JPH0759348A - 直流−直流変換器の並列接続装置 - Google Patents
直流−直流変換器の並列接続装置Info
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- JPH0759348A JPH0759348A JP22061193A JP22061193A JPH0759348A JP H0759348 A JPH0759348 A JP H0759348A JP 22061193 A JP22061193 A JP 22061193A JP 22061193 A JP22061193 A JP 22061193A JP H0759348 A JPH0759348 A JP H0759348A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続装置の構成
を簡単にしてコストの低減及び効率のアップを図る。 【構成】 第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１、２
を並列接続する。ＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂ
の出力の平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂで平均値を
求める。コンパレータ２７ａ、２７ｂに平均値信号形成
回路４１ａ、４１ｂの出力を入力させる。平均値信号は
ＤＣ−ＤＣコンバータ１、２の出力電流に対応した値を
有する。
を簡単にしてコストの低減及び効率のアップを図る。 【構成】 第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１、２
を並列接続する。ＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂ
の出力の平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂで平均値を
求める。コンパレータ２７ａ、２７ｂに平均値信号形成
回路４１ａ、４１ｂの出力を入力させる。平均値信号は
ＤＣ−ＤＣコンバータ１、２の出力電流に対応した値を
有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流−直流変換器即ちＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの並列接続装置に関する。
Ｃ−ＤＣコンバータの並列接続装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続
装置は図１に示すように、例えばフライバック型の第１
及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１、２を共通の直流電
源３と共通の出力端子４、５との間に並列に接続するこ
とによって構成されている。
装置は図１に示すように、例えばフライバック型の第１
及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１、２を共通の直流電
源３と共通の出力端子４、５との間に並列に接続するこ
とによって構成されている。
【０００３】第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電
源３に接続された第１及び第２の直流電源端子６ａ、７
ａを有し、これ等の間に接続されたトランス８ａの１次
巻線９ａと電界効果トランジスタから成るスイッチ素子
１０ａとの直列回路を有する。トランス８ａの２次巻線
１１ａにはダイオード１２ａと平滑コンデンサ１３ａと
から成る整流平滑回路を介して出力端子１４ａ、１５ａ
が接続されている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力端子１４ａ、１５ａは共通の出力端子（負荷端子）
４、５に接続されている。
源３に接続された第１及び第２の直流電源端子６ａ、７
ａを有し、これ等の間に接続されたトランス８ａの１次
巻線９ａと電界効果トランジスタから成るスイッチ素子
１０ａとの直列回路を有する。トランス８ａの２次巻線
１１ａにはダイオード１２ａと平滑コンデンサ１３ａと
から成る整流平滑回路を介して出力端子１４ａ、１５ａ
が接続されている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力端子１４ａ、１５ａは共通の出力端子（負荷端子）
４、５に接続されている。
【０００４】スイッチ素子１０ａをＰＷＭパルスでオン
・オフ制御するための制御回路は、周知のＰＷＭパルス
形成回路１６ａの他に、出力電圧検出用誤差増幅器１７
ａ、基準電圧源１８ａ、発光ダイオード１９ａ、及びホ
トトランジスタ２０ａから成る電圧制御部を有し、更に
ＣＴトランスから成る電流検出器２１ａ、ダイオード２
２ａ、２３ａ、抵抗２４ａ、２５ａ、コンデンサ２６
ａ、コンパレータ（比較器）２７ａ、抵抗２８ａ、２９
ａ、ダイオード３０ａ、３１ａを有する。
・オフ制御するための制御回路は、周知のＰＷＭパルス
形成回路１６ａの他に、出力電圧検出用誤差増幅器１７
ａ、基準電圧源１８ａ、発光ダイオード１９ａ、及びホ
トトランジスタ２０ａから成る電圧制御部を有し、更に
ＣＴトランスから成る電流検出器２１ａ、ダイオード２
２ａ、２３ａ、抵抗２４ａ、２５ａ、コンデンサ２６
ａ、コンパレータ（比較器）２７ａ、抵抗２８ａ、２９
ａ、ダイオード３０ａ、３１ａを有する。
【０００５】誤差増幅器１７ａの一方の入力端子は出力
端子１４ａに接続され、他方の入力端子は基準電圧源１
８ａに接続されている。発光ダイオード１９ａは出力端
子１４ａと誤差増幅器１７ａの出力端子との間にＯＲゲ
ート用ダイオード３１ａを介して接続されている。発光
ダイオード１９ａに光結合されたホトトランジスタ２０
ａはＰＷＭパルス形成回路１６ａに接続されている。Ｐ
ＷＭパルス形成回路１６ａはホトトランジスタ２０ａに
制御されて種々のパルス幅のＰＷＭパルス（オン・オフ
制御信号）を発生し、これをスイッチ素子１０ａの制御
端子（ゲート）に送る。
端子１４ａに接続され、他方の入力端子は基準電圧源１
８ａに接続されている。発光ダイオード１９ａは出力端
子１４ａと誤差増幅器１７ａの出力端子との間にＯＲゲ
ート用ダイオード３１ａを介して接続されている。発光
ダイオード１９ａに光結合されたホトトランジスタ２０
ａはＰＷＭパルス形成回路１６ａに接続されている。Ｐ
ＷＭパルス形成回路１６ａはホトトランジスタ２０ａに
制御されて種々のパルス幅のＰＷＭパルス（オン・オフ
制御信号）を発生し、これをスイッチ素子１０ａの制御
端子（ゲート）に送る。
【０００６】電流検出器２１ａは並列運転における電流
バランスを制御するためにスイッチ素子１０ａに流れる
電流をＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流とみなして検
出する。電流検出器２１ａの出力段に接続されたダイオ
ード２２ａ、２３ａ、抵抗２４ａ、２５ａ、及びコンデ
ンサ２６ａは平滑回路として機能し、検出電流に対応し
た電圧を発生する。コンデンサ２６ａの上端はコンパレ
ータ２７ａの一方の入力端子に接続され、下端はＤＣ−
ＤＣコンバータ１のグランド出力端子１５ａに接続され
ているので、コンパレータ２７ａの一方の入力端子には
電流検出信号が入力する。コンパレータ２７ａの一方の
入力端子と他方の入力端子との間には抵抗２８ａが接続
され、またコンパレータ２７ａの他方の入力端子と基準
電圧源１８ａとの間には抵抗２９ａが接続されている。
なお、基準電圧源１８ａと抵抗２８ａ、２９ａはコンパ
レータ２７ａの参照信号発生手段として機能する。コン
パレータ２７ａの出力端子はＯＲゲート用ダイオード３
０ａを介して発光ダイオード１９ａのカソードに接続さ
れている。またコンパレータ２７ａの他方の入力端子は
並列運転のバランス制御用端子３２ａに接続されてい
る。
バランスを制御するためにスイッチ素子１０ａに流れる
電流をＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流とみなして検
出する。電流検出器２１ａの出力段に接続されたダイオ
ード２２ａ、２３ａ、抵抗２４ａ、２５ａ、及びコンデ
ンサ２６ａは平滑回路として機能し、検出電流に対応し
た電圧を発生する。コンデンサ２６ａの上端はコンパレ
ータ２７ａの一方の入力端子に接続され、下端はＤＣ−
ＤＣコンバータ１のグランド出力端子１５ａに接続され
ているので、コンパレータ２７ａの一方の入力端子には
電流検出信号が入力する。コンパレータ２７ａの一方の
入力端子と他方の入力端子との間には抵抗２８ａが接続
され、またコンパレータ２７ａの他方の入力端子と基準
電圧源１８ａとの間には抵抗２９ａが接続されている。
なお、基準電圧源１８ａと抵抗２８ａ、２９ａはコンパ
レータ２７ａの参照信号発生手段として機能する。コン
パレータ２７ａの出力端子はＯＲゲート用ダイオード３
０ａを介して発光ダイオード１９ａのカソードに接続さ
れている。またコンパレータ２７ａの他方の入力端子は
並列運転のバランス制御用端子３２ａに接続されてい
る。
【０００７】第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２は、図２に
示すように第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１と全く同一に
構成されている。従って、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１、２において共通する部分に同一の参照数字
を付け、第１及び第２のコンパレータ１、２を添字の
ａ、ｂで区別する。また、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ
２の説明を省略する。
示すように第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１と全く同一に
構成されている。従って、第１及び第２のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１、２において共通する部分に同一の参照数字
を付け、第１及び第２のコンパレータ１、２を添字の
ａ、ｂで区別する。また、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ
２の説明を省略する。
【０００８】第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１、
２を並列運転するために、図１に示すように第２のＤＣ
−ＤＣコンバータ２の第１及び第２の電源端子６ｂ、７
ｂが共通の直流電源３に接続され、出力端子１４ｂ、１
５ｂが共通の出力端子４、５に接続されている。また、
バランス制御用端子３２ａ、３２ｂが相互に接続されて
いる。
２を並列運転するために、図１に示すように第２のＤＣ
−ＤＣコンバータ２の第１及び第２の電源端子６ｂ、７
ｂが共通の直流電源３に接続され、出力端子１４ｂ、１
５ｂが共通の出力端子４、５に接続されている。また、
バランス制御用端子３２ａ、３２ｂが相互に接続されて
いる。
【０００９】図１及び図２のＰＷＭパルス形成回路１６
ａ、１６ｂは、図３に原理的に示すように、三角波発生
回路３３とコンパレータ３４と抵抗３５とから成る周知
の回路である。コンパレータ３４の一方の入力端子は三
角波発生回路３３に接続され、他方の入力端子は抵抗３
５とホトトランジスタ２０ａ又は２０ｂとの分圧点に接
続されている。抵抗３５とホトトランジスタ２０ａ又は
２０ｂの直列回路は電源端子３６とグランドとの間に接
続されているので、ホトトランジスタ２０ａ又は２０ｂ
の抵抗値の変化に応じた検出電圧がコンパレータ３４に
入力し、これと三角波との比較に基づいてＰＷＭパルス
が形成され、スイッチ素子１０ａ又は１０ｂに供給され
る。
ａ、１６ｂは、図３に原理的に示すように、三角波発生
回路３３とコンパレータ３４と抵抗３５とから成る周知
の回路である。コンパレータ３４の一方の入力端子は三
角波発生回路３３に接続され、他方の入力端子は抵抗３
５とホトトランジスタ２０ａ又は２０ｂとの分圧点に接
続されている。抵抗３５とホトトランジスタ２０ａ又は
２０ｂの直列回路は電源端子３６とグランドとの間に接
続されているので、ホトトランジスタ２０ａ又は２０ｂ
の抵抗値の変化に応じた検出電圧がコンパレータ３４に
入力し、これと三角波との比較に基づいてＰＷＭパルス
が形成され、スイッチ素子１０ａ又は１０ｂに供給され
る。
【００１０】
【動作】まず、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１の基本動
作を説明する。スイッチ素子１０ａは直流電圧を断続す
る。これにより、１次巻線９ａに直流電圧が断続的に印
加され、２次巻線１１ａにこれに対応した電圧が得ら
れ、ダイオード１２ａとコンデンサ１３ａで整流平滑さ
れて直流出力電圧となる。出力電圧は誤差増幅器（オペ
アンプ）１７ａで基準電圧と比較され、両者の差に対応
した出力が発生し、発光ダイオード１９ａはこれに応答
して発光し、ホトトランジスタ２０ａの抵抗値が変化
し、出力電圧を一定にするようにＰＷＭパルスの幅が変
化する。なお、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２も、第１
のＤＣ−ＤＣコンバータ１と全く同様に動作する。
作を説明する。スイッチ素子１０ａは直流電圧を断続す
る。これにより、１次巻線９ａに直流電圧が断続的に印
加され、２次巻線１１ａにこれに対応した電圧が得ら
れ、ダイオード１２ａとコンデンサ１３ａで整流平滑さ
れて直流出力電圧となる。出力電圧は誤差増幅器（オペ
アンプ）１７ａで基準電圧と比較され、両者の差に対応
した出力が発生し、発光ダイオード１９ａはこれに応答
して発光し、ホトトランジスタ２０ａの抵抗値が変化
し、出力電圧を一定にするようにＰＷＭパルスの幅が変
化する。なお、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２も、第１
のＤＣ−ＤＣコンバータ１と全く同様に動作する。
【００１１】第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１に対して第
２のＤＣ−ＤＣコンバータ２が並列接続されていない時
即ち単独運転時には、バランス制御端子３２ａに第２の
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の基準電圧源１８ｂに基づく電
圧が印加されないために、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ
１の基準電圧源１８ａの電圧を打ち消す成分が無く、コ
ンパレータ２７ａの正入力端子には基準電圧源１８ａか
らコンデンサ２６ａの電圧よりも高い電圧から成る参照
信号が入力し、コンパレータ２７ａの出力は高レベル状
態に保たれ、ダイオード３０ａはオフ状態に保たれる。
これにより、コンパレータ２７ａに無関係に単独運転が
行われる。
２のＤＣ−ＤＣコンバータ２が並列接続されていない時
即ち単独運転時には、バランス制御端子３２ａに第２の
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の基準電圧源１８ｂに基づく電
圧が印加されないために、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ
１の基準電圧源１８ａの電圧を打ち消す成分が無く、コ
ンパレータ２７ａの正入力端子には基準電圧源１８ａか
らコンデンサ２６ａの電圧よりも高い電圧から成る参照
信号が入力し、コンパレータ２７ａの出力は高レベル状
態に保たれ、ダイオード３０ａはオフ状態に保たれる。
これにより、コンパレータ２７ａに無関係に単独運転が
行われる。
【００１２】図１に示すように、第１及び第２のＤＣ−
ＤＣコンバータ１、２が並列接続されている時には、第
１及び第２の電流検出器２１ａ、２１ｂによる検出電流
値に対応するコンデンサ２６ａ、２６ｂの電圧を互いに
等しくするようなバランス制御動作が生じる。今、第１
及び第２のスイッチ素子１０ａ、１０ｂに流れる電流が
同一であると仮定すると、コンデンサ２６ａ、２６ｂの
電圧も同一になり、コンデンサ２６ａ、２６ｂの相互間
に電流が流れない。また、コンパレータ２７ａ、２７ｂ
の出力は高レベルに保たれる。
ＤＣコンバータ１、２が並列接続されている時には、第
１及び第２の電流検出器２１ａ、２１ｂによる検出電流
値に対応するコンデンサ２６ａ、２６ｂの電圧を互いに
等しくするようなバランス制御動作が生じる。今、第１
及び第２のスイッチ素子１０ａ、１０ｂに流れる電流が
同一であると仮定すると、コンデンサ２６ａ、２６ｂの
電圧も同一になり、コンデンサ２６ａ、２６ｂの相互間
に電流が流れない。また、コンパレータ２７ａ、２７ｂ
の出力は高レベルに保たれる。
【００１３】スイッチ素子１０ａ、１０ｂの電流のアン
バランスのために、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１のコ
ンデンサ２６ａの電圧が第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２
のコンデンサ２６ｂの電圧よりも例えば高くなると、第
１のコンデンサ２６ａと抵抗２８ａとバランス制御端子
３２ａ、３２ｂと、抵抗２８ｂと、第２のコンデンサ２
６ｂとから成る回路に電流が流れる。この時、第１の抵
抗２８ａには単独運転時とは逆の向きの電流が流れ、第
２の抵抗２８ｂには単独運転時と同一の向きの電流が流
れる。第１のコンパレータ２７ａにおいては参照信号が
コンデンサ２６ａの電圧（検出電圧）よりも低くなるた
め、第１のコンパレータ２７ａの出力は低レベルにな
る。なお、第２のコンパレータ２７ｂの出力はバランス
時と同様に高レベルに保たれる。第１のコンパレータ２
７ａの出力が低レベルになると、ダイオード３０ａがオ
ンになって発光ダイオード１９ａの電流がここを通って
流れる。これにより、発光ダイオード１９ａの発光量が
多くなり、出力電圧が上昇した場合と同様な状態にな
り、第１のＰＷＭパルス形成回路１６ａはＰＷＭパルス
の幅を狭くする。これにより、第１のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１の出力電圧が低下し、この出力電流も減少し、ス
イッチ素子１０ａ、１０ｂの電流がバランスする。
バランスのために、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１のコ
ンデンサ２６ａの電圧が第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２
のコンデンサ２６ｂの電圧よりも例えば高くなると、第
１のコンデンサ２６ａと抵抗２８ａとバランス制御端子
３２ａ、３２ｂと、抵抗２８ｂと、第２のコンデンサ２
６ｂとから成る回路に電流が流れる。この時、第１の抵
抗２８ａには単独運転時とは逆の向きの電流が流れ、第
２の抵抗２８ｂには単独運転時と同一の向きの電流が流
れる。第１のコンパレータ２７ａにおいては参照信号が
コンデンサ２６ａの電圧（検出電圧）よりも低くなるた
め、第１のコンパレータ２７ａの出力は低レベルにな
る。なお、第２のコンパレータ２７ｂの出力はバランス
時と同様に高レベルに保たれる。第１のコンパレータ２
７ａの出力が低レベルになると、ダイオード３０ａがオ
ンになって発光ダイオード１９ａの電流がここを通って
流れる。これにより、発光ダイオード１９ａの発光量が
多くなり、出力電圧が上昇した場合と同様な状態にな
り、第１のＰＷＭパルス形成回路１６ａはＰＷＭパルス
の幅を狭くする。これにより、第１のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１の出力電圧が低下し、この出力電流も減少し、ス
イッチ素子１０ａ、１０ｂの電流がバランスする。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図１の様に構成された
並列接続状態では、電流バランスをとるために、ＣＴト
ランスから成る電流検出器２１ａ、２１ｂが必要にな
り、必然的に装置のコストの上昇を招いた。また、ＣＴ
トランスの電流検出器２１ａ、２１ｂの代りに電流検出
抵抗をスイッチ素子１０ａ、１０ｂに直列接続するか又
は整流平滑回路のコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力ライ
ンに直列に接続する方式もあるが、この方式においても
電流検出用抵抗の他に電流検出用のオペアンプ等が必要
になってコスト高になるばかりでなく電流検出用抵抗に
よる電力損失のために効率の低下を招く。
並列接続状態では、電流バランスをとるために、ＣＴト
ランスから成る電流検出器２１ａ、２１ｂが必要にな
り、必然的に装置のコストの上昇を招いた。また、ＣＴ
トランスの電流検出器２１ａ、２１ｂの代りに電流検出
抵抗をスイッチ素子１０ａ、１０ｂに直列接続するか又
は整流平滑回路のコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力ライ
ンに直列に接続する方式もあるが、この方式においても
電流検出用抵抗の他に電流検出用のオペアンプ等が必要
になってコスト高になるばかりでなく電流検出用抵抗に
よる電力損失のために効率の低下を招く。
【００１５】そこで、本発明の目的は電流バランスの制
御を簡単な回路によって達成することができる直流−直
流変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の並列接続装置を提
供することにある。
御を簡単な回路によって達成することができる直流−直
流変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の並列接続装置を提
供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源の一端と他端との間に接続された
トランスの１次巻線とスイッチ素子との直列回路と、前
記トランスの１次巻線または２次巻線に接続された整流
平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧を一定にする
ように前記スイッチ素子をオン・オフ制御するための制
御回路とをそれぞれ有する少なくとも第１及び第２の直
流−直流変換器を並列接続した装置において、前記第１
及び第２の直流−直流変換器の前記制御回路が相互に関
連付けられ、且つ前記第１及び第２の直流−直流変換器
の前記スイッチ素子に流れる電流をほぼ平衡させるため
に前記第１及び第２の直流−直流変換器の前記スイッチ
素子のオン・オフ制御信号が実質的に同一になるように
前記制御回路が構成されている直流−直流変換器の並列
接続装置に係わるものである。なお、請求項２に示すよ
うに、第１及び第２の直流−直流変換器のオン・オフ制
御信号の平均値信号に基づいて電流バランスの制御を行
うことが望ましい。
の本発明は、直流電源の一端と他端との間に接続された
トランスの１次巻線とスイッチ素子との直列回路と、前
記トランスの１次巻線または２次巻線に接続された整流
平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧を一定にする
ように前記スイッチ素子をオン・オフ制御するための制
御回路とをそれぞれ有する少なくとも第１及び第２の直
流−直流変換器を並列接続した装置において、前記第１
及び第２の直流−直流変換器の前記制御回路が相互に関
連付けられ、且つ前記第１及び第２の直流−直流変換器
の前記スイッチ素子に流れる電流をほぼ平衡させるため
に前記第１及び第２の直流−直流変換器の前記スイッチ
素子のオン・オフ制御信号が実質的に同一になるように
前記制御回路が構成されている直流−直流変換器の並列
接続装置に係わるものである。なお、請求項２に示すよ
うに、第１及び第２の直流−直流変換器のオン・オフ制
御信号の平均値信号に基づいて電流バランスの制御を行
うことが望ましい。
【００１７】
【発明の作用及び効果】本発明においては、電流検出器
の出力に頼らないで、並列運転時のスイッチ素子の電流
を平衡させるための制御を実行することができる。従っ
て、回路構成が簡略化され且つ電力損失も少なくなる。
の出力に頼らないで、並列運転時のスイッチ素子の電流
を平衡させるための制御を実行することができる。従っ
て、回路構成が簡略化され且つ電力損失も少なくなる。
【００１８】
【実施例】次に、図４及び図５を参照して本発明の実施
例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続装置を説明
する。但し、図４において、図１及び図２と共通する部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。
例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続装置を説明
する。但し、図４において、図１及び図２と共通する部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００１９】図１及び図２と図４との対比から明らかな
ように、図４の回路は、図１及び図２の電流検出器２１
ａ、２１ｂに相当するものを具備していない。この代り
にＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂの出力ラインに
平滑回路即ち平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂが接続
されている。平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂは抵抗
４３ａ、４３ｂ、４４ａ、４４ｂとコンデンサ４５ａ、
４５ｂとから成り、図１及び図２のコンデンサ２６ａ、
２６ｂと同様な情報を含む平均値信号（平均電圧）を発
生する。即ち、平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂは、
図５の前半分に示すようにＰＷＭパルスの幅が広い時に
は点線で示すような高いレベルの平均値電圧を出力し、
図５の後半分に示すようにＰＷＭパルスの幅が狭い時に
は点線で示すように低いレベルの平均値電圧を出力す
る。平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂを構成するため
に、抵抗４３ａ、４３ｂと抵抗４４ａ、４４ｂとの直列
回路がＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂの出力ライ
ンとグランドとの間に接続され、抵抗４４ａ、４４ｂに
対して並列にコンデンサ４５ａ、４５ｂが接続されてい
る。平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂの出力ラインは
コンパレータ２７ａ、２７ｂの負の入力端子に接続され
ている。コンパレータ２７ａ、２７ｂの出力端子はＯＲ
ゲート用ダイオード４６ａ、４６ｂを介してＰＷＭパル
ス形成回路１６ａ、１６ｂの入力端子に接続されてい
る。なお、ホトトランジスタ２０ａ、２０ｂとＰＷＭパ
ルス形成回路１６ａ、１６ｂの入力端子との間にもＯＲ
ゲート用ダイオード４７ａ、４７ｂが接続されている。
図４におけるその他の構成は図１及び図２と同一であ
る。
ように、図４の回路は、図１及び図２の電流検出器２１
ａ、２１ｂに相当するものを具備していない。この代り
にＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂの出力ラインに
平滑回路即ち平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂが接続
されている。平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂは抵抗
４３ａ、４３ｂ、４４ａ、４４ｂとコンデンサ４５ａ、
４５ｂとから成り、図１及び図２のコンデンサ２６ａ、
２６ｂと同様な情報を含む平均値信号（平均電圧）を発
生する。即ち、平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂは、
図５の前半分に示すようにＰＷＭパルスの幅が広い時に
は点線で示すような高いレベルの平均値電圧を出力し、
図５の後半分に示すようにＰＷＭパルスの幅が狭い時に
は点線で示すように低いレベルの平均値電圧を出力す
る。平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂを構成するため
に、抵抗４３ａ、４３ｂと抵抗４４ａ、４４ｂとの直列
回路がＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂの出力ライ
ンとグランドとの間に接続され、抵抗４４ａ、４４ｂに
対して並列にコンデンサ４５ａ、４５ｂが接続されてい
る。平均値信号形成回路４１ａ、４１ｂの出力ラインは
コンパレータ２７ａ、２７ｂの負の入力端子に接続され
ている。コンパレータ２７ａ、２７ｂの出力端子はＯＲ
ゲート用ダイオード４６ａ、４６ｂを介してＰＷＭパル
ス形成回路１６ａ、１６ｂの入力端子に接続されてい
る。なお、ホトトランジスタ２０ａ、２０ｂとＰＷＭパ
ルス形成回路１６ａ、１６ｂの入力端子との間にもＯＲ
ゲート用ダイオード４７ａ、４７ｂが接続されている。
図４におけるその他の構成は図１及び図２と同一であ
る。
【００２０】
【動作】図４の並列接続装置の基本的動作は図１と同一
である。即ち、単独運転の場合はバランス制御端子３２
ａ、３２ｂ間の接続が解かれるので、参照信号が高いレ
ベルになり、コンパレータ２７ａ、２７ｂの出力は図１
及び図２と同様に高レベルになり、ダイオード４６ａ、
４６ｂがオフになり、ＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１
６ｂはコンパレータ２７ａ、２７ｂと無関係に動作す
る。なお、単独運転時に基準電圧源１８ａ、１８ｂから
コンパレータ２７ａ、２７ｂに与えられる電圧は平均値
信号形成回路４１ａ、４１ｂの出力電圧よりも高い。
である。即ち、単独運転の場合はバランス制御端子３２
ａ、３２ｂ間の接続が解かれるので、参照信号が高いレ
ベルになり、コンパレータ２７ａ、２７ｂの出力は図１
及び図２と同様に高レベルになり、ダイオード４６ａ、
４６ｂがオフになり、ＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１
６ｂはコンパレータ２７ａ、２７ｂと無関係に動作す
る。なお、単独運転時に基準電圧源１８ａ、１８ｂから
コンパレータ２７ａ、２７ｂに与えられる電圧は平均値
信号形成回路４１ａ、４１ｂの出力電圧よりも高い。
【００２１】図４におけるコンデンサ４５ａ、４５ｂの
電圧は図１及び図２のコンデンサ２６ａ、２６ｂの電圧
と同様にスイッチ素子１０ａ、１０ｂの電流に応じて変
化するので、電流がバランスしている時にはコンデンサ
４５ａ、４５ｂの電圧が同一となり、コンパレータ２７
ａ、２７ｂの出力は高レベルに保たれる。第１のＤＣ−
ＤＣコンバータ１のスイッチ素子１０ａの電流が例えば
第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２のそれよりも大きくなっ
たと仮定すれば、図１の場合と同様に、コンデンサ４５
ａ、抵抗２８ａ、端子３２ａ、３２ｂ、抵抗２８ｂ、コ
ンデンサ４５ｂの回路に電流が流れる。この時抵抗２８
ａを流れる電流は図１の場合と同様に単独運転時と逆向
きになるので、第１のコンパレータ２７ａの参照信号が
コンデンサ４５ａの電圧よりも低くなり、コンパレータ
２７ａの出力が低レベルになり、ダイオード４６ｂがオ
ンになり、ＰＷＭパルス形成回路１６ａの入力電圧が低
くなり、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、出力電圧が低下
し、出力電流も減少する。第２のＰＷＭパルス形成回路
１６ｂにおいてはパルス幅の修正動作が発生せず、第１
及び第２のＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂの出力
パルス幅が同一に近づき、出力電圧及び電流がバランス
する。
電圧は図１及び図２のコンデンサ２６ａ、２６ｂの電圧
と同様にスイッチ素子１０ａ、１０ｂの電流に応じて変
化するので、電流がバランスしている時にはコンデンサ
４５ａ、４５ｂの電圧が同一となり、コンパレータ２７
ａ、２７ｂの出力は高レベルに保たれる。第１のＤＣ−
ＤＣコンバータ１のスイッチ素子１０ａの電流が例えば
第２のＤＣ−ＤＣコンバータ２のそれよりも大きくなっ
たと仮定すれば、図１の場合と同様に、コンデンサ４５
ａ、抵抗２８ａ、端子３２ａ、３２ｂ、抵抗２８ｂ、コ
ンデンサ４５ｂの回路に電流が流れる。この時抵抗２８
ａを流れる電流は図１の場合と同様に単独運転時と逆向
きになるので、第１のコンパレータ２７ａの参照信号が
コンデンサ４５ａの電圧よりも低くなり、コンパレータ
２７ａの出力が低レベルになり、ダイオード４６ｂがオ
ンになり、ＰＷＭパルス形成回路１６ａの入力電圧が低
くなり、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、出力電圧が低下
し、出力電流も減少する。第２のＰＷＭパルス形成回路
１６ｂにおいてはパルス幅の修正動作が発生せず、第１
及び第２のＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂの出力
パルス幅が同一に近づき、出力電圧及び電流がバランス
する。
【００２２】フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、同一の複数コンバータのチョークとしてのトラ
ンスを不連続モードで用いると、同一周波数の同一オン
幅で使用するかぎり、出力電流が同一となる。これは同
一のインダクタンスＬに同一の電圧Ｅを同一の時間Ｔ印
加した場合の変化電流△Ｉは△Ｉ＝Ｅ・Ｔ／Ｌと成り、
変化電流は同一となる。ここでの変化電流は出力電流と
比例関係にあるから、変化電流が等しければ出力電流も
等しく、出力電流が平衡することがわかる。従って、従
来必要としていた電流検出手段が不要となり、平衡運転
が可能となる。
おいて、同一の複数コンバータのチョークとしてのトラ
ンスを不連続モードで用いると、同一周波数の同一オン
幅で使用するかぎり、出力電流が同一となる。これは同
一のインダクタンスＬに同一の電圧Ｅを同一の時間Ｔ印
加した場合の変化電流△Ｉは△Ｉ＝Ｅ・Ｔ／Ｌと成り、
変化電流は同一となる。ここでの変化電流は出力電流と
比例関係にあるから、変化電流が等しければ出力電流も
等しく、出力電流が平衡することがわかる。従って、従
来必要としていた電流検出手段が不要となり、平衡運転
が可能となる。
【００２３】上述から明らかなように図４の装置は電流
検出器を持たないので、コストアップを招かず、また効
率低下を招かない。
検出器を持たないので、コストアップを招かず、また効
率低下を招かない。
【００２４】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＤＣ−ＤＣコンバータ１、２をフォワード型コ
ンバータに構成する場合においても実質的に出力電流を
バランスさせることができる。 （２） ＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂを種々変
形することができる。 （３） 発光ダイオード１９ａ、１９ｂとホトトランジ
スタ２０ａ、２０ｂとから成るホトカプラを使用しない
で直接接続することもできる。 （４） 誤差増幅器１７ａ、１７ｂの入力段に出力電圧
検出用の分圧抵抗を設けることができる。 （５） 図４においてコンパレータ２７ａ、２７ｂの出
力を図１と同様に発光ダイオード１９ａ、１９ｂの前段
に与えることができる。 （６） ２次巻線１１ａ、１１ｂに整流平滑回路を接続
しないで、１次巻線９ａ、９ｂに昇圧又は降圧タップを
設けてここに接続することができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＤＣ−ＤＣコンバータ１、２をフォワード型コ
ンバータに構成する場合においても実質的に出力電流を
バランスさせることができる。 （２） ＰＷＭパルス形成回路１６ａ、１６ｂを種々変
形することができる。 （３） 発光ダイオード１９ａ、１９ｂとホトトランジ
スタ２０ａ、２０ｂとから成るホトカプラを使用しない
で直接接続することもできる。 （４） 誤差増幅器１７ａ、１７ｂの入力段に出力電圧
検出用の分圧抵抗を設けることができる。 （５） 図４においてコンパレータ２７ａ、２７ｂの出
力を図１と同様に発光ダイオード１９ａ、１９ｂの前段
に与えることができる。 （６） ２次巻線１１ａ、１１ｂに整流平滑回路を接続
しないで、１次巻線９ａ、９ｂに昇圧又は降圧タップを
設けてここに接続することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】図１の第２のＤＣ−ＤＣコンバータを詳しく示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】図１及び図２のＰＷＭパルス形成回路を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】本発明の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータの並列
接続装置を示す回路図である。
接続装置を示す回路図である。
【図５】図４の回路におけるＰＷＭパルスのパルス幅の
変化と平均値信号形成回路の出力との関係を示す波形図
である。
変化と平均値信号形成回路の出力との関係を示す波形図
である。
１、２ 第１及び第２のＤＣ−ＤＣコンバータ ４１ａ、４１ｂ 平均値信号形成回路
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源の一端と他端との間に接続され
たトランスの１次巻線とスイッチ素子との直列回路と、
前記トランスの１次巻線又は２次巻線に接続された整流
平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧を一定にする
ように前記スイッチ素子をオン・オフ制御するための制
御回路とをそれぞれ有する少なくとも第１及び第２の直
流−直流変換器を並列接続した装置において、 前記第１及び第２の直流−直流変換器の前記制御回路が
相互に関連付けられ、且つ前記第１及び第２の直流−直
流変換器の前記スイッチ素子に流れる電流をほぼ平衡さ
せるために前記第１及び第２の直流−直流変換器の前記
スイッチ素子のオン・オフ制御信号が実質的に同一にな
るように前記制御回路が構成されていることを特徴とす
る直流−直流変換器の並列接続装置。 - 【請求項２】 前記第１及び第２の直流−直流変換器の
制御回路は、前記スイッチ素子を制御するためのＰＷＭ
パルスを形成するＰＷＭパルス形成回路と、前記ＰＷＭ
パルスの列の平均値を示す信号を形成するための平均値
信号形成回路と、参照信号発生手段と、前記平均値信号
形成回路の出力と前記参照信号発生手段の参照信号との
比較出力を発生する比較回路とをそれぞれ有し、前記第
１及び第２の直流−直流変換器の前記参照信号発生手段
は相互に関連付けられ、前記比較回路の出力が前記第１
及び第２の直流−直流変換器の前記スイッチ素子の制御
信号をバランスさせるように前記ＰＷＭパルス形成回路
に作用することを特徴とする請求項１記載の直流−直流
変換器の並列接続装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5220611A JP3000829B2 (ja) | 1993-08-11 | 1993-08-11 | 直流−直流変換器の並列接続装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5220611A JP3000829B2 (ja) | 1993-08-11 | 1993-08-11 | 直流−直流変換器の並列接続装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0759348A true JPH0759348A (ja) | 1995-03-03 |
| JP3000829B2 JP3000829B2 (ja) | 2000-01-17 |
Family
ID=16753688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5220611A Expired - Fee Related JP3000829B2 (ja) | 1993-08-11 | 1993-08-11 | 直流−直流変換器の並列接続装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3000829B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009089593A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Enphase Energy Inc | 自動平衡式のインターリーブ型フライバックコンバータを使用して電力変換を行う方法および装置 |
| JP2014099995A (ja) * | 2012-11-14 | 2014-05-29 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置及びそれを用いた電源システム |
| US9325244B2 (en) | 2011-10-21 | 2016-04-26 | Denso Corporation | Power supply system |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101682429B1 (ko) * | 2009-08-19 | 2016-12-05 | 쇼와 글로브 가부시키가이샤 | 작업용 장갑 |
-
1993
- 1993-08-11 JP JP5220611A patent/JP3000829B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009089593A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Enphase Energy Inc | 自動平衡式のインターリーブ型フライバックコンバータを使用して電力変換を行う方法および装置 |
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|---|---|
| JP3000829B2 (ja) | 2000-01-17 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |