JPH0767352A - Current loop control type pwm inverter - Google Patents
Current loop control type pwm inverterInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、UPSを構成する電
流ループ制御形PWMインバータに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current loop control type PWM inverter which constitutes a UPS.
【0002】[0002]
【従来の技術】図2は従来技術による電流ループ制御形
PWMインバータのブロック図であって、半導体スイッ
チング素子S11とS12より成る単相ハーフブリッジ回路
101と直流電圧E1 とE2 より成る直流電源102、
2つのコンパレータ107と108、2つの加算器10
9と110、ヒステリシス幅設定器111によってヒス
テリシス・コンパレータ方式の電流ループ制御形PWM
コンバータを構成していた。なお、E1 =E2 (=E)
であり、リアクタ104とコンデンサ105より成るA
Cフィルタを介して負荷112に交流電力を供給する。2. Description of the Related Art FIG. 2 is a block diagram of a current loop control type PWM inverter according to the prior art, which comprises a single-phase half bridge circuit 101 composed of semiconductor switching elements S 11 and S 12 and DC voltages E 1 and E 2. DC power supply 102,
Two comparators 107 and 108, two adders 10
9 and 110, the hysteresis width setting device 111 is a hysteresis comparator type current loop control type PWM
It constituted the converter. Note that E 1 = E 2 (= E)
And A consisting of reactor 104 and capacitor 105
AC power is supplied to the load 112 via the C filter.
【0003】ヒステリシス幅設定器111からのヒステ
リシス幅電流信号iT を加算器109と110において
電流指令値i* と加算および減算して生成した2つの電
流指令値(i* +iT )と(i* −iT )と、単相ハー
フブリッジ回路101の出力側に設けた電流検出器10
3から検出した出力電流信号iを、コンパレータ107
と108に入力させる。ヒステリシス・コンパレータ1
07からの出力信号(i* +iT )−iによって半導体
スイッチング素子S11はオンとなって出力電流は増加
し、またヒステリシス・コンパレータ108の出力信号
i−(i* −iT )によって半導体スイッチング素子S
12はオンとなって出力電流は減少する。上述したヒステ
リシス・コンパレータ107と108によって制御され
る出力電流信号iの波形は、図3に示すように、出力電
流iは(i* +iT )と(i* −iT )との誤差がしき
い値(ヒステリシス幅)iT 以内となるように振動的に
追従制御される。Two current command values (i * + i T ) and (i) generated by adding and subtracting the hysteresis width current signal i T from the hysteresis width setting device 111 to and from the current command value i * in the adders 109 and 110. * -I T ) and the current detector 10 provided on the output side of the single-phase half-bridge circuit 101.
The output current signal i detected from
And 108. Hysteresis comparator 1
The output signal from 07 (i * + i T) -i semiconductor switching element S 11 is output currents turned on increased by, and the output signal i- (i * -i T) by a semiconductor switching hysteresis comparator 108 Element S
12 turns on and the output current decreases. The waveform of the output current signal i which is controlled by the hysteresis comparator 107 and 108 described above, as shown in FIG. 3, the output current i is the error between (i * + i T) and (i * -i T) The vibrational follow-up control is performed within the threshold value (hysteresis width) i T.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】上述したしきい値iT
はヒステリシス幅設定器111によって設定された一定
値であって電流指令値のヒステリシス幅を一定にするも
のであるから、ヒステリシス周波数(半導体スイッチン
グ素子S11とS12のスイッチング周波数)が大きく変動
する。このために、ブリッジ回路101から発生される
高次周波数も大きく変動するので、リアクタ104とコ
ンデンサ105によって構成したACフィルタの効果も
うすれてしまう欠点があった。この発明は、上述した従
来技術による電流ループ制御形PWMインバータの欠陥
を除去するためになされたものであって、ヒステリシス
周波数がほぼ一定となるヒステリシス設定器を備えた電
流ループ制御形PWMインバータを提供することを目的
とするものである。The above-mentioned threshold value i T
Is a constant value set by the hysteresis width setting unit 111 and keeps the hysteresis width of the current command value constant, so that the hysteresis frequency (the switching frequency of the semiconductor switching elements S 11 and S 12 ) greatly fluctuates. For this reason, the high-order frequency generated from the bridge circuit 101 also largely fluctuates, so that there is a drawback that the effect of the AC filter constituted by the reactor 104 and the capacitor 105 is lost. The present invention has been made in order to eliminate the defects of the current loop control type PWM inverter according to the prior art described above, and provides a current loop control type PWM inverter including a hysteresis setter having a substantially constant hysteresis frequency. The purpose is to do.
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】上述した課題を達成する
ために、この発明による電流ループ制御形PWMインバ
ータは、ヒステリシス・コンパレータを構成するヒステ
リシス幅設定器から出力電圧の2乗に比例する電流成分
と一定の電流成分より成るヒステリシス電流幅を出力さ
せ、このヒステリシス電流幅を備えた電流指令値を前記
ヒステリシス・コンパレータに入力させることによって
ブリッジ回路を構成する半導体スイッチング素子を交互
にオン・オフ制御させ、半導体スイッチング素子のヒス
テリシス周波数がほぼ一定となるように前記電流指令値
のヒステリシス電流幅を制御するものである。In order to achieve the above-mentioned object, the current loop control type PWM inverter according to the present invention uses a hysteresis width setter which constitutes a hysteresis comparator to output a current component proportional to the square of the output voltage. Output a hysteresis current width consisting of a constant current component, and input a current command value with this hysteresis current width to the hysteresis comparator to alternately turn on / off the semiconductor switching elements that form the bridge circuit. The hysteresis current width of the current command value is controlled so that the hysteresis frequency of the semiconductor switching element becomes substantially constant.
【0006】[0006]
【作用】ヒステリシス周期(スイッチング周波数の逆
数)Tによって決まる一定の電流成分(TE/L)と、
前記ヒステリシス周期Tおよび出力電圧Vの2乗に比例
する電流成分(TV2 /EL)より成るヒステリシス電
流幅を有する電流指令値をヒステリシス・コンパレータ
に入力させると、このヒステリシス・コンパレータから
の出力信号によってオン・オフ制御される半導体スイッ
チング素子のヒステリシス周波数は一定となる。The constant current component (TE / L) determined by the hysteresis period (reciprocal of the switching frequency) T,
When a current command value having a hysteresis current width composed of a current component (TV 2 / EL) proportional to the square of the hysteresis period T and the output voltage V is input to the hysteresis comparator, the output signal from this hysteresis comparator causes The hysteresis frequency of the semiconductor switching element that is on / off controlled is constant.
【0007】[0007]
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照しなが
ら説明する。図1はこの発明による単相ハーフブリッジ
回路より成る電流ループ制御形PWMインバータの回路
構成を示すブロック図であって、ヒステリシス幅設定器
および付帯する電圧検出器を除くと従来技術における電
流ループ制御形PWMインバータと同一であるので、同
一構成要素についての説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of a current loop control type PWM inverter comprising a single-phase half bridge circuit according to the present invention. Except for a hysteresis width setting device and an accompanying voltage detector, a current loop control type device in the prior art is shown. Since it is the same as the PWM inverter, the description of the same components will be omitted.
【0008】半導体スイッチング素子S11とS12より成
る単相ハーフブリッジ回路1の交流出力回路に設けたリ
アクタ4の負荷側の出力電圧を電圧検出器6によって検
出し、ヒステリシス幅設定器16を構成するA/D変換
器15においてディジタル信号に変換してROM14に
入力させる。ROM14はディジタル化された出力電圧
信号Vを入力してT・V2 /ELに比例する電流成分を
生成し、さらに、D/A変換器13においてアナログ信
号に変換したうえで加算器11に入力する。ここに、T
はヒステリシス周期、Vは出力電圧、Eは直流電源電
圧、Lはリアクタ4のインダクタンスである。また、前
記ヒステリシス幅設定器16に設けられているヒステリ
シス設定抵抗12はT・E/Lに比例する電流成分を出
力し、加算器11においてD/A変換器13の出力信号
と合算される。ヒステリシス周期Tを一定とすると設定
抵抗12からの電流成分は一定となり、また、ROM1
4から出力される電流成分は出力電圧Vの2乗に比例し
た値となる。従って、加算器11から出力されるヒステ
リシス幅設定器16からの出力信号iT は、(T・E/
L)−(T・V2 /EL)に対応した電流成分であって
電流指令値i* に対するヒステリシス電流幅となる。前
記ヒステリシス幅設定器16からの出力信号iT は加算
器9と10において電流指令値i* と加算および減算さ
れ、電流検出器3から検出された電流信号iと共にコン
パレータ7と8に入力し、半導体スイッチング素子S11
とS12を交互にオン・オフ制御する制御信号を出力す
る。A voltage detector 6 detects the load-side output voltage of the reactor 4 provided in the AC output circuit of the single-phase half-bridge circuit 1 composed of the semiconductor switching elements S 11 and S 12 , and forms a hysteresis width setting device 16. The A / D converter 15 converts the signal into a digital signal and inputs it into the ROM 14. The ROM 14 inputs the digitized output voltage signal V to generate a current component proportional to T · V 2 / EL, further converts it into an analog signal in the D / A converter 13, and then inputs it into the adder 11. To do. Where T
Is the hysteresis period, V is the output voltage, E is the DC power supply voltage, and L is the inductance of the reactor 4. The hysteresis setting resistor 12 provided in the hysteresis width setting device 16 outputs a current component proportional to T · E / L and is added to the output signal of the D / A converter 13 in the adder 11. When the hysteresis period T is constant, the current component from the setting resistor 12 is constant, and the ROM 1
The current component output from 4 has a value proportional to the square of the output voltage V. Therefore, the output signal i T from the hysteresis width setting unit 16 output from the adder 11 is (T · E /
L) − (T · V 2 / EL), which is a current component and has a hysteresis current width with respect to the current command value i * . The output signal i T from the hysteresis width setter 16 is added to and subtracted from the current command value i * in the adders 9 and 10, and is input to the comparators 7 and 8 together with the current signal i detected by the current detector 3, Semiconductor switching element S 11
And a control signal for alternately controlling S 12 are output.
【0009】次に、ヒステリシス・コンパレータにおけ
るヒステリシス特性を有する電流指令値とヒステリシス
周波数との関係を説明する。図4はヒステリシス・コン
パレータを備えた単相ハーフブリッジ形PWMインバー
タの動作特性を説明するためのブロック図である。今、
信号Aをオペアンプ38に入力させて半導体スイッチン
グ素子33をオンさせると、リアクタ36を流れる出力
電流iによるリアクタ36の両端電圧VL は VL =E−V=L・di/dt dt=T1 とすると T1 =L・di/(E−V) ……(1) 次に、信号Bをオペアンプ39に入力させて半導体スイ
ッチング素子34をオンさせると、リアクタ36の両端
電圧−VL は −VL =−(E+V)=−L・di/dt dt=T2 とすると T2 =L・di/(E+V) ……(2) 図5はモデル化した出力電流波形の拡大図であって、半
導体スイッチング素子のヒステリシス周期Tは(T1 +
T2 )であるから、(1),(2)式より T=T1 +T2 =〔1/(E−V)+1/(E+V)〕×L・di =2ELdi/(E2 −V2 ) よって、 di=(T/2EL)・(E2 −V2 ) ……(3)Next, the relationship between the current command value having a hysteresis characteristic in the hysteresis comparator and the hysteresis frequency will be described. FIG. 4 is a block diagram for explaining the operating characteristics of a single-phase half-bridge PWM inverter equipped with a hysteresis comparator. now,
When a signal A to turn on the semiconductor switching element 33 is inputted to the operational amplifier 38, the voltage across V L of the reactor 36 by the output current i flowing through the reactor 36 is V L = E-V = L · di / dt dt = T 1 Then, T 1 = L · di / (E−V) (1) Next, when the signal B is input to the operational amplifier 39 to turn on the semiconductor switching element 34, the voltage −V L across the reactor 36 is − If V L = − (E + V) = − L · di / dt dt = T 2 , then T 2 = L · di / (E + V) (2) FIG. 5 is an enlarged view of the modeled output current waveform. , The hysteresis period T of the semiconductor switching element is (T 1 +
Since T 2 ), T = T 1 + T 2 = [1 / (E−V) + 1 / (E + V)] × L · di = 2ELdi / (E 2 −V 2 ) from the equations (1) and (2). ) Therefore, di = (T / 2EL) · (E 2 −V 2 ) …… (3)
【0010】ヒステリシス・コンパレータへの電流指令
値i* のヒステリシス電流幅iT は iT =(1/2)・di=T/4EL・(E2 −V2 ) =TE/4L−(T/4EL)・V2 ……(4) 直流電源電圧EとインダクタンスLを一定とし、ヒステ
リシス周期Tを所期の値に設定すると、(4)式におけ
る右辺の第1項は一定となり、第2項は出力電圧Vの2
乗に比例する値となる。従って、ヒステリシス周期Tを
一定とするためには(4)式で決まるヒステリシス電流
幅iT を電流指令値i* に与えればよいので、図1にお
けるヒステリシス幅設定器16における設定抵抗12か
らTE/Lに比例する電流成分を出力させ、ROM14
からTV2 /ELに比例する電流成分を出力させる。以
上の説明は単相ハーフブリッジ回路に設けたヒステリシ
ス・コンパレータに関するものであるが、3相ブリッジ
回路についても各相ごとに上述したヒステリシス・コン
パレータを設けることによってヒステリシス周波数一定
の電流ループ制御形PWMインバータを実現できる。[0010] The hysteresis current width of the current command value to the hysteresis comparator i * i T is i T = (1/2) · di = T / 4EL · (E 2 -V 2) = TE / 4L- (T / 4EL) · V 2 (4) If the DC power supply voltage E and the inductance L are constant and the hysteresis period T is set to a desired value, the first term on the right side of the equation (4) becomes constant and the second term Is the output voltage V 2
It becomes a value proportional to the power. Therefore, in order to make the hysteresis period T constant, the hysteresis current width i T determined by the equation (4) may be given to the current command value i * . The current component proportional to L is output and the ROM 14
To output a current component proportional to TV 2 / EL. Although the above description relates to the hysteresis comparator provided in the single-phase half bridge circuit, the current loop control type PWM inverter having a constant hysteresis frequency is also provided for the three-phase bridge circuit by providing the above-mentioned hysteresis comparator for each phase. Can be realized.
【0011】[0011]
【発明の効果】以上説明したように、この発明による電
流ループ制御形PWMインバータは、半導体スイッチン
グ素子より成るブリッジ回路の交流出力回路に設けたリ
アクタの負荷側から検出した出力電圧信号をヒステリシ
ス幅設定器に入力させ、この出力電圧信号の2乗および
ヒステリシス周期に比例する電流成分とヒステリシス周
期によって決まる一定の電流成分より成るヒステリシス
特性を有する電流指令値を生成してヒステリシス・コン
パレータに入力させ、前記ブリッジ回路を構成する半導
体スイッチング素子を交互にオン・オフ制御すると前記
半導体スイッチング素子のヒステリシス周波数がほぼ一
定になる。従って、PWMインバータから発生する高次
高調波が一定周波数以上となり、ACフィルタを小型化
することが可能となる。As described above, the current loop control type PWM inverter according to the present invention sets the hysteresis width of the output voltage signal detected from the load side of the reactor provided in the AC output circuit of the bridge circuit composed of semiconductor switching elements. Input to the hysteresis comparator and generate a current command value having a hysteresis characteristic consisting of a current component proportional to the square of the output voltage signal and the hysteresis period and a constant current component determined by the hysteresis period, and input to a hysteresis comparator. When the semiconductor switching elements forming the bridge circuit are alternately turned on and off, the hysteresis frequency of the semiconductor switching elements becomes substantially constant. Therefore, the high-order harmonics generated from the PWM inverter have a certain frequency or higher, and the AC filter can be downsized.
【図1】この発明による電流ループ制御形PWMインバ
ータの回路構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of a current loop control type PWM inverter according to the present invention.
【図2】従来の電流ループ制御形PWMインバータの回
路構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing a circuit configuration of a conventional current loop control type PWM inverter.
【図3】出力電流波形図。FIG. 3 is an output current waveform diagram.
【図4】ヒステリシス・コンパレータを備えた単相ハー
フブリッジ形PWMインバータのブロック図。FIG. 4 is a block diagram of a single-phase half-bridge type PWM inverter having a hysteresis comparator.
【図5】モデル化した出力電流波形図。FIG. 5 is a modeled output current waveform diagram.
1 ブリッジ回路 2 直流電源 3 電流検出器 4 リアクタ 6 電圧検出器 7,8 コンパレータ 9,10,11 加算器 12 設定抵抗 13 D/A変換器 14 ROM 15 A/D変換器 16 ヒステリシス幅設定器 1 bridge circuit 2 DC power supply 3 current detector 4 reactor 6 voltage detector 7,8 comparator 9,10,11 adder 12 setting resistance 13 D / A converter 14 ROM 15 A / D converter 16 hysteresis width setting device
Claims (1)
スイッチング素子より成るブリッジ回路と、このブリッ
ジ回路の交流出力回路から検出した電流信号とヒステリ
シス特性を有する電流指令値を入力するコンパレータと
によって構成し、 前記ブリッジ回路を構成する半導体スイッチング素子を
前記コンパレータの出力信号により交互にオン・オフ制
御するヒステリシス・コンパレータ方式の電流ループ制
御形PWMインバータにおいて、 前記ブリッジ回路の交流出力回路に設けたリアクタの負
荷側から検出した出力電圧信号をヒステリシス幅設定器
を構成するROMに入力させて前記出力電圧信号の2乗
に比例する電流成分を生成すると共に別に設けた設定器
によって一定の電流成分を生成し、前記2つの電流成分
より成るヒステリシス電流幅によって前記コンパレータ
へ入力する電流指令値にヒステリシス特性を付与し、前
記ブリッジ回路を構成する半導体スイッチング素子のヒ
ステリシス周波数が一定となるように前記電流指令値の
ヒステリシス電流幅を制御することを特徴とする電流ル
ープ制御形PWMインバータ。1. A bridge circuit comprising a semiconductor switching element for inputting a DC power supply and converting into AC, and a comparator for inputting a current signal detected from an AC output circuit of the bridge circuit and a current command value having a hysteresis characteristic. In a hysteresis-comparator current loop control type PWM inverter that alternately turns on and off the semiconductor switching elements that form the bridge circuit by the output signal of the comparator, a reactor provided in the AC output circuit of the bridge circuit The output voltage signal detected from the load side is input to the ROM constituting the hysteresis width setting device to generate a current component proportional to the square of the output voltage signal, and a separate current setting device generates a constant current component. , A hysteresis consisting of the two current components A hysteresis characteristic is added to the current command value input to the comparator according to the flow width, and the hysteresis current width of the current command value is controlled so that the hysteresis frequency of the semiconductor switching element forming the bridge circuit becomes constant. Current loop control type PWM inverter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5229471A JPH0767352A (en) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Current loop control type pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5229471A JPH0767352A (en) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Current loop control type pwm inverter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0767352A true JPH0767352A (en) | 1995-03-10 |
Family
ID=16892707
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5229471A Pending JPH0767352A (en) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | Current loop control type pwm inverter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0767352A (en) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI395082B (en) * | 2009-11-11 | 2013-05-01 | Richtek Technology Corp | Frequency control circuit and method for a non-constant frequency voltage regulator |
TWI396954B (en) * | 2009-11-11 | 2013-05-21 | Richtek Technology Corp | Frequency control circuit and method for a non-constant frequency voltage regulator |
JP2022515022A (en) * | 2018-12-03 | 2022-02-17 | イルディズ テクニク ユニヴァーシテシ | Dead time control method for power electronics converters, and circuits for applying this method |
WO2022233456A1 (en) * | 2021-05-05 | 2022-11-10 | Eaton Intelligent Power Limited | Power inverter and method for controlling a power inverter |
EP4329179A4 (en) * | 2021-04-23 | 2024-06-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device and method of controlling power conversion device |
-
1993
- 1993-08-23 JP JP5229471A patent/JPH0767352A/en active Pending
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