JPH11112299A - エミッタ結合型マルチバイブレータ - Google Patents
エミッタ結合型マルチバイブレータInfo
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- JPH11112299A JPH11112299A JP9275661A JP27566197A JPH11112299A JP H11112299 A JPH11112299 A JP H11112299A JP 9275661 A JP9275661 A JP 9275661A JP 27566197 A JP27566197 A JP 27566197A JP H11112299 A JPH11112299 A JP H11112299A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波数になっても周波数制御電圧Ｖｃに比
例した周波数で正確に発振できるようにする。 【解決手段】 エミッタ結合型マルチバイブレータを構
成する２つのトランジスタＱ1，Ｑ2のうち、オントラン
ジスタのベース電位を高電位に、オフトランジスタのベ
ース電位を低電位にするベース電位付与回路（ＤＦＰ，
ＣＳ）と、オントランジスタのベース電位を周波数制御
電圧Ｖｃに応じて制御するベース電位制御回路（ＣＣ
Ｔ）を設ける。オントランジスタを介して一定電流でコ
ンデンサＣを充電し、充電によりオフトランジスタのベ
ースエミッタ間電圧が所定値になった時、該オフトラン
ジスタをオン、オントランジスタをオフし、以後同様に
して発振を行わせ、同時に、オントランジスタのベース
電位を周波数制御電圧値Ｖｃに応じて制御して制御電圧
Ｖｃに比例する周波数ｆ0で発振するようにする。
例した周波数で正確に発振できるようにする。 【解決手段】 エミッタ結合型マルチバイブレータを構
成する２つのトランジスタＱ1，Ｑ2のうち、オントラン
ジスタのベース電位を高電位に、オフトランジスタのベ
ース電位を低電位にするベース電位付与回路（ＤＦＰ，
ＣＳ）と、オントランジスタのベース電位を周波数制御
電圧Ｖｃに応じて制御するベース電位制御回路（ＣＣ
Ｔ）を設ける。オントランジスタを介して一定電流でコ
ンデンサＣを充電し、充電によりオフトランジスタのベ
ースエミッタ間電圧が所定値になった時、該オフトラン
ジスタをオン、オントランジスタをオフし、以後同様に
して発振を行わせ、同時に、オントランジスタのベース
電位を周波数制御電圧値Ｖｃに応じて制御して制御電圧
Ｖｃに比例する周波数ｆ0で発振するようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はエミッタ結合型マル
チバイブレータに係わり、特に、マルチバイブレータを
構成する交互にオン／オフする２つのトランジスタのエ
ミッタ間がコンデンサを介して接続され、それぞれのエ
ミッタが定電流源に接続されたエミッタ結合型マルチバ
イブレータに関する。
チバイブレータに係わり、特に、マルチバイブレータを
構成する交互にオン／オフする２つのトランジスタのエ
ミッタ間がコンデンサを介して接続され、それぞれのエ
ミッタが定電流源に接続されたエミッタ結合型マルチバ
イブレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】比較的高いキャリア周波数で、かつ、広
い周波数偏移が要求される映像信号等のベースバンド信
号を直接ＦＭ変調する分野では、通常、弛張型発振方式
の一つであるエミッタ結合型マルチバイブレータを基本
とする回路によってＦＭ変調器が実現されている。図６
はかかるエミッタ結合型マルチバイブレータの回路例で
あり、図７は各部の動作波形である。図６において、Ｑ
1，Ｑ2はマルチバイブレータを構成し交互にオン／オフ
する２つのＮＰＮトランジスタ、Ｃはこれらトランジス
タＱ1，Ｑ2のエミッタ間を結合するコンデンサ、Ｃ
Ｓ1，ＣＳ2はトランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタとアース
間に接続された定電流源で、発信周波数制御電圧Ｖｃを
入力され、次式Ｉｃ＝ｇｍ・Ｖｃ（ｇｍは相互コンダク
タンス）で示す定電流Ｉｃを流すものである。トランジ
スタＱ1，Ｑ2のコレクタは抵抗Ｒ1，Ｒ2、ダイオードＤ
1，Ｄ2を介してバイアス電源Ｖccに接続されている。ダ
イオードＤ1，Ｄ2はトランジスタＱ1，Ｑ2がオンのと
き、抵抗Ｒ1，Ｒ2の両端の電圧をコレクタ電流が変化し
ても一定電圧ＶDにクランプするように機能する。
い周波数偏移が要求される映像信号等のベースバンド信
号を直接ＦＭ変調する分野では、通常、弛張型発振方式
の一つであるエミッタ結合型マルチバイブレータを基本
とする回路によってＦＭ変調器が実現されている。図６
はかかるエミッタ結合型マルチバイブレータの回路例で
あり、図７は各部の動作波形である。図６において、Ｑ
1，Ｑ2はマルチバイブレータを構成し交互にオン／オフ
する２つのＮＰＮトランジスタ、Ｃはこれらトランジス
タＱ1，Ｑ2のエミッタ間を結合するコンデンサ、Ｃ
Ｓ1，ＣＳ2はトランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタとアース
間に接続された定電流源で、発信周波数制御電圧Ｖｃを
入力され、次式Ｉｃ＝ｇｍ・Ｖｃ（ｇｍは相互コンダク
タンス）で示す定電流Ｉｃを流すものである。トランジ
スタＱ1，Ｑ2のコレクタは抵抗Ｒ1，Ｒ2、ダイオードＤ
1，Ｄ2を介してバイアス電源Ｖccに接続されている。ダ
イオードＤ1，Ｄ2はトランジスタＱ1，Ｑ2がオンのと
き、抵抗Ｒ1，Ｒ2の両端の電圧をコレクタ電流が変化し
ても一定電圧ＶDにクランプするように機能する。
【０００３】Ｑ3，Ｑ4はトランジスタＱ1，Ｑ２にベー
ス電流を供給するためのＮＰＮトランジスタで、エミッ
タ端子はそれぞれトランジスタＱ1，Ｑ２のベース端子
に接続され、コレクタ端子はバイアス電源Ｖccに接続さ
れ、ベース端子はそれぞれトランジスタはＱ1，Ｑ2のコ
レクタ端子に接続されている。今、仮に、トランジスタ
Ｑ1がオン、トランジスタＱ2がオフであるとする。この
時、トランジスタＱ1のエミッタ電位は、Ｖcc−２ＶBE
である。トランジスタＱ2のエミッタ電位も同様に考え
ると、Ｖcc−ＶD−２ＶBEであるが、実際には、エミッ
タ結合容量Ｃの図示する充電電荷のためにトランジスタ
Ｑ2のベースエミッタ電圧はオンするに必要なＶBEに達
することができない。このため、トランジスタＱ2はオ
フ状態である。かかる状態において、定電流Ｉｃがオン
トランジスタＱ1を介して矢印方向に流れると結合コン
デンサＣに充電されている電荷が放電し、ついで、図示
と逆極性となるようにコンデンサＣを充電する。そし
て、この充電が進むとトランジスタＱ2のエミッタ電位
が低下し、ベースエミッタ電圧が該トランジスタをオン
するに十分なＶBEを満足するようになり、トランジスタ
Ｑ2に電流が流れ始め、オンする。
ス電流を供給するためのＮＰＮトランジスタで、エミッ
タ端子はそれぞれトランジスタＱ1，Ｑ２のベース端子
に接続され、コレクタ端子はバイアス電源Ｖccに接続さ
れ、ベース端子はそれぞれトランジスタはＱ1，Ｑ2のコ
レクタ端子に接続されている。今、仮に、トランジスタ
Ｑ1がオン、トランジスタＱ2がオフであるとする。この
時、トランジスタＱ1のエミッタ電位は、Ｖcc−２ＶBE
である。トランジスタＱ2のエミッタ電位も同様に考え
ると、Ｖcc−ＶD−２ＶBEであるが、実際には、エミッ
タ結合容量Ｃの図示する充電電荷のためにトランジスタ
Ｑ2のベースエミッタ電圧はオンするに必要なＶBEに達
することができない。このため、トランジスタＱ2はオ
フ状態である。かかる状態において、定電流Ｉｃがオン
トランジスタＱ1を介して矢印方向に流れると結合コン
デンサＣに充電されている電荷が放電し、ついで、図示
と逆極性となるようにコンデンサＣを充電する。そし
て、この充電が進むとトランジスタＱ2のエミッタ電位
が低下し、ベースエミッタ電圧が該トランジスタをオン
するに十分なＶBEを満足するようになり、トランジスタ
Ｑ2に電流が流れ始め、オンする。
【０００４】トランジスタＱ2がオンすると、そのコレ
クタ端子に接続された抵抗Ｒ2の両端にダイオードクリ
ップ電圧ＶDが現れ、トランジスタＱ1のエミッタの電位
がコンデンサＣの受電電荷のために、ベース電位の低下
に追従して低下できず、トランジスタＱ1はオフ状態と
なる。以上が半サイクルの動作である。トランジスタＱ
1，Ｑ2のコレクタの矩形波振幅は、ダイオードＤ1，Ｄ2
のクランプ電圧ＶD(P-P)であり、エミッタ電位は間欠ノ
コギリ波になるが、振幅は直前までの充電電圧を考慮し
て、２ＶD(P-P)となる。従って、トランジスタＱ1又は
Ｑ2のエミッタ電位が２ＶD下がるまでの時間(Ｔ／２)
は、次式 （１／Ｃ）・∫Ｉc dt＝２ＶD より、 ｔ＝Ｔ／２＝２ＶDＣ／Ｉｃ＝２ＶDＣ／ｇｍ・Ｖｃ (1) となる。従って発振周波数fOは ｆ0＝１／Ｔ＝（ｇｍ／４ＣＶD）・Ｖｃ (2) で表される。
クタ端子に接続された抵抗Ｒ2の両端にダイオードクリ
ップ電圧ＶDが現れ、トランジスタＱ1のエミッタの電位
がコンデンサＣの受電電荷のために、ベース電位の低下
に追従して低下できず、トランジスタＱ1はオフ状態と
なる。以上が半サイクルの動作である。トランジスタＱ
1，Ｑ2のコレクタの矩形波振幅は、ダイオードＤ1，Ｄ2
のクランプ電圧ＶD(P-P)であり、エミッタ電位は間欠ノ
コギリ波になるが、振幅は直前までの充電電圧を考慮し
て、２ＶD(P-P)となる。従って、トランジスタＱ1又は
Ｑ2のエミッタ電位が２ＶD下がるまでの時間(Ｔ／２)
は、次式 （１／Ｃ）・∫Ｉc dt＝２ＶD より、 ｔ＝Ｔ／２＝２ＶDＣ／Ｉｃ＝２ＶDＣ／ｇｍ・Ｖｃ (1) となる。従って発振周波数fOは ｆ0＝１／Ｔ＝（ｇｍ／４ＣＶD）・Ｖｃ (2) で表される。
【０００５】しかしながら、ダイオードの電圧−電流特
性より明らかなように、実際のダイオードではダイオー
ドのクランプ電圧(ＶD)が電流Ｉｃすなわち制御電圧ＶC
に多少依存して変動する。このため、発振周波数ｆ0は
ＶCに比例しなくなる問題点がある。この点を解決する
ために、間欠ノコギリ波の振幅(トランジスタＱ1，Ｑ2
のエミッタ電位波形の振幅)をダイオードＤ1，Ｄ2のク
ランプ電圧ＶDに直接依存しないように改良した回路が
提案されている。図８はかかる改良されたエミッタ結合
マルチバイブレータの回路図、図９は各部波形図であ
る。図８において、図６と同一部分には同一符号を付し
ている。改良エミッタ結合マルチバイブレータにおい
て、図６のエミッタ結合マルチバイブレータと異なる点
は、カレントスイッチＣＳＷを設けた点である。カレン
トスイッチＣＳＷは、トランジスタＱ3，Ｑ4の差動対
と、定電流Ｉの電流源ＣＳと、コレクタ抵抗Ｒｃ等で構
成されている。
性より明らかなように、実際のダイオードではダイオー
ドのクランプ電圧(ＶD)が電流Ｉｃすなわち制御電圧ＶC
に多少依存して変動する。このため、発振周波数ｆ0は
ＶCに比例しなくなる問題点がある。この点を解決する
ために、間欠ノコギリ波の振幅(トランジスタＱ1，Ｑ2
のエミッタ電位波形の振幅)をダイオードＤ1，Ｄ2のク
ランプ電圧ＶDに直接依存しないように改良した回路が
提案されている。図８はかかる改良されたエミッタ結合
マルチバイブレータの回路図、図９は各部波形図であ
る。図８において、図６と同一部分には同一符号を付し
ている。改良エミッタ結合マルチバイブレータにおい
て、図６のエミッタ結合マルチバイブレータと異なる点
は、カレントスイッチＣＳＷを設けた点である。カレン
トスイッチＣＳＷは、トランジスタＱ3，Ｑ4の差動対
と、定電流Ｉの電流源ＣＳと、コレクタ抵抗Ｒｃ等で構
成されている。
【０００６】トランジスタＱ1がオン、Ｑ2がオフしてい
るとき、カレントスイッチＣＳＷのトランジスタＱ3は
オフ、Ｑ4がオンしている。かかる場合、トランジスタ
Ｑ3のコレクタ端子に一定振幅のリミット電圧ＶLMT（＝
Ｉ・Ｒｃ）が発生し、このリミット電圧ＶLMTがカップ
リングコンデンサを介してトランジスタＱ1のベース端
子に入力される。一方、トランジスタＱ4のコレクタ端
子電圧は０であり、トランジスタＱ2のベース端子に入
力される
るとき、カレントスイッチＣＳＷのトランジスタＱ3は
オフ、Ｑ4がオンしている。かかる場合、トランジスタ
Ｑ3のコレクタ端子に一定振幅のリミット電圧ＶLMT（＝
Ｉ・Ｒｃ）が発生し、このリミット電圧ＶLMTがカップ
リングコンデンサを介してトランジスタＱ1のベース端
子に入力される。一方、トランジスタＱ4のコレクタ端
子電圧は０であり、トランジスタＱ2のベース端子に入
力される
【０００７】かかる状態において、エミッタ結合コンデ
ンサＣに矢印方向に一定電流Ｉｃが流れて、該結合コン
デンサＣの充電電荷を放電し、ついで、図示と逆極性と
なるようにコンデンサＣを充電する。この充電が進むと
トランジスタＱ2のエミッタ電位が低下し、ベースエミ
ッタ電圧は該トランジスタをオンするに十分なＶBEを満
足できるようになり、トランジスタＱ2に電流が流れ始
め、オンする。すると、差動対を構成するトランジスタ
Ｑ3のベース電位がトランジスタＱ4のベース電位より高
くなり、トランジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。トラ
ンジスタＱ3がオンすると、トランジスタＱ1のベース電
位はほぼ零に低下する。しかし、トランジスタＱ1のエ
ミッタ電位はエミッタ結合コンデンサＣの受電電荷のた
めに、ベース電位の低下に追従して低下せず、トランジ
スタＱ1はオフ状態となる。以上が半サイクルの動作で
ある。
ンサＣに矢印方向に一定電流Ｉｃが流れて、該結合コン
デンサＣの充電電荷を放電し、ついで、図示と逆極性と
なるようにコンデンサＣを充電する。この充電が進むと
トランジスタＱ2のエミッタ電位が低下し、ベースエミ
ッタ電圧は該トランジスタをオンするに十分なＶBEを満
足できるようになり、トランジスタＱ2に電流が流れ始
め、オンする。すると、差動対を構成するトランジスタ
Ｑ3のベース電位がトランジスタＱ4のベース電位より高
くなり、トランジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。トラ
ンジスタＱ3がオンすると、トランジスタＱ1のベース電
位はほぼ零に低下する。しかし、トランジスタＱ1のエ
ミッタ電位はエミッタ結合コンデンサＣの受電電荷のた
めに、ベース電位の低下に追従して低下せず、トランジ
スタＱ1はオフ状態となる。以上が半サイクルの動作で
ある。
【０００８】以上のように、前半の半サイクルにより、
トランジスタＱ1がオフ、Ｑ2がオンし、カレントスイッ
チＣＳＷのトランジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。
又、トランジスタＱ4のコレクタ端子に一定振幅のリミ
ット電圧ＶLMT（＝Ｉ・Ｒｃ）が発生し、このリミット
電圧ＶLMTがカップリングコンデンサを介してトランジ
スタＱ2のベース端子に入力される。一方、トランジス
タＱ3のコレクタ端子電圧は０であり、トランジスタＱ1
のベース端子に入力される。以後、この状態から次の後
半の半サイクルが前半の半サイクルと同様に行われる。
トランジスタＱ1がオフ、Ｑ2がオンし、カレントスイッ
チＣＳＷのトランジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。
又、トランジスタＱ4のコレクタ端子に一定振幅のリミ
ット電圧ＶLMT（＝Ｉ・Ｒｃ）が発生し、このリミット
電圧ＶLMTがカップリングコンデンサを介してトランジ
スタＱ2のベース端子に入力される。一方、トランジス
タＱ3のコレクタ端子電圧は０であり、トランジスタＱ1
のベース端子に入力される。以後、この状態から次の後
半の半サイクルが前半の半サイクルと同様に行われる。
【０００９】以上より、トランジスタＱ1，Ｑ2のコレク
タの矩形波振幅は、ダイオードＤ1，Ｄ2のクランプ電圧
ＶD(P-P)であるが、トランジスタＱ1，Ｑ2のベースの矩
形波振幅はＶLMTとなる。すなわち、ベース矩形振幅の
ＶC依存性は、カレントスイッチＣＳＷのリミッタ特性
で除去されて ＶLMTとなる。この結果、トランジスタ
Ｑ1，Ｑ2のエミッタ電位は、間欠ノコギリ波になり、そ
の振幅は直前までの充電電圧を考慮して、２ＶLMTとな
る。従って、トランジスタＱ1又はＱ2のエミッタ電位が
２ＶLMT下がるまでの時間(Ｔ／２)は、次式 Ｔ／２＝２ＶLMTＣ／Ｉｃ＝２ＶLMTＣ／ｇｍ・Ｖｃ (3) となり、発振周波数fOは ｆ0＝１／Ｔ＝（ｇｍ／４ＣＶLMT）・Ｖｃ (4) で表される。
タの矩形波振幅は、ダイオードＤ1，Ｄ2のクランプ電圧
ＶD(P-P)であるが、トランジスタＱ1，Ｑ2のベースの矩
形波振幅はＶLMTとなる。すなわち、ベース矩形振幅の
ＶC依存性は、カレントスイッチＣＳＷのリミッタ特性
で除去されて ＶLMTとなる。この結果、トランジスタ
Ｑ1，Ｑ2のエミッタ電位は、間欠ノコギリ波になり、そ
の振幅は直前までの充電電圧を考慮して、２ＶLMTとな
る。従って、トランジスタＱ1又はＱ2のエミッタ電位が
２ＶLMT下がるまでの時間(Ｔ／２)は、次式 Ｔ／２＝２ＶLMTＣ／Ｉｃ＝２ＶLMTＣ／ｇｍ・Ｖｃ (3) となり、発振周波数fOは ｆ0＝１／Ｔ＝（ｇｍ／４ＣＶLMT）・Ｖｃ (4) で表される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように改良され
たエミッタ結合型マルチバイブレータでは、トランジス
タＱ1，Ｑ2のベースの矩形波振幅のＶC依存性をなく
せ、その結果、発振周波数ｆ0を周波数制御電圧ＶCに比
例させることができる。しかし、かかる改良されたエミ
ッタ結合型マルチバイブレータでも発振周波数が高くな
るに伴い、図１０のように、ＶC−fO特性が広域で寝て
くるようになる。これは、間欠ノコギリ波の立上がり時
間をゼロとみなせなくなることが原因で起こる。すなわ
ち、高周波発信させた場合の各部の波形図は図１１に示
すように間欠ノコギリ波の立上がり時間を無視できなく
なってくる。この立上がり時間を一定(τ)として解析す
ると次のようになる。
たエミッタ結合型マルチバイブレータでは、トランジス
タＱ1，Ｑ2のベースの矩形波振幅のＶC依存性をなく
せ、その結果、発振周波数ｆ0を周波数制御電圧ＶCに比
例させることができる。しかし、かかる改良されたエミ
ッタ結合型マルチバイブレータでも発振周波数が高くな
るに伴い、図１０のように、ＶC−fO特性が広域で寝て
くるようになる。これは、間欠ノコギリ波の立上がり時
間をゼロとみなせなくなることが原因で起こる。すなわ
ち、高周波発信させた場合の各部の波形図は図１１に示
すように間欠ノコギリ波の立上がり時間を無視できなく
なってくる。この立上がり時間を一定(τ)として解析す
ると次のようになる。
【００１１】立ち上がり時間分だけ反転周期が余分にか
かるので、半周期を求める関係式を Ｔ′／２＝（２ＶLMTＣ／ｇｍ・Ｖｃ）＋τ (5) のように修正する。従って、発振周波数fOは、 ｆ0＝（１／Ｔ′）＝ｇｍ・Ｖｃ／（４ＣＶLMT＋２τ・ｇｍ・Ｖｃ） (6) となる。このとき分母にＶC依存性が発生し、ＶC−ｆO
特性が図１０に示すような非線形な特性になる。以上か
ら本発明の目的は、高周波になっても周波数制御電圧Ｖ
ｃに比例した周波数ｆ0で正確に発振できるエミッタ結
合型マルチバイブレータを提供することである。
かるので、半周期を求める関係式を Ｔ′／２＝（２ＶLMTＣ／ｇｍ・Ｖｃ）＋τ (5) のように修正する。従って、発振周波数fOは、 ｆ0＝（１／Ｔ′）＝ｇｍ・Ｖｃ／（４ＣＶLMT＋２τ・ｇｍ・Ｖｃ） (6) となる。このとき分母にＶC依存性が発生し、ＶC−ｆO
特性が図１０に示すような非線形な特性になる。以上か
ら本発明の目的は、高周波になっても周波数制御電圧Ｖ
ｃに比例した周波数ｆ0で正確に発振できるエミッタ結
合型マルチバイブレータを提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によれ
ば、マルチバイブレータを構成する交互にオン／オフす
る２つのトランジスタのエミッタ間がコンデンサを介し
て接続され、それぞれのエミッタが定電流源に接続され
たエミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、マルチ
バイブレータを構成する２つのトランジスタのうち、オ
ントランジスタのベース電位を高電位に、オフトランジ
スタのベース電位を低電位にするベース電位付与回路、
前記オントランジスタのベース電位を周波数制御電圧値
Ｖｃに応じて制御するベース電位制御回路を付加する。
通常、オントランジスタを介して一定電流で前記コンデ
ンサを充電し、充電によりオフトランジスタのエミッタ
電位を低下し、これによりベースエミッタ間電圧が所定
値になった時、該オフトランジスタをオン、オントラン
ジスタをオフして発振動作を行わせる。このとき、オン
トランジスタのベース端子に入力する高電位を周波数制
御電圧値Ｖｃが大きくなるに従い、すなわち、発振周波
数が高くなるにつれて低下する。このようにすれば、発
振周波数が高くなって立ち上がりに要する時間を無視で
きなくなっても、該立ち上がり時間を補償して周波数制
御電圧Ｖｃに比例する周波数ｆ0で発振できるようにな
る。
ば、マルチバイブレータを構成する交互にオン／オフす
る２つのトランジスタのエミッタ間がコンデンサを介し
て接続され、それぞれのエミッタが定電流源に接続され
たエミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、マルチ
バイブレータを構成する２つのトランジスタのうち、オ
ントランジスタのベース電位を高電位に、オフトランジ
スタのベース電位を低電位にするベース電位付与回路、
前記オントランジスタのベース電位を周波数制御電圧値
Ｖｃに応じて制御するベース電位制御回路を付加する。
通常、オントランジスタを介して一定電流で前記コンデ
ンサを充電し、充電によりオフトランジスタのエミッタ
電位を低下し、これによりベースエミッタ間電圧が所定
値になった時、該オフトランジスタをオン、オントラン
ジスタをオフして発振動作を行わせる。このとき、オン
トランジスタのベース端子に入力する高電位を周波数制
御電圧値Ｖｃが大きくなるに従い、すなわち、発振周波
数が高くなるにつれて低下する。このようにすれば、発
振周波数が高くなって立ち上がりに要する時間を無視で
きなくなっても、該立ち上がり時間を補償して周波数制
御電圧Ｖｃに比例する周波数ｆ0で発振できるようにな
る。
【００１３】又、前記ベース電位付与回路を、(1) 差動
接続されたトランジスタのコレクタがマルチバイブレー
タを構成する各トランジスタのベースに接続されてなる
差動対と、(2) 該差動対に接続された電流源とを有する
カレントスイッチで構成し、前記ベース電位制御回路は
周波数制御電圧値Ｖｃに応じて前記カレントスイッチの
電流源の電流値を変化して前記オントランジスタのベー
ス電位を制御する。このようにすれば、簡単な回路構成
で周波数制御電圧Ｖｃに比例する周波数ｆ0で発振させ
ることができる。
接続されたトランジスタのコレクタがマルチバイブレー
タを構成する各トランジスタのベースに接続されてなる
差動対と、(2) 該差動対に接続された電流源とを有する
カレントスイッチで構成し、前記ベース電位制御回路は
周波数制御電圧値Ｖｃに応じて前記カレントスイッチの
電流源の電流値を変化して前記オントランジスタのベー
ス電位を制御する。このようにすれば、簡単な回路構成
で周波数制御電圧Ｖｃに比例する周波数ｆ0で発振させ
ることができる。
【００１４】
（Ａ）理想動作、本発明の動作、従来例の動作比較 図１（ａ）はエミッタ結合型マルチバイブレータが理想
動作しているとした場合におけるエミッタ間電圧波形で
あり、振幅２ＶLMTOの三角波形になっており、(4)式で
示すように周波数制御電圧Ｖcに比例した発振周波数で
正確に発振する。図１（ｂ）は従来（図８）のエミッタ
結合型マルチバイブレータのエミッタ間電圧波形であ
り、振幅２ＶLMTOの頂上がつぶれた三角波形になってお
り、又、立ち上がり時間τの影響で発振周波数は(6)式
で示すようになり、周波数制御電圧Ｖcに比例した発振
周波数で発振できない。図１（ｃ）は本発明によるエミ
ッタ結合型マルチバイブレータのエミッタ間電圧波形で
あり、振幅２ＶLMTOの頂上がつぶれた三角波形になって
いるが、周波数制御電圧Ｖcに比例した発振周波数で正
確に発振する。
動作しているとした場合におけるエミッタ間電圧波形で
あり、振幅２ＶLMTOの三角波形になっており、(4)式で
示すように周波数制御電圧Ｖcに比例した発振周波数で
正確に発振する。図１（ｂ）は従来（図８）のエミッタ
結合型マルチバイブレータのエミッタ間電圧波形であ
り、振幅２ＶLMTOの頂上がつぶれた三角波形になってお
り、又、立ち上がり時間τの影響で発振周波数は(6)式
で示すようになり、周波数制御電圧Ｖcに比例した発振
周波数で発振できない。図１（ｃ）は本発明によるエミ
ッタ結合型マルチバイブレータのエミッタ間電圧波形で
あり、振幅２ＶLMTOの頂上がつぶれた三角波形になって
いるが、周波数制御電圧Ｖcに比例した発振周波数で正
確に発振する。
【００１５】（Ｂ）本発明の発振周波数制御 非線形性をなくすためには、すなわち、制御電圧Ｖcと
発振周波数ｆ0の比例関係を確立するためには、(6)式の
分母がＶCに依存しない定数になるように他のパラメー
タを制御する必要がある。制御が容易に可能なのは、Ｖ
LMTである。ＶLMTをＶCの関数として分母が次の方程式
を満たすような関数ＶLMT(Vc)を導く。 ４ＶLMT(Vc)・Ｃ＋２τ・ｇｍ・ＶC＝一定 両辺をＶCで微分すると、 4Ｃ・ＶLMT′(Vc)＋２τ・ｇｍ＝０ これを積分して、 ＶLMT(Vc)＝−（τ・ｇｍ／２Ｃ）・Ｖc＋ＶLMTO (7) を得る。ＶLMTOは、ＶC＝０のときのリミッタ振幅であ
り、分母のＶC依存性とは無関係に設定できる。このよ
うに、ＶLMTに(7)式の右辺第１項のような負の変調をか
ける事で、分母のＶC依存性を排除できる。定性的な説
明としては、図１（ｃ）に示すように固有遅延τによっ
て周期が余分に長くなるので、その分リミッタ振幅を減
小して反転までの時間を短くし、全体的に発振周波数ｆ
0をＶｃに比例する方向に作用させる。
発振周波数ｆ0の比例関係を確立するためには、(6)式の
分母がＶCに依存しない定数になるように他のパラメー
タを制御する必要がある。制御が容易に可能なのは、Ｖ
LMTである。ＶLMTをＶCの関数として分母が次の方程式
を満たすような関数ＶLMT(Vc)を導く。 ４ＶLMT(Vc)・Ｃ＋２τ・ｇｍ・ＶC＝一定 両辺をＶCで微分すると、 4Ｃ・ＶLMT′(Vc)＋２τ・ｇｍ＝０ これを積分して、 ＶLMT(Vc)＝−（τ・ｇｍ／２Ｃ）・Ｖc＋ＶLMTO (7) を得る。ＶLMTOは、ＶC＝０のときのリミッタ振幅であ
り、分母のＶC依存性とは無関係に設定できる。このよ
うに、ＶLMTに(7)式の右辺第１項のような負の変調をか
ける事で、分母のＶC依存性を排除できる。定性的な説
明としては、図１（ｃ）に示すように固有遅延τによっ
て周期が余分に長くなるので、その分リミッタ振幅を減
小して反転までの時間を短くし、全体的に発振周波数ｆ
0をＶｃに比例する方向に作用させる。
【００１６】（Ｃ）本発明の第１実施例のエミッタ結合
型マルチバイブレータ 図２は本発明の第１実施例のエミッタ結合型マルチバイ
ブレータの構成図であり、通常のエミッタ結合型マルチ
バイブレータにカレントスイッチＣＳＷを組み付けた構
成を有している。カレントスイッチＣＳＷは差動対ＤＦ
Ｐと電流源ＣＳを備え、差動対ＤＦＰはトランジスタＱ
3，Ｑ4とコレクタ抵抗Ｒｃ等で構成されている。すなわ
ち、トランジスタＱ3，Ｑ4のエミッタは結合されて電流
源ＣＳに接続され、各トランジスタＱ3，Ｑ4のコレクタ
はコレクタ抵抗Ｒｃを介して結合されてバイアス電源Ｖ
ccに接続され、トランジスタＱ3のベース端子はトラン
ジスタＱ1のコレクタ端子に接続され、トランジスタＱ4
のベース端子はトランジスタＱ2のコレクタ端子に接続
されている。電流源ＣＳは、電流源用のＮＰＮトランジ
スタＱ5と、該トランジスタのエミッタ端子とバイアス
電源ＶEE間に設けられた抵抗ＲEと、トランジスタのベ
ース端子に接続された一定電圧ＶB＋ＶBE（ＶB≧０、図
ではＶB＝０）の直流電圧源と、周波数制御電圧Ｖcに応
じて抵抗ＲEにＩRXの電流を流し込み、エミッタ電流ＩE
の電流値を可変する電流可変部ＣＣＴを備えている。こ
の電流可変部ＣＣＴは周波数制御電圧Ｖｃが印加される
抵抗ＲXを備え、次式 ＩRX＝Ｖｃ／ＲX の電流ＩRXを抵抗ＲEに流し込む。
型マルチバイブレータ 図２は本発明の第１実施例のエミッタ結合型マルチバイ
ブレータの構成図であり、通常のエミッタ結合型マルチ
バイブレータにカレントスイッチＣＳＷを組み付けた構
成を有している。カレントスイッチＣＳＷは差動対ＤＦ
Ｐと電流源ＣＳを備え、差動対ＤＦＰはトランジスタＱ
3，Ｑ4とコレクタ抵抗Ｒｃ等で構成されている。すなわ
ち、トランジスタＱ3，Ｑ4のエミッタは結合されて電流
源ＣＳに接続され、各トランジスタＱ3，Ｑ4のコレクタ
はコレクタ抵抗Ｒｃを介して結合されてバイアス電源Ｖ
ccに接続され、トランジスタＱ3のベース端子はトラン
ジスタＱ1のコレクタ端子に接続され、トランジスタＱ4
のベース端子はトランジスタＱ2のコレクタ端子に接続
されている。電流源ＣＳは、電流源用のＮＰＮトランジ
スタＱ5と、該トランジスタのエミッタ端子とバイアス
電源ＶEE間に設けられた抵抗ＲEと、トランジスタのベ
ース端子に接続された一定電圧ＶB＋ＶBE（ＶB≧０、図
ではＶB＝０）の直流電圧源と、周波数制御電圧Ｖcに応
じて抵抗ＲEにＩRXの電流を流し込み、エミッタ電流ＩE
の電流値を可変する電流可変部ＣＣＴを備えている。こ
の電流可変部ＣＣＴは周波数制御電圧Ｖｃが印加される
抵抗ＲXを備え、次式 ＩRX＝Ｖｃ／ＲX の電流ＩRXを抵抗ＲEに流し込む。
【００１７】電流源用のトランジスタＱ5のエミッタ電
流をＩE、抵抗ＲEを流れる電流をＩR E、抵抗ＲXを流れ
る電流をＩRXとすると、結節点Ｐにおいて次式 ＩE＋ＩRX＝ＩRE (8) が成り立つ。もし、トランジスタＱ5のベースにＶ
BE（ＶB＝０）を与えて、ベース接地として動作させた
場合、エミッタ電位は電流にあまり影響せず、０(V)に
なる。この状態では、 ＩRX＝Ｖｃ／ＲX ， ＩRE＝ＶEE／ＲE (9) となる。結局、トランジスタＱ5を流れる電流ＩE（≒Ｉ
C)は、次式 ＩC≒ＩE＝ＩRE−ＩRX＝（ＶEE／ＲE）−（Ｖｃ／ＲX） (10) で表現できる。この結果、リミッタ振幅ＶLMT（Vc）は ＶLMT（Vc）＝ＩE・Ｒｃ＝｛（ＶEE／ＲE）−（Ｖｃ／ＲX）｝・Ｒｃ ＝（ＲC／ＲE）・ＶEE−（ＲC／ＲX）Ｖｃ (11) となり、右辺第２項で、負の変調をかける事ができる。
尚、ＶB≠０の場合には、エミッタ電位はＶB(V)にな
り、 ＩRX＝（Ｖｃ−ＶB）／ＲX ， ＩRE＝（ＶB＋ＶEE）
／ＲE となる。
流をＩE、抵抗ＲEを流れる電流をＩR E、抵抗ＲXを流れ
る電流をＩRXとすると、結節点Ｐにおいて次式 ＩE＋ＩRX＝ＩRE (8) が成り立つ。もし、トランジスタＱ5のベースにＶ
BE（ＶB＝０）を与えて、ベース接地として動作させた
場合、エミッタ電位は電流にあまり影響せず、０(V)に
なる。この状態では、 ＩRX＝Ｖｃ／ＲX ， ＩRE＝ＶEE／ＲE (9) となる。結局、トランジスタＱ5を流れる電流ＩE（≒Ｉ
C)は、次式 ＩC≒ＩE＝ＩRE−ＩRX＝（ＶEE／ＲE）−（Ｖｃ／ＲX） (10) で表現できる。この結果、リミッタ振幅ＶLMT（Vc）は ＶLMT（Vc）＝ＩE・Ｒｃ＝｛（ＶEE／ＲE）−（Ｖｃ／ＲX）｝・Ｒｃ ＝（ＲC／ＲE）・ＶEE−（ＲC／ＲX）Ｖｃ (11) となり、右辺第２項で、負の変調をかける事ができる。
尚、ＶB≠０の場合には、エミッタ電位はＶB(V)にな
り、 ＩRX＝（Ｖｃ−ＶB）／ＲX ， ＩRE＝（ＶB＋ＶEE）
／ＲE となる。
【００１８】(7)式と(11)式を比較すると、 ＲC／ＲX＝τ・ｇｍ／２Ｃ (12) ＲC・ＶEE／ＲE＝ＶLMTO (13) のとき、関数が完全に一致する。すなわち、非線形を除
去して発振周波数ｆ0を周波数制御電圧Ｖｃに比例させ
るための実質的な条件は、(12)式のみである。以上よ
り、図２の第１実施例において、Ｖｃ＝０のときのリミ
ッタ振幅ＶLMTOがＲC・ＶEE／ＲEとなるように決め、か
つ、抵抗ＲXの値を次式 ＲX＝２Ｃ・ＲC／τ・ｇｍ (14) を満足するように決定する。以上のようにすれば、発振
周波数が高くなって立ち上がり時間τが無視できなくな
っても、該τに相当する分リミッタ振幅を抑えて反転ま
での時間を短くできる。これにより、発振周波数ｆ0を
周波数制御電圧Ｖｃに比例させることが可能になる。
去して発振周波数ｆ0を周波数制御電圧Ｖｃに比例させ
るための実質的な条件は、(12)式のみである。以上よ
り、図２の第１実施例において、Ｖｃ＝０のときのリミ
ッタ振幅ＶLMTOがＲC・ＶEE／ＲEとなるように決め、か
つ、抵抗ＲXの値を次式 ＲX＝２Ｃ・ＲC／τ・ｇｍ (14) を満足するように決定する。以上のようにすれば、発振
周波数が高くなって立ち上がり時間τが無視できなくな
っても、該τに相当する分リミッタ振幅を抑えて反転ま
での時間を短くできる。これにより、発振周波数ｆ0を
周波数制御電圧Ｖｃに比例させることが可能になる。
【００１９】さて、トランジスタＱ1がオン、Ｑ2がオフ
しているとき、カレントスイッチＣＳＷのトランジスタ
Ｑ3はオフ、Ｑ4がオンしている。かかる場合、トランジ
スタＱ3のコレクタ端子に(11)式のリミット電圧ＶLMT(V
c)が発生し、このリミット電圧ＶLMT(Vc)がカップリン
グコンデンサを介してトランジスタＱ1のベース端子に
入力される。一方、トランジスタＱ4のコレクタ端子電
圧は０であり、トランジスタＱ2のベース端子に入力さ
れる かかる状態において、結合コンデンサＣに矢印方向に一
定電流Ｉｃが流れて、該結合コンデンサＣの充電電荷を
放電し、ついで、図示と逆極性となるようにコンデンサ
Ｃを充電する。そして、この充電が進むとトランジスタ
Ｑ2のエミッタ電位が低下し、ベースエミッタ電圧は該
トランジスタをオンするに十分なＶBEを満足できるよう
になり、トランジスタＱ2に電流が流れ始め、オンす
る。すると、差動対を構成するトランジスタＱ3のベー
ス電位がトランジスタＱ4のベース電位より高くなり、
トランジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。トランジスタ
Ｑ3がオンすると、トランジスタＱ1のベース電位はほぼ
零に低下する。しかし、トランジスタＱ1のエミッタ電
位はコンデンサＣの受電電荷のために、ベース電位の低
下に追従して低下せず、トランジスタＱ1はオフ状態と
なる。以上が半サイクルの動作である。
しているとき、カレントスイッチＣＳＷのトランジスタ
Ｑ3はオフ、Ｑ4がオンしている。かかる場合、トランジ
スタＱ3のコレクタ端子に(11)式のリミット電圧ＶLMT(V
c)が発生し、このリミット電圧ＶLMT(Vc)がカップリン
グコンデンサを介してトランジスタＱ1のベース端子に
入力される。一方、トランジスタＱ4のコレクタ端子電
圧は０であり、トランジスタＱ2のベース端子に入力さ
れる かかる状態において、結合コンデンサＣに矢印方向に一
定電流Ｉｃが流れて、該結合コンデンサＣの充電電荷を
放電し、ついで、図示と逆極性となるようにコンデンサ
Ｃを充電する。そして、この充電が進むとトランジスタ
Ｑ2のエミッタ電位が低下し、ベースエミッタ電圧は該
トランジスタをオンするに十分なＶBEを満足できるよう
になり、トランジスタＱ2に電流が流れ始め、オンす
る。すると、差動対を構成するトランジスタＱ3のベー
ス電位がトランジスタＱ4のベース電位より高くなり、
トランジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。トランジスタ
Ｑ3がオンすると、トランジスタＱ1のベース電位はほぼ
零に低下する。しかし、トランジスタＱ1のエミッタ電
位はコンデンサＣの受電電荷のために、ベース電位の低
下に追従して低下せず、トランジスタＱ1はオフ状態と
なる。以上が半サイクルの動作である。
【００２０】前半の半サイクルにより、トランジスタＱ
1がオフ、Ｑ2がオンし、カレントスイッチＣＳＷのトラ
ンジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。又、トランジスタ
Ｑ4のコレクタ端子に(11)式で示すリミット電圧ＶLMT(V
c)が発生し、このリミット電圧ＶLMT(Vc)がカップリン
グコンデンサを介してトランジスタＱ2のベース端子に
入力される。一方、トランジスタＱ3のコレクタ端子電
圧は０であり、トランジスタＱ1のベース端子に入力さ
れる。以後、この状態から次の後半の半サイクルが前半
の半サイクルと同様に行われる。以上より、発振周波数
ｆ0は ｆ0＝ｇｍ・Ｖｃ／４Ｃ・ＶLMTO (15) となり、発振周波数ｆ0を周波数制御電圧Ｖｃに比例さ
せることができる。
1がオフ、Ｑ2がオンし、カレントスイッチＣＳＷのトラ
ンジスタＱ3がオン、Ｑ4がオフする。又、トランジスタ
Ｑ4のコレクタ端子に(11)式で示すリミット電圧ＶLMT(V
c)が発生し、このリミット電圧ＶLMT(Vc)がカップリン
グコンデンサを介してトランジスタＱ2のベース端子に
入力される。一方、トランジスタＱ3のコレクタ端子電
圧は０であり、トランジスタＱ1のベース端子に入力さ
れる。以後、この状態から次の後半の半サイクルが前半
の半サイクルと同様に行われる。以上より、発振周波数
ｆ0は ｆ0＝ｇｍ・Ｖｃ／４Ｃ・ＶLMTO (15) となり、発振周波数ｆ0を周波数制御電圧Ｖｃに比例さ
せることができる。
【００２１】（Ｄ）本発明の第２実施例のエミッタ結合
型マルチバイブレータ 第１実施例のエミッタ結合型マルチバイブレータでは、
温度やIE自身の影響などでエミッタ電位が０(V)を保て
なくなると、発振周波数ｆ0が(15)式から外れてしま
う。かかる問題点を解決するために、電流源用トランジ
スタＱ5のエミッタ電位を温度やIE、Ｖcに関係なく一定
（＝０ｖ）にする必要がある。第２実施例では、この要
求を実現するために、オペアンプを用いたフィードバッ
ク制御でエミッタ電位を常に０Vに保っている。図３は
本発明の第２実施例のエミッタ結合型マルチバイブレー
タの構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同
一符号を付している。ＯＰＡは＋ＶBEの電圧源を形成す
るオペレーションアンプであり、該オペレーションアン
プの正転入力端子に接地電圧を入力すると共に反転入力
端子に抵抗ＲXを介して周波数制御電圧Ｖｃを入力し、
出力端子を定電流源用トランジスタＱ5のベース端子に
接続し、該トランジスタのエミッタ電圧をオペレーショ
ンアンプの反転入力端子にフィードバックする構成を有
している。
型マルチバイブレータ 第１実施例のエミッタ結合型マルチバイブレータでは、
温度やIE自身の影響などでエミッタ電位が０(V)を保て
なくなると、発振周波数ｆ0が(15)式から外れてしま
う。かかる問題点を解決するために、電流源用トランジ
スタＱ5のエミッタ電位を温度やIE、Ｖcに関係なく一定
（＝０ｖ）にする必要がある。第２実施例では、この要
求を実現するために、オペアンプを用いたフィードバッ
ク制御でエミッタ電位を常に０Vに保っている。図３は
本発明の第２実施例のエミッタ結合型マルチバイブレー
タの構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同
一符号を付している。ＯＰＡは＋ＶBEの電圧源を形成す
るオペレーションアンプであり、該オペレーションアン
プの正転入力端子に接地電圧を入力すると共に反転入力
端子に抵抗ＲXを介して周波数制御電圧Ｖｃを入力し、
出力端子を定電流源用トランジスタＱ5のベース端子に
接続し、該トランジスタのエミッタ電圧をオペレーショ
ンアンプの反転入力端子にフィードバックする構成を有
している。
【００２２】かかるフィードバック構成によれば、トラ
ンジスタＱ5のエミッタ電位が０(V)となるように制御さ
れ、このため温度やIE自身の影響などに関係なく、発振
周波数ｆ0を周波数制御電圧Ｖｃに比例させることがで
きる。ところで、以上のように、リミッタ振幅にＶcに
よる負の変調をかけると、図４に示すように出力ＯＵＴ
（Ｒｃの波形）に強度変調分が現れる。しかし、次段に
リミッタ回路あるいはバッファ回路を追加することによ
り強度変調分取り除くことができる。図５は図３の第２
実施例の出力側にリミッタ回路ＬＭＣを接続した構成で
ある。リミッタ回路ＬＭＣはトランジスタＱ6，Ｑ7の差
動対と定電流源ＣＣＳを備えている。リミッタ回路ＬＭ
ＣのトランジスタＱ6にマルチバイブレータよりハイレ
ベルの出力信号が入力されるとトランジスタＱ7がオフ
してハイレベルのリミッタ出力が得られる。又、トラン
ジスタＱ6にローレベルの出力が入力されるとトランジ
スタＱ7がオンしてローレベルのリミッタ出力が得られ
る。以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は
請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が
可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
ンジスタＱ5のエミッタ電位が０(V)となるように制御さ
れ、このため温度やIE自身の影響などに関係なく、発振
周波数ｆ0を周波数制御電圧Ｖｃに比例させることがで
きる。ところで、以上のように、リミッタ振幅にＶcに
よる負の変調をかけると、図４に示すように出力ＯＵＴ
（Ｒｃの波形）に強度変調分が現れる。しかし、次段に
リミッタ回路あるいはバッファ回路を追加することによ
り強度変調分取り除くことができる。図５は図３の第２
実施例の出力側にリミッタ回路ＬＭＣを接続した構成で
ある。リミッタ回路ＬＭＣはトランジスタＱ6，Ｑ7の差
動対と定電流源ＣＣＳを備えている。リミッタ回路ＬＭ
ＣのトランジスタＱ6にマルチバイブレータよりハイレ
ベルの出力信号が入力されるとトランジスタＱ7がオフ
してハイレベルのリミッタ出力が得られる。又、トラン
ジスタＱ6にローレベルの出力が入力されるとトランジ
スタＱ7がオンしてローレベルのリミッタ出力が得られ
る。以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は
請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が
可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００２３】
【発明の効果】以上本発明によれば、マルチバイブレー
タを構成する２つのトランジスタのうち、オントランジ
スタのベース電位を高電位に、オフトランジスタのベー
ス電位を低電位にするベース電位付与回路、前記オント
ランジスタのベース電位を周波数制御電圧値Ｖｃに応じ
て制御するベース電位制御回路を設け、オントランジス
タを介して一定電流でエミッタ結合コンデンサを充電
し、充電によりオフトランジスタのベースエミッタ間電
圧が所定値になった時、該オフトランジスタをオン、オ
ントランジスタをオフすることで発振動作を行わせ、前
記オントランジスタのベース電位を前記周波数制御電圧
値Ｖｃに応じて制御する。このようにしたから、高周波
になっても周波数制御電圧Ｖｃに比例した周波数で正確
に発振することができる。すなわち、本発明によれば、
高い周波数で崩れてくるVCOの直線性を有効に補償で
き、非常に直線性の良いFM変調特性を得ることができ
る。従って、比較的高いキャリア周波数で、かつ、広い
周波数偏移が要求される映像信号等のベースバンド信号
を直接ＦＭ変調するＦＭ変調器に適用して好適である。
タを構成する２つのトランジスタのうち、オントランジ
スタのベース電位を高電位に、オフトランジスタのベー
ス電位を低電位にするベース電位付与回路、前記オント
ランジスタのベース電位を周波数制御電圧値Ｖｃに応じ
て制御するベース電位制御回路を設け、オントランジス
タを介して一定電流でエミッタ結合コンデンサを充電
し、充電によりオフトランジスタのベースエミッタ間電
圧が所定値になった時、該オフトランジスタをオン、オ
ントランジスタをオフすることで発振動作を行わせ、前
記オントランジスタのベース電位を前記周波数制御電圧
値Ｖｃに応じて制御する。このようにしたから、高周波
になっても周波数制御電圧Ｖｃに比例した周波数で正確
に発振することができる。すなわち、本発明によれば、
高い周波数で崩れてくるVCOの直線性を有効に補償で
き、非常に直線性の良いFM変調特性を得ることができ
る。従って、比較的高いキャリア周波数で、かつ、広い
周波数偏移が要求される映像信号等のベースバンド信号
を直接ＦＭ変調するＦＭ変調器に適用して好適である。
【００２４】本発明によれば、前記ベース電位付与回路
を、(1) 差動接続された各トランジスタのコレクタがマ
ルチバイブレータを構成する各トランジスタのベースに
接続されてなる差動対と、(2) 該差動対に接続された電
流源とを有するカレントスイッチで構成し、ベース電位
制御回路は周波数制御電圧値Ｖｃに応じてカレントスイ
ッチの電流源の電流値を変化して前記オントランジスタ
のベース電位を制御するようにしたから、簡単な構成
で、高周波数になっても制御電圧Ｖｃに比例した周波数
で正確に発振させることができる。又、本発明によれ
ば、カレントスイッチの電流源を電流源用のトランジス
タと抵抗ＲEとで構成し、該トランジスタのコレクタを
差動対のエミッタ端子に接続し、エミッタを抵抗ＲEを
介して所定バイアス−ＶEEに接続し、ベースを一定電圧
源ＶBEに接続し、ＶEE／ＲEの一定エミッタ電流ＩEを出
力するようにする。又、ベース間電圧制御回路は抵抗Ｒ
Eに周波数制御電圧Ｖｃに応じた電流ＩRXを流し込むこ
とにより、定電流源用のトランジスタのエミッタ電流Ｉ
Eを減小し、これにより、周波数制御電圧値Ｖｃに応じ
てカレントスイッチの電流源の電流値を変化するように
する。以上のよにすれば、簡単な構成でマルチバイブレ
ータのトランジスタのベース電位を制御して周波数制御
電圧Ｖｃに比例した周波数で正確に発振させることがで
きる。
を、(1) 差動接続された各トランジスタのコレクタがマ
ルチバイブレータを構成する各トランジスタのベースに
接続されてなる差動対と、(2) 該差動対に接続された電
流源とを有するカレントスイッチで構成し、ベース電位
制御回路は周波数制御電圧値Ｖｃに応じてカレントスイ
ッチの電流源の電流値を変化して前記オントランジスタ
のベース電位を制御するようにしたから、簡単な構成
で、高周波数になっても制御電圧Ｖｃに比例した周波数
で正確に発振させることができる。又、本発明によれ
ば、カレントスイッチの電流源を電流源用のトランジス
タと抵抗ＲEとで構成し、該トランジスタのコレクタを
差動対のエミッタ端子に接続し、エミッタを抵抗ＲEを
介して所定バイアス−ＶEEに接続し、ベースを一定電圧
源ＶBEに接続し、ＶEE／ＲEの一定エミッタ電流ＩEを出
力するようにする。又、ベース間電圧制御回路は抵抗Ｒ
Eに周波数制御電圧Ｖｃに応じた電流ＩRXを流し込むこ
とにより、定電流源用のトランジスタのエミッタ電流Ｉ
Eを減小し、これにより、周波数制御電圧値Ｖｃに応じ
てカレントスイッチの電流源の電流値を変化するように
する。以上のよにすれば、簡単な構成でマルチバイブレ
ータのトランジスタのベース電位を制御して周波数制御
電圧Ｖｃに比例した周波数で正確に発振させることがで
きる。
【００２５】この場合、＋ＶBEの電圧源をオペレーショ
ンアンプで構成し、該オペレーションアンプの入力端子
に接地電圧を入力し、出力端子を前記定電流源用トラン
ジスタのベースに接続し、該トランジスタのエミッタ電
圧を他方の入力端子にフィードバックすることにより、
定電流源用トランジスタのエミッタ電位を温度やエミッ
タ電流等に関係なく常に０ボルトにでき、周波数制御電
圧Ｖｃに比例した周波数で正確に発振させることができ
る。
ンアンプで構成し、該オペレーションアンプの入力端子
に接地電圧を入力し、出力端子を前記定電流源用トラン
ジスタのベースに接続し、該トランジスタのエミッタ電
圧を他方の入力端子にフィードバックすることにより、
定電流源用トランジスタのエミッタ電位を温度やエミッ
タ電流等に関係なく常に０ボルトにでき、周波数制御電
圧Ｖｃに比例した周波数で正確に発振させることができ
る。
【図１】従来回路と本発明の概略を理解するための波形
比較図である。
比較図である。
【図２】本発明の第１実施例である。
【図３】本発明の第２実施例である。
【図４】負変調による強度変調成分の除去過程説明用の
波形図である。
波形図である。
【図５】強度変調成分を除去する構成図である。
【図６】従来のエミッタ結合型マルチバイブレータの基
本回路である。
本回路である。
【図７】基本回路を説明するための各部のタイミング及
び波形図である。
び波形図である。
【図８】従来のエミッタ結合型マルチバイブレータの改
良回路である。
良回路である。
【図９】改良回路に対応する各部のタイミング及び波形
図である。
図である。
【図１０】ＶC−ｆO特性図である。
【図１１】高周波発振させた場合における改良回路の各
部のタイミング及び波形図である。
部のタイミング及び波形図である。
Ｑ1，Ｑ2・・マルチバイブレータを構成するトランジス
タ Ｃ・・エミッタ結合コンデンサ ＣＳ１，ＣＳ２・・定電流源 ＣＳＷ・・カレントスイッチ ＤＦＰ・・差動対 ＣＳ・・電流源 Ｖｃ・・周波数制御電圧
タ Ｃ・・エミッタ結合コンデンサ ＣＳ１，ＣＳ２・・定電流源 ＣＳＷ・・カレントスイッチ ＤＦＰ・・差動対 ＣＳ・・電流源 Ｖｃ・・周波数制御電圧
Claims (4)
- 【請求項１】 マルチバイブレータを構成する交互にオ
ン／オフする２つのトランジスタのエミッタ間がコンデ
ンサを介して接続され、それぞれのエミッタが定電流源
に接続されたエミッタ結合型マルチバイブレータにおい
て、 マルチバイブレータを構成する２つのトランジスタのう
ち、オントランジスタのベース電位を高電位に、オフト
ランジスタのベース電位を低電位にするベース電位付与
回路、 前記オントランジスタのベース電位を周波数制御電圧Ｖ
ｃに応じて制御するベース電位制御回路を備え、 オントランジスタを介して一定電流で前記コンデンサを
充電し、充電によりオフトランジスタのベースエミッタ
間電圧が所定値になった時、該オフトランジスタをオ
ン、オントランジスタをオフして発振を行わせると共
に、前記オントランジスタのベース電位を前記周波数制
御電圧値Ｖｃに応じて制御することにより該制御電圧Ｖ
ｃに比例する周波数ｆ0で発振するようにしたことを特
徴とするエミッタ結合型マルチバイブレータ。 - 【請求項２】 前記ベース電位付与回路は、差動接続さ
れた各トランジスタのコレクタが前記マルチバイブレー
タを構成する各トランジスタのベースに接続されてなる
差動対と、該差動対に接続された電流源とを有するカレ
ントスイッチであり、 ベース電位制御回路は周波数制御電圧値Ｖｃに応じて前
記カレントスイッチの電流源の電流値を変化して前記オ
ントランジスタのベース電位を制御することを特徴とす
る請求項１記載のエミッタ結合型マルチバイブレータ。 - 【請求項３】 前記カレントスイッチの電流源は、電流
源用のトランジスタと抵抗ＲEを備え、該トランジスタ
のコレクタが差動対のエミッタ端子に接続され、エミッ
タが抵抗ＲEを介して所定バイアス−ＶEEに接続され、
ベースが一定電圧源ＶB＋ＶBE（ＶB≧０）に接続され、
（ＶB＋ＶEE）／Ｒの一定エミッタ電流ＩEを出力し、 ベース電位制御回路は抵抗ＲEに周波数制御電圧Ｖｃに
応じた電流ＩRXを流し込むことにより、前記トランジス
タのエミッタ電流ＩEを減小し、これにより、周波数制
御電圧値Ｖｃに応じてカレントスイッチの電流源の電流
値を変化することを特徴とする請求項２記載のエミッタ
結合型マルチバイブレータ。 - 【請求項４】 前記ＶB＝０とするとき、＋ＶBEの電圧
源をオペレーションアンプで構成し、該オペレーション
アンプの入力端子に接地電圧を入力し、出力端子を前記
定電流源用トランジスタのベースに接続し、該トランジ
スタのエミッタ電圧を他方の入力端子にフィードバック
することを特徴とする請求項３記載のエミッタ結合型マ
ルチバイブレータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9275661A JPH11112299A (ja) | 1997-10-08 | 1997-10-08 | エミッタ結合型マルチバイブレータ |
| US09/039,764 US5994972A (en) | 1997-10-08 | 1998-03-16 | Emitter-coupled multivibrator having frequency proportional to control voltage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9275661A JPH11112299A (ja) | 1997-10-08 | 1997-10-08 | エミッタ結合型マルチバイブレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11112299A true JPH11112299A (ja) | 1999-04-23 |
Family
ID=17558590
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9275661A Withdrawn JPH11112299A (ja) | 1997-10-08 | 1997-10-08 | エミッタ結合型マルチバイブレータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5994972A (ja) |
| JP (1) | JPH11112299A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106712488A (zh) * | 2017-04-05 | 2017-05-24 | 合肥云杉光电科技有限公司 | 一种pfc开关电源的主控芯片电路和方法 |
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|---|---|---|---|---|
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| US20090251227A1 (en) * | 2008-04-03 | 2009-10-08 | Jasa Hrvoje Hery | Constant gm oscillator |
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Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5357220A (en) * | 1993-01-21 | 1994-10-18 | Gennum Corporation | Emitter-coupled oscillator with differential switching control |
-
1997
- 1997-10-08 JP JP9275661A patent/JPH11112299A/ja not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-03-16 US US09/039,764 patent/US5994972A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106712488A (zh) * | 2017-04-05 | 2017-05-24 | 合肥云杉光电科技有限公司 | 一种pfc开关电源的主控芯片电路和方法 |
| CN106712488B (zh) * | 2017-04-05 | 2023-10-27 | 合肥云杉光电科技有限公司 | 一种pfc开关电源的主控芯片电路和方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5994972A (en) | 1999-11-30 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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