JP3508092B2 - 平均値整流回路及びスイッチング電源回路 - Google Patents
平均値整流回路及びスイッチング電源回路Info
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Description
る為の平均値整流回路及びこの平均値整流回路を用いた
スイッチング電源回路に関する。安定化した直流電圧を
出力するスイッチング電源回路は既に各種提案され、且
つ実用化されている。その場合、出力直流電圧を検出し
て一次側に帰還してスイッチング周期やオン期間の制御
を行う構成が一般的である。しかし、トランスの一次側
と二次側とを電気的に遮断する必要があり、その為に補
助トランスやホトカプラ等を用いた構成が採用されてい
る。又メイントランスに三次巻線を設け、この三次巻線
の誘起電圧を検出して、一次側のスイッチング制御を行
う構成も知られている。
スイッチング電源回路を示し、(B)は動作説明図であ
る。(A)に於いて、トランスTの一次巻線N1に直列
にスイッチング・トランジスタQと直流電源15とを接
続し、制御回路12によってスイッチング・トランジス
タQのオン,オフを制御する。又トランスTの二次巻線
N2に、ダイオードD2,D2’とチョークコイルL2
とコンデンサC2とを含む整流平滑回路13を接続し、
整流平滑出力電圧を負荷14に供給する。
オードD1,D1’とチョークコイルL1とコンデンサ
C1と抵抗R0とを含む平均値整流回路11を接続し、
この平均値整流回路11の出力電圧V3 を制御回路12
に入力する。この出力電圧V3が、整流平滑回路13か
ら負荷14に印加する直流電圧V2に比例することか
ら、制御回路12は、出力電圧V3と設定値とを比較し
て、その差分に対応してスイッチング・トランジスタQ
のオン期間を制御するもので、それによって、負荷14
に印加する直流電圧V2を所定値に維持することができ
る。従って、トランスTの一次側と二次側とは絶縁され
た状態で、直流電圧V2の安定化制御を行うことができ
る。
ように、トランスTの二次巻線N2の誘起電圧V1がス
イッチング・トランジスタQのオン,オフ期間に対応し
たほぼ矩形の交流波形となり、整流平滑回路13によっ
て整流,平滑化するにより、オン期間に相当する二次巻
線N2の誘起電圧V1の正極側の平均値の直流電圧V2
となる。従って、平均値整流回路11に於いても、ダイ
オードD1により三次巻線N3の誘起電圧を整流し、チ
ョークコイルL1とコンデンサC1とダイオードD1’
とにより平滑化する。二次巻線N2及び三次巻線N3の
誘起電圧は、一次巻線N1との巻数比に対応したものと
なる。そして、抵抗R0にチョークコイルL1の電流が
連続となるような電流を流すことによって、出力電圧V
3を、負荷14に印加する直流電圧V2に比例した値と
することができる。
路11は、抵抗R0を省略すると、電力損失は低減する
が、チョークコイルL1の電流が不連続となる為、コン
デンサC1の端子電圧V3は、三次巻線N3の誘起電圧
のピーク整流値に相当するものとなり、負荷14に印加
する直流電圧V2に比例しないものとなる。従って、抵
抗R0を接続してチョークコイルL1の電流が連続とな
るような電流を流す必要がある。それによって電力損失
が生じる問題がある。
いて、前述のように、抵抗R0を省略(抵抗値無限大)
した場合、チョークコイルL1に流れる電流が不連続と
なるから、平均値整流出力を得ることができないもので
ある。そこで、或る程度の抵抗値とする必要があり、こ
の抵抗値の大小による電流の大小と、チョークコイルL
1のインダクタンスの大小による形状の大小ととの関係
から、インダクタンスを小さくし、且つ抵抗値を小さく
すると、チョークコイルL1の形状を小さくすることが
できるが、電力損失が大きくなる。反対に、インダクタ
ンスを大きくし、抵抗値を大きくすると、電力損失は小
さくなるが、チョークコイルL1の形状が大きくなる。
何れにしてもチョークコイルL1と抵抗R0とを必要と
することから、電力損失が生じると共に回路構成が大型
化する問題がある。本発明は、電力損失を低減し、且つ
回路構成の小型化を図ることを目的とする。
は、交流電圧を整流するダイオードD1と、このダイオ
ードD1に印加される順方向電圧による整流出力電圧を
抵抗R1を介して印加し、充電電圧を平均値整流電圧と
して出力するコンデンサC1と、ダイオードD1に印加
される逆方向電圧によってオンとなり、コンデンサC1
の充電電圧を抵抗R1を介して放電させるトランジスタ
Q1とを備えている。
ンスTの一次巻線N1に直列にスイッチング・トランジ
スタQと直流電源5とを接続し、スイッチング・トラン
ジスタQを制御回路2によってオン,オフ制御し、トラ
ンスTの二次巻線N2に整流平滑回路3を接続して整流
出力電圧を負荷4に供給するスイッチング電源回路であ
って、トランスTに三次巻線N3を設け、この三次巻線
N3に、交流電圧を整流するダイオードD1と、このダ
イオードD1に印加される順方向電圧による整流出力電
圧を抵抗R1を介して印加し、充電電圧を平均値整流電
圧として出力するコンデンサC1と、ダイオードD1に
印加される逆方向電圧によってオンとなり、コンデンサ
C1の充電電圧を抵抗R1を介して放電させるトランジ
スタQ1とを含む平均値整流回路1を接続し、負荷4に
印加する電圧と等価な平均値整流回路の平均値整流電圧
を制御回路2に入力する構成を備えている。
ンスの二次巻線に、可飽和リアクトルと、整流回路と、
整流出力電圧を検出して前記可飽和リアトルのリセット
を行う二次側制御回路とを接続した構成を含むことがで
きる。
の説明図であり、1は平均値整流回路、2は制御回路、
3は整流平滑回路、4は負荷、5は直流電源、Tはトラ
ンス、N1,N2,N3は一次巻線,二次巻線,三次巻
線、C1,C2はコンデンサ、R1,R2は抵抗、L2
はチョークコイル、Qはスイッチング・トランジスタ、
Q1はトランジスタ、D1,D2,D2’はダイオード
を示す。
された交流電圧を整流するダイオードD1と、抵抗R
1,R2と、コンデンサC1と、トランジスタQ1とを
含み、ダイオードD1に順方向の電圧が印加された時
に、ダイオードD1による整流出力によって、抵抗R1
を介してコンデンサC1を充電し、又ダイオードD1に
逆方向電圧が印加された時に、抵抗R2と三次巻線N3
とを介して、コンデンサC1の充電電圧が、トランジス
タQ1のベース・エミッタ間に印加されるから、pnp
トランジスタQ1はオンとなり、コンデンサC1は、オ
ン状態のトランジスタQ1と抵抗R1とを介して放電す
ることになる。
する為のものであり、トランジスタQ1がオフの時に、
点線矢印a方向にコンデンサC1の充電が行われ、トラ
ンジスタQ1がオンの時に、鎖線矢印b方向にコンデン
サC1の放電が行われ、何れの場合も同一の抵抗R1を
介して行われることになるから、コンデンサC1の端子
電圧V3が平均値整流電圧となる。又抵抗R1は負荷4
に相当する電流を流す必要もなく、従って、電力損失を
従来例の平均値整流回路に比較して著しく低減すること
ができる。又チョークコイル等を必要としないことにな
るから、回路規模の縮小を図ることができる。
整流回路の説明図であり、図1と同一符号は同一部分を
示し、(A)は放電用のトランジスタとして、npnト
ランジスタQ2を用いた場合を示す。即ち、三次巻線N
3の誘起電圧がダイオードD1の順方向電圧の時に、抵
抗R1を介してコンデンサC1の充電が行われ、ダイオ
ードD1の逆方向電圧の時に、ベース・エミッタ間に電
圧が印加されてトランジスタQ2はオンとなり、抵抗R
1を介してコンデンサC1の放電が行われる。従って、
コンデンサC1の端子電圧V3は、三次巻線N3の誘起
電圧を平均値整流したものとなる。
て、nチャネルFET(電界効果トランジスタ)Q3を
用いた場合を示し、ダイオードD1に順方向電圧が印加
された時に、トランジスタQ3はオフとなり、抵抗R1
を介してコンデンサC1の充電が行われ、ダイオードD
1に逆方向電圧が印加された時に、トランジスタQ3は
オンとなり、抵抗R1を介してコンデンサC1の放電が
行われて、コンデンサC1の端子電圧V3は平均値整流
電圧となる。
て、pチャネルFET(電界効果トランジスタ)Q4を
用いた場合を示し、ダイオードD1に順方向電圧が印加
された時に、トランジスタQ4はオフとなり、抵抗R1
を介してコンデンサC1の充電が行われ、ダイオードD
1に逆方向電圧が印加された時に、トランジスタQ4は
オンとなり、抵抗R1を介してコンデンサC1の放電が
行われて、コンデンサC1の端子電圧V3は平均値整流
電圧となる。
であり、図1と同一符号は同一部分を示し、6−1,6
−2は二次側制御部、SR1,SR2は可飽和リアクト
ル、N2−1,N2−2は二次巻線、L2−1,L2−
2はチョークコイル、D3−1〜D5−2はダイオード
を示す。
様に、トランスTの三次巻線N3に平均値整流回路1を
接続し、抵抗R1とコンデンサC1とダイオードD1と
トランジスタQ1とにより、三次巻線N3の誘起電圧を
平均値整流し、その平均値整流電圧V3を制御回路2に
入力して、スイッチング・トランジスタQのオン,オフ
を制御し、トランスTの一次側と二次側とを絶縁した状
態で、二次巻線N2−1,N2−2の誘起電圧の安定化
を図ると共に、可飽和リアクトルSR1,SR2を用い
て、負荷変動による直流出力電圧の高精度安定化を図る
ものである。
出力直流電圧を検出し、可飽和リアクトルSR1,SR
2のリセット用のダイオードD5−1,D5−2を制御
することにより、二次巻線N2−1,N2−2対応に負
荷変動に対しても高精度で直流出力電圧の安定化を図る
ことができる。なお、二次巻線N2−1,N2−2を2
個設けて2出力型とした場合について示すが、1個の二
次巻線を設けて単一出力型とすることも勿論可能であ
り、又3個以上の二次巻線を設けて、多出力型とするこ
とも可能である。
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
り、各種の形式のスイッチング電源回路にも前述の各実
施の形態の平均値整流回路を適用することができる。
1とコンデンサC1とダイオードD1とトランジスタQ
1とにより、コンデンサC1に対して同一の抵抗R1を
介して充放電を行うことにより、平均値整流を行うもの
であるから、電力損失が少なく且つチョークコイル等を
必要としないので、回路構成の小型化を図ることができ
る利点がある。
スイッチング電源回路は、トランスTの一次側と二次側
とを絶縁した状態で、二次側の電圧に比例した電圧を平
均値整流回路から出力することによって、出力直流電圧
の安定化制御が可能となり、平均値整流回路に於ける電
力消費を低減したことにより、スイッチング電源回路と
しての効率を向上することができる利点がある。
説明図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 交流電圧を整流するダイオードと、 該ダイオードに印加される順方向電圧による整流出力電
圧を抵抗を介して印加し、充電電圧を平均値整流電圧と
して出力するコンデンサと、 前記ダイオードに印加される逆方向電圧によってオンと
なり、前記コンデンサの充電電圧を前記抵抗を介して放
電させるトランジスタとを備えたことを特徴とする平均
値整流回路。 - 【請求項2】 トランスの一次巻線に直列にスイッチン
グ・トランジスタと直流電源とを接続し、前記スイッチ
ング・トランジスタを制御回路によってオン,オフ制御
し、前記トランスの二次巻線に整流平滑回路を接続して
整流出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源回路に
於いて、 前記トランスに三次巻線を設け、該三次巻線に、交流電
圧を整流するダイオードと、該ダイオードに印加される
順方向電圧による整流出力電圧を抵抗を介して印加し、
充電電圧を平均値整流電圧として出力するコンデンサ
と、前記ダイオードに印加される逆方向電圧によってオ
ンとなり、前記コンデンサの充電電圧を前記抵抗を介し
て放電させるトランジスタとを含む平均値整流回路を接
続し、 前記負荷に印加する電圧と等価な前記平均値整流回路の
平均値整流電圧を前記制御回路に入力する構成を備えた
ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項3】 前記トランスの二次巻線に、可飽和リア
クトルと、整流回路と、整流出力電圧を検出して前記可
飽和リアトルのリセットを行う二次側制御回路とを接続
したことを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源
回路。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP28083098A JP3508092B2 (ja) | 1998-10-02 | 1998-10-02 | 平均値整流回路及びスイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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1998
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