ＶFのまま一定である｛（Ｃ）領
域｝。
【００１９】点の電位が、ＶCC−４ＶF−ＲoＩoまで
下がると、点と間の電位が３ＶFとなるためトラン
ジスタＱ５〜Ｑ７がＯＮする。これによって、点の電
位が下がり、点の電位がＲoＩo上がる。このため、点
は点より−３ＶF低いところでクランプされるた
め、ＲoＩoだけ電位が上がる。これは、コンデンサＣ１
に流入流出する電流が存在しない微小時間に行なわれる
ためコンデンサＣ１の両端電位は変化しないことを意味
する。従って、点もＲoＩoだけ電位が上がる。このと
き、点の電位が下がるため点の電位が下がる。この
ためトランジスタＱ８〜Ｑ１０がカットオフする｛領域
（Ｃ）から領域（Ｄ）への変遷｝。
下がると、点と間の電位が３ＶFとなるためトラン
ジスタＱ５〜Ｑ７がＯＮする。これによって、点の電
位が下がり、点の電位がＲoＩo上がる。このため、点
は点より−３ＶF低いところでクランプされるた
め、ＲoＩoだけ電位が上がる。これは、コンデンサＣ１
に流入流出する電流が存在しない微小時間に行なわれる
ためコンデンサＣ１の両端電位は変化しないことを意味
する。従って、点もＲoＩoだけ電位が上がる。このと
き、点の電位が下がるため点の電位が下がる。この
ためトランジスタＱ８〜Ｑ１０がカットオフする｛領域
（Ｃ）から領域（Ｄ）への変遷｝。
【００２０】（Ｄ）領域では（Ｃ）領域と同様に点の
電位はＩ1ｔ／Ｃ1ずつ降下する。そして、点の電位が
ＶCC−４ＶF−ＲoＩoまで下がると、点間の３ＶFが
確保され、トランジスタＱ８〜Ｑ１０がＯＮし、トラン
ジスタＱ５〜Ｑ７がカットオフする。（Ｅ）領域は
（Ｃ）領域と同様となる。
電位はＩ1ｔ／Ｃ1ずつ降下する。そして、点の電位が
ＶCC−４ＶF−ＲoＩoまで下がると、点間の３ＶFが
確保され、トランジスタＱ８〜Ｑ１０がＯＮし、トラン
ジスタＱ５〜Ｑ７がカットオフする。（Ｅ）領域は
（Ｃ）領域と同様となる。
【００２１】以上、説明したように発振回路単独の動作
では、コンデンサＣ１の両端の点の電圧は、図２の
に示すように変化する。この変化は定常状態では、
図２の（Ｃ）（Ｄ）領域を交互に繰り返すことである。
では、コンデンサＣ１の両端の点の電圧は、図２の
に示すように変化する。この変化は定常状態では、
図２の（Ｃ）（Ｄ）領域を交互に繰り返すことである。
【００２２】次に、この発振回路１に対し充放電電流制
御回路２を作用させた場合の動作について説明する。こ
こで、定電流源７、８の電流Ｉ1に対し定電流源９の電
流をＩ2とする。今、トランジスタＱ７がＯＮで、トラ
ンジスタＱ１０がＯＦＦのとき、コンデンサＣ１には図
３に示す向きに電流Ｉ1が流れ、点の電位は降下して
いく。このとき、入力端子４に図５に示すＦＭ信号が入
力されると、そのＴ1の期間、トランジスタＱ１１がＯ
Ｎ、Ｑ１２がＯＦＦとなるので、Ｔ1の期間にコンデン
サＣ1にはＩ1が右方向に流れ、Ｉ2が左方向に流れる。
このときＩ2はトランジスタＱ１１を通して電流源９へ
流れ込む。
御回路２を作用させた場合の動作について説明する。こ
こで、定電流源７、８の電流Ｉ1に対し定電流源９の電
流をＩ2とする。今、トランジスタＱ７がＯＮで、トラ
ンジスタＱ１０がＯＦＦのとき、コンデンサＣ１には図
３に示す向きに電流Ｉ1が流れ、点の電位は降下して
いく。このとき、入力端子４に図５に示すＦＭ信号が入
力されると、そのＴ1の期間、トランジスタＱ１１がＯ
Ｎ、Ｑ１２がＯＦＦとなるので、Ｔ1の期間にコンデン
サＣ1にはＩ1が右方向に流れ、Ｉ2が左方向に流れる。
このときＩ2はトランジスタＱ１１を通して電流源９へ
流れ込む。
【００２３】Ｔ2の期間になると、トランジスタＱ１
１、Ｑ１２の状態が反転してＱ１１がＯＦＦ、Ｑ１２が
ＯＮとなるので、Ｔ2の期間はコンデンサＣ１には電流
Ｉ1が右方向に流れる以外に点線で示す電流Ｉ2も右方向
に流れることになる（Ｉ2はトランジスタＱ１２を介し
て電流源９へ流れ込む）。そのため、点の電位降下は
早くなり、ＶCC−４ＶF−ＲoＩoに達するのが早くな
る。
１、Ｑ１２の状態が反転してＱ１１がＯＦＦ、Ｑ１２が
ＯＮとなるので、Ｔ2の期間はコンデンサＣ１には電流
Ｉ1が右方向に流れる以外に点線で示す電流Ｉ2も右方向
に流れることになる（Ｉ2はトランジスタＱ１２を介し
て電流源９へ流れ込む）。そのため、点の電位降下は
早くなり、ＶCC−４ＶF−ＲoＩoに達するのが早くな
る。
【００２４】図５の波形でいえば、同図のＴ2期間の
勾配がＴ1の勾配よりも急になる。このの電圧は次段
の出力回路３でパルス波形に成形される。図４に示す出
力回路において、入力端子１８に点の電圧が入力され
る。トランジスタＱ１４、Ｑ１５等で構成される差動増
幅回路１９は入力がない場合には直流電源２０でバイア
ス（Ｅ2）されたトランジスタＱ１５がＯＮし、トラン
ジスタＱ１４がＯＦＦとなっている。この状態では、カ
レントミラー回路１５がＯＮし、トランジスタＱ１６か
ら出力される電流がトランジスタＱ２２のベースへ与え
られるためトランジスタＱ２２はＯＦＦであり、それに
伴いカレントミラー回路１７がＯＦＦ、更にカレントミ
ラー回路１６もＯＦＦとなっている。このとき、出力端
子５の電圧は、そこに接続された図示しない回路との関
係でローレベルとなる。
勾配がＴ1の勾配よりも急になる。このの電圧は次段
の出力回路３でパルス波形に成形される。図４に示す出
力回路において、入力端子１８に点の電圧が入力され
る。トランジスタＱ１４、Ｑ１５等で構成される差動増
幅回路１９は入力がない場合には直流電源２０でバイア
ス（Ｅ2）されたトランジスタＱ１５がＯＮし、トラン
ジスタＱ１４がＯＦＦとなっている。この状態では、カ
レントミラー回路１５がＯＮし、トランジスタＱ１６か
ら出力される電流がトランジスタＱ２２のベースへ与え
られるためトランジスタＱ２２はＯＦＦであり、それに
伴いカレントミラー回路１７がＯＦＦ、更にカレントミ
ラー回路１６もＯＦＦとなっている。このとき、出力端
子５の電圧は、そこに接続された図示しない回路との関
係でローレベルとなる。
【００２５】この状態で、トランジスタＱ１４の閾値Ｅ
ｕ以上の電圧が入力されると、ＯＮしているトランジス
タＱ１５に加えてトランジスタＱ１４もＯＮする。その
結果、トランジスタＱ１６のコレクタ電流がトランジス
タＱ１４へ流れ込むとともにトランジスタＱ２２がＯＮ
になって、そのベース電流もトランジスタＱ１４へ流れ
込む。トランジスタＱ２２のＯＮに伴い、出力端子５が
ハイレベルになるとともにカレントミラー回路１７と１
６が順次ＯＮし、トランジスタＱ１８のコレクタ電流が
トランジスタＱ１５へ流れる。その分、カレントミラー
回路１５の電流が減少する。
ｕ以上の電圧が入力されると、ＯＮしているトランジス
タＱ１５に加えてトランジスタＱ１４もＯＮする。その
結果、トランジスタＱ１６のコレクタ電流がトランジス
タＱ１４へ流れ込むとともにトランジスタＱ２２がＯＮ
になって、そのベース電流もトランジスタＱ１４へ流れ
込む。トランジスタＱ２２のＯＮに伴い、出力端子５が
ハイレベルになるとともにカレントミラー回路１７と１
６が順次ＯＮし、トランジスタＱ１８のコレクタ電流が
トランジスタＱ１５へ流れる。その分、カレントミラー
回路１５の電流が減少する。
【００２６】そのため、入力電圧が図６のＴ1期間で順
次降下していっても、トランジスタＱ１６の出力電流は
小さいので、トランジスタＱ２２はＯＦＦしにくくな
る。この状態はヒステリシス状態であり、出力端子５は
ハイレベルを維持する。入力が更に降下してＥｄに至る
と、トランジスタＱ１４及びＱ２２がＯＦＦとなってカ
レントミラー回路１７、１６がＯＦＦとなるので、当初
の状態に戻り、出力端子５はローレベルとなる。上述の
動作によって出力端子５には（Ｔ1＋Ｔ2）期間にハイレ
ベルのパルス（図５参照）が出力される。この出力は入
力信号に比して９０°移相している。
次降下していっても、トランジスタＱ１６の出力電流は
小さいので、トランジスタＱ２２はＯＦＦしにくくな
る。この状態はヒステリシス状態であり、出力端子５は
ハイレベルを維持する。入力が更に降下してＥｄに至る
と、トランジスタＱ１４及びＱ２２がＯＦＦとなってカ
レントミラー回路１７、１６がＯＦＦとなるので、当初
の状態に戻り、出力端子５はローレベルとなる。上述の
動作によって出力端子５には（Ｔ1＋Ｔ2）期間にハイレ
ベルのパルス（図５参照）が出力される。この出力は入
力信号に比して９０°移相している。
【００２７】本回路は所定の周波数で９０°移相するよ
うに設定されているので、この所定の周波数からずれた
周波数をもつ入力ではＴ1期間とＴ2期間の変化点が左又
は右に移動し、（Ｔ1＋Ｔ2）期間の長さが変わり、それ
に伴い、入力に対する出力の移相量が異なることにな
る。
うに設定されているので、この所定の周波数からずれた
周波数をもつ入力ではＴ1期間とＴ2期間の変化点が左又
は右に移動し、（Ｔ1＋Ｔ2）期間の長さが変わり、それ
に伴い、入力に対する出力の移相量が異なることにな
る。
【００２８】図６は前記移相器をＦＭラジオ受信機に用
いた例を示している。同図において、３１はアンテナ、
３２はＲＦ増幅器、３３は局部発振回路３４の発振信号
とＲＦ増幅器３２からのＲＦ信号との周波数差をとって
ＩＦ信号を出力するミキサ、３５はＩＦフィルタ、３６
はＩＦ増幅回路、３７はリミッタである。３８は９０°
移相器３９と乗算器４０とから成るクオドラチュア検波
回路であり、入力のＦＭ信号を復調する。４１はマルチ
プレクサ、４２は出力回路、４３、４４は左右のスピー
カである。
いた例を示している。同図において、３１はアンテナ、
３２はＲＦ増幅器、３３は局部発振回路３４の発振信号
とＲＦ増幅器３２からのＲＦ信号との周波数差をとって
ＩＦ信号を出力するミキサ、３５はＩＦフィルタ、３６
はＩＦ増幅回路、３７はリミッタである。３８は９０°
移相器３９と乗算器４０とから成るクオドラチュア検波
回路であり、入力のＦＭ信号を復調する。４１はマルチ
プレクサ、４２は出力回路、４３、４４は左右のスピー
カである。
【００２９】上述した移相器はここではクオドラチュア
検波回路３８の９０°移相器３９として用いられる。
尚、クオドラチュア検波回路３８はＩＦ増幅器３６、リ
ミッタ３７、マルチプレクサ４０と共に１つのＩＣ回路
として形成されるが、その場合も９０°移相器３９に関
して上述の如く外付け部品が不要であるので、前記ＩＣ
回路としても、又ＦＭラジオ受信機としても便利なもの
である。
検波回路３８の９０°移相器３９として用いられる。
尚、クオドラチュア検波回路３８はＩＦ増幅器３６、リ
ミッタ３７、マルチプレクサ４０と共に１つのＩＣ回路
として形成されるが、その場合も９０°移相器３９に関
して上述の如く外付け部品が不要であるので、前記ＩＣ
回路としても、又ＦＭラジオ受信機としても便利なもの
である。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、移
相手段として従来のようなコンデンサとコイルとによる
ものやセラミック共振子等を用いるものでなく、発振用
コンデンサの充放電電流値を入力信号に基いて変化させ
るものであるので、移相器をＩＣで形成する場合、外付
け部品が不要となり、調整はＩＣとして完結させること
ができ、ＦＭ受信機等のセットメーカ（ＩＣのユーザ）
に不便を強いらないという効果がある。また、セラミッ
ク共振子等の如き特殊部品が不要であるので、このよう
な特殊部品の入手が困難な海外での実施においても有利
である。
相手段として従来のようなコンデンサとコイルとによる
ものやセラミック共振子等を用いるものでなく、発振用
コンデンサの充放電電流値を入力信号に基いて変化させ
るものであるので、移相器をＩＣで形成する場合、外付
け部品が不要となり、調整はＩＣとして完結させること
ができ、ＦＭ受信機等のセットメーカ（ＩＣのユーザ）
に不便を強いらないという効果がある。また、セラミッ
ク共振子等の如き特殊部品が不要であるので、このよう
な特殊部品の入手が困難な海外での実施においても有利
である。
【図１】本発明を実施した移相器の回路図。
【図２】その発振回路の動作説明波形図。
【図３】その充放電電流制御回路の動作を説明する回路
図。
図。
【図４】その出力回路の回路図。
【図５】充放電電流制御回路と出力回路の動作説明用の
信号波形図。
信号波形図。
【図６】本発明を実施したＦＭラジオ受信機のブロック
回路図。
回路図。
【図７】従来例の回路図。
【図８】他の従来例の回路図。
【図９】図８の一部の詳細図。
１ 発振回路 ２ 充放電電流制御回路 ３ 出力回路 Ｃ１ コンデンサ Ｑ１１、Ｑ１２ 差動対トランジスタ ３８ クオドラチュア検波回路 ３９ ９０°移相器 ４０ 乗算器
Claims (3)
- 【請求項１】コンデンサの充放電を行なうことによって
発振する発振回路と、前記コンデンサの両端にそれぞれ
出力電極が接続された差動対トランジスタと、前記コン
デンサの充電又は放電期間に基づいた出力電圧を生じる
出力手段と、を備え、 入力信号によって前記差動対トランジスタをＯＮ／ＯＦ
Ｆさせることによって前記コンデンサの充放電電流値を
途中で変化させるとともに、その変化点が前記入力信号
の周波数に依存するように構成された移相器。 - 【請求項２】同一の信号を９０°の位相差を有するよう
に分岐した後、乗算することによって周波数検波を行な
うクオドラチュア検波回路において、 前記９０°の位相差をつける移相器を、定電流によって
コンデンサの充放電を行なう発振回路と、前記コンデン
サの両端にそれぞれ出力電極が接続された差動対トラン
ジスタと、前記コンデンサの充電又は放電期間に基づい
た出力電圧を生じる出力手段とで構成し、入力信号によ
って前記差動対トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせること
によって前記コンデンサの充放電電流値を途中で変化さ
せるとともに、その変化点が前記入力信号の周波数に依
存するように構成したことを特徴とするクオドラチュア
検波回路。 - 【請求項３】ＦＭ信号をそのまま乗算器に導いた信号と
９０°移相器を通して前記乗算器に導いた信号とを前記
乗算器で乗算してＦＭ検波するＦＭ受信機において、 前記９０°移相器を、定電流によってコンデンサの充放
電を行なう発振回路と、前記コンデンサの両端にそれぞ
れ出力電極が接続された差動対トランジスタと、前記コ
ンデンサの充電又は放電期間に基づいた出力電圧を生じ
る出力手段とで構成し、入力信号によって前記差動対ト
ランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせることによって前記コン
デンサの充放電電流値を途中で変化させるとともに、そ
の変化点が前記入力信号の周波数に依存するように構成
したことを特徴とするＦＭ受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5229749A JPH0786839A (ja) | 1993-09-16 | 1993-09-16 | 移相器及びそれを用いたｆｍ受信機 |
| US08/305,877 US5543742A (en) | 1993-09-16 | 1994-09-15 | Phase shifting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5229749A JPH0786839A (ja) | 1993-09-16 | 1993-09-16 | 移相器及びそれを用いたｆｍ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0786839A true JPH0786839A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=16897087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5229749A Pending JPH0786839A (ja) | 1993-09-16 | 1993-09-16 | 移相器及びそれを用いたｆｍ受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5543742A (ja) |
| JP (1) | JPH0786839A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69635626T2 (de) * | 1995-05-26 | 2006-10-26 | Rambus Inc., Los Altos | Phasenschieber zur Verwendung in einem Quadratur-Taktgenerator |
| US5926052A (en) * | 1996-07-01 | 1999-07-20 | Motorola, Inc. | Variable phase shifter and method |
| US6369626B1 (en) | 1997-03-21 | 2002-04-09 | Rambus Inc. | Low pass filter for a delay locked loop circuit |
| EP0887936A1 (en) * | 1997-06-24 | 1998-12-30 | STMicroelectronics S.r.l. | An oscillator with a low supply voltage |
| US5983082A (en) * | 1997-10-31 | 1999-11-09 | Motorola, Inc. | Phase quadrature signal generator having a variable phase shift network |
| JPH11205095A (ja) * | 1998-01-19 | 1999-07-30 | Nippon Precision Circuits Kk | 電圧制御発振回路 |
| US6111445A (en) * | 1998-01-30 | 2000-08-29 | Rambus Inc. | Phase interpolator with noise immunity |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5074373A (ja) * | 1973-11-01 | 1975-06-19 | ||
| JPS61227406A (ja) * | 1985-03-30 | 1986-10-09 | Nec Home Electronics Ltd | Ｆｍ変・復調回路 |
| JPH05183344A (ja) * | 1991-12-27 | 1993-07-23 | Toko Inc | Ｆｍ検波回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3983512A (en) * | 1974-08-27 | 1976-09-28 | Feedback Instruments Limited | Current controlled electrical circuits |
| US4866397A (en) * | 1988-04-07 | 1989-09-12 | Exar Corporation | Wideband 0-90 degrees adjustable phase shifter |
| GB9115585D0 (en) * | 1991-07-18 | 1991-09-04 | Inmos Ltd | Voltage controlled oscillator |
| US5317200A (en) * | 1991-09-30 | 1994-05-31 | Sony Corporation | Phase shift circuit apparatus |
-
1993
- 1993-09-16 JP JP5229749A patent/JPH0786839A/ja active Pending
-
1994
- 1994-09-15 US US08/305,877 patent/US5543742A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5074373A (ja) * | 1973-11-01 | 1975-06-19 | ||
| JPS61227406A (ja) * | 1985-03-30 | 1986-10-09 | Nec Home Electronics Ltd | Ｆｍ変・復調回路 |
| JPH05183344A (ja) * | 1991-12-27 | 1993-07-23 | Toko Inc | Ｆｍ検波回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5543742A (en) | 1996-08-06 |
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