JPH0757098B2

JPH0757098B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0757098B2
Application number: JP1316439A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-12-07
Filing date: 1989-12-07
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2010-06-14
Also published as: JPH03195369A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は交流電動機等の負荷に対して可変電圧可変周波
数の電力を供給する大容量のPWM制御インバータ装置に
関する。

（従来の技術）近年、大容量の自己消弧素子（例えばゲートターンオフ
サイリスタ等）の開発が盛んに行なわれ、インバータ等
の電力変換装置に用いられるようになってきた。特に、
パルス幅変調制御インバータ（PWMインバータと呼ぶ）
は可変電圧可変周波数の正弦波出力が得られることか
ら、交流電動機の駆動電源として盛んに用いられるよう
になってきた。

また、交流電動機の大容量化に伴い、インバータは高電
圧、大電流のものが必要となり、素子の直並列接続によ
る大容量インバータあるいは出力トランスによって多重
接続した大容量インバータ等が提案されている。

第７図は、従来のインバータ装置の構成を示し、第７図
Ａは主回路構成図、第７図Ｂは制御回路構成図であり、
正電圧、零電圧、負電圧の３レベルの電圧を出力する中
性点クランプ式インバータと呼ばれるものである。

図中、V_d1、V_d2は直流電圧源、INVは中性点クランプ式
インバータ本体、LOADは負荷装置である。また、制御回
路として、電流検出器CT_L、比較器C_L、電流制御補償回
路G_L（Ｓ）およびパルス幅変調制御回路PWM_Nが用意され
ている。

図は出力１相分について示したもので、中性点クランプ
式インバータINVは、４つの自己消弧素子S₁₁〜S₁₄、フ
リーホイリングダイオードD₁₁〜D₁₄および還流ダイオー
ドD₁,D₂で構成されている。

この回路では、４個の自己消弧素子S₁₁,S₁₂,S₁₃,S₁₄を
２つずつ１組にして、３つのモードに分けて制御してい
る。

すなわち、モード1:S₁₁とS₁₂がオン（S₁₃,S₁₄はオフ）のとき、出力電圧V_L＝＋V_d1 モード2:S₁₂とS₁₃がオン（S₁₁,S₁₄はオフ）のとき、出力電圧V_L＝０モード3:S₁₃とS₁₄がオン（S₁₁,S₁₂はオフ）のとき、出力電圧V_L＝−V_d2 となる。普通のハーフブリッジインバータに比べると、
モード２の零電圧出力が得られるようになり、その分負
荷電流を細かく制御できるようになる。

第８図は第７図の回路のPWM制御動作を説明するための
タイムチャート図を示す。

PWM制御回路PWM_Nの入力信号e_Nと搬送波信号X_N,Y_N（X_Nの
反転値）とを比較し、素子S₁₁,S₁₃のゲート信号g_N1と素
子S₁₂,S₁₄のゲート信号g_N2を作る。すなわち、 e_N＞X_N and e_N＞Y_Nのとき、g_N1＝１で、 S₁₁:オン、S₁₃:オフ e_N＜X_N or e_N＜Y_Nのとき、g_N1＝０で、 S₁₁:オフ、S₁₃:オンまた、 e_N＜X_N and e_N＜Y_Nのとき、g_N2＝１で、 S₁₂:オフ、S₁₄:オン e_N＞X_N or e_N＞Y_Nのとき、g_N2＝０で、 S₁₂:オン、S₁₄:オフとなり、出力電圧V_Lは第８図の最下段の波形となる。そ
の平均値V_L（破線で示す）は前記入力信号e_Nに比例す
る。

負荷電流I_Lは次のように制御される。

すなわち、負荷電流I_Lを電流検出器CT_Lによって検出
し、比較器C_Lに入力する比較器C_Lでは、電流指令値I_L ^＊
と上記電流検値I_Lを比較し、偏差ε_Ｌ＝I_L ^＊−I_Lを求め
る。当該偏差ε_Ｌを次の電流制御補償回路G_L（Ｓ）で増
幅し、PWM制御回路PWM_Nの入力信号e_Nとする。

I_L ^＊＞I_Lとなった場合、偏差e_Lは正の値となり、PWM制
御回路PWM_Nの入力信号e_Nすなわちインバータの出力電圧
V_Lを増やして、負荷電流I_Lを増加させ、I_L ^＊＝I_Lとなる
ように制御される。逆に、I_L ^＊＜I_Lとなった場合、偏差
ε_Ｌは負の値となり、PWM制御回路PWM_Nの入力信号e_Nす
なわちインバータの出力電圧V_Lを減らして、負荷電流I_L
を減少させる。やはり、I_L ^＊＝I_Lとなって落ち着く。

このように、従来の中性点クランプ式インバータによれ
ば、出力電圧V_Lの制御周波数は素子のスイッチング周波
数と同じ（PWM制御の搬送波周波数の２倍）になるが、
入力信号e_Nが正のときは、V_Lは＋V_d1と０のどちらかでP
WM制御され、また、入力信号e_Nが負のときはV_Lは−V_d2
と０のいずれかで制御される。その結果、出力電圧の高
調波成分が少なくなり、負荷電流リプルも低減される。

（発明が解決しようとする課題）しかし、この従来のインバータ装置は次のような問題点
がある。すなわち、大容量のインバータ装置において、
高電圧の出力が必要になった場合、直流電圧を高くして
出力電圧を高めるしか方法がない。その場合、インバー
タを構成する素子の耐圧を高くしなければならず、各ア
ームの直列数を増やす等技術的に困難な課題が発生して
くる。また、直流電圧を高くすると、それに比例して出
力電圧の脈動分が増大し、負荷電流リプルを増大させる
ことになる。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、可変
電圧可変周波数の交流を出力するインバータにおいて、
低周波から高周波まで脈動の少ない交流電圧を発生でき
る高電圧大容量のPWM制御インバータ装置を提供するこ
とを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）以上の目的を達成するために、本発明は、直列接続され
た２つの直流電圧源と、当該直流電圧源を入力とする２
組の中性点クランプ式インバータと、当該２組の中性点
クランプ式インバータの出力側端子間に接続されたリア
クトルと、当該リアクトルの中間点から第１の開閉器を
介して接続された交流負荷と、前記２組の中性点クラン
プ式インバータの出力端子と前記直流電圧源の中間点と
の間に接続された１組の第２の開閉器と、前記２組のイ
ンバータの上側２つの素子の接続点から第３の開閉器を
介して接続された第１の出力トランスと、前記２組のイ
ンバータの下側２つの素子の接続点から第４の開閉器を
介して接続された第２の出力トランスと、直列接続され
た前記第１および第２の出力トランスの２次巻線と前記
交流負荷との間に設置された第５の開閉器とを具備して
いる。

（作用）直流電源は、AC/DC変換器（例えば、PWM制御コンバータ
等）とその直流側端子に接続された直流平滑コンデンサ
によって作られる。この直流電源を２個用意し、各々の
直流電源を直列接続する。

インバータの出力周波数が低いとき、第２〜第５の開閉
器を開放し、第１の開閉器を投入して２組の中性点クラ
ンプ式インバータをリアクトルを介して並列運転させ
る。この２組のインバータは直列接続された直流電源の
全電圧を入力とし、各々３レベル（正電圧、零電圧、負
電圧）の電圧を出力する。この時、２組のインバータの
PWM制御の搬送波信号の位相を90゜ずつずらして制御す
ることにより、出力電圧の制御周波数が高められ、高調
波成分の少ない出力電圧が得られる。

また、インバータの出力周波数が高くなり、それに比例
して高電圧の出力が必要になった場合、第１の開閉器を
解放し、第２〜第５の開閉器を投入して２台のフルブリ
ッジ結線インバータとして動作させ、出力トランスを介
して負荷に高電圧の交流電力を供給する。この時、２台
のフルブリッジインバータは直列接続された２つの直流
電圧源の各々を入力として動作する。また、２つのイン
バータは、PWM制御の搬送信号の位相が各々90゜ずつず
れて与えられ、出力トランスを介して多重化PWM制御さ
れる。その結果、出力電圧の高調波成分は極めて小さく
なり、負荷電流リプルのない運転が可能となる。

このようにして、低周波から高周波まで脈動の少ない交
流電圧を発生できる高電圧大容量のPWM制御インバータ
装置を提供することができる。

（実施例）第１図は、本発明のインバータ装置の一実施例を示す構
成図である。図中、V_d1,V_d2は直流電圧源、INV−A,INV
−Ｂは中性点クランプ式のインバータ、L₀はリアクト
ル、SW₁,SW₂₁,SW₂₂,SW₃〜SW₅は開閉器、TR₁,TR₂は出力
トランス、LOADは負荷装置である。

中性点クランプ式インバータINV−Ａは、自己消弧素子
（例えば、ゲートターンオフサイリスタ）S₁₁〜S₁₄とフ
リーホイリングダイオードD₁₁〜D₁₄および還流用ダイオ
ードD₁,D₂で構成されている。同様にインバータINV−Ｂ
は、自己消弧素子S₂₁〜S₂₄とフリーホイリングダイオー
ドD₂₁〜D₂₄および還流用ダイオードD₃,D₄で構成されて
いる。

２台のインバータINV−A,INV−Ｂの出力端子d,eの間に
はリアクトルL₀が接続されており、そのL₀の中間点は第
１の開閉器SW₁を介して負荷LOADに接続されている。

また、第１のインバータINV−Ａの出力端子ｄと直流電
源の中点ｃの間には第２の開閉器の１つSW₂₁が接続さ
れ、第２のインバータINV−Ｂの出力端子ｅと前記直流
電源の中点ｃの間には第２の開閉器の他の１つSW₂₂が接
続されている。

さらに、第１のインバータINV−Ａの上側２つ素子S₁₁,S
₁₂の接続点ｆと第２のインバータINV−Ｂの上側２つの
素子S₂₁,S₂₂の接続点ｇとの間には第３の開閉器SW₃を介
して第１の出力トランスTR₁の１次巻線が接続されてい
る。同様に第１のインバータINV−Ａの下側２つの素子S
₁₃,S₁₄の接続点ｈと第２のインバータINV−Ｂの下側２
つの素子S₂₃,S₂₄の接続点ｊとの間には第４の開閉器SW₄
を介して第２の出力トランスTR₂の１次巻線が接続され
ている。

前記第１および第２の出力トランスTR₁,TR₂の２次巻線
は直列接続されており、かつ、第５の開閉器SW₅を介し
て前記負荷LOADに接続されている。

出力周波数が低いとき、出力トランスを介して負荷LOAD
に電力を供給することは不利なので、２台の中性点クラ
ンプ式インバータを並列運転し、開閉器SW₁を介して直
接負荷LOADに電力を供給する。このとき、他の開閉器SW
₂₁,SW₂₂,SW₃〜SW₅はすべて解放しておく。

低周波運転時の主回路構成図を第２図Ａに、制御回路ブ
ロック図を第２図Ｂに示す。主回路の記号は第１図と同
じで、動作説明に必要なものだけを表わしている。ま
た、制御回路として、電流検出器CT_L、比較器C_L、電流
制御補償回路G_L（Ｓ）、パルス幅変調制御回路PWM_A,PWM
_Bが用意されている。

第３図は、第２図の回路のPWM制御動作を説明するため
のタイムチャート図を示す。

PWM制御の搬送波信号X_A,Y_A（X_Aの反転値）と入力信号e_L
を比較し、左側のインバータINV−Ａを構成する素子
S₁₁,S₁₃のゲート信号g_Aおよび素子S₁₂,S₁₄のゲート信号
g_A′を作っている。すなわち、 e_L＞X_A and e_L＞Y_Aのとき、g_A＝１で、 S₁₁:オン、S₁₃:オフ e_L＜X_A or e_L＜Y_Aのとき、g_A＝０で、 S₁₁:オフ、S₁₃:オンまた、 e_L＜X_A and e_L＜Y_Aのとき、g_A′＝１で、 S₁₂:オフ、S₁₄:オン e_L＞X_A or e_L＞Y_Aのとき、g_A′＝０で、 S₁₂:オン、S₁₄:オフとなる。

中性点クランプ式インバータINV−Ａは、４個の自己消
弧素子S₁₁,S₁₂,S₁₃,S₁₄を２つずつ１組にして、次の３
つのモードの電圧V_Aを出力する。すなわち、モード1:S₁₁とS₁₂がオン（S₁₃,S₁₄はオフ）のとき、出力電圧V_A＝＋V_d1 モード2:S₁₂とS₁₃がオン（S₁₁,S₁₄はオフ）のとき、出力電圧V_A＝０モード3:S₁₃とS₁₄がオン（S₁₁,S₁₂はオフ）のとき、出力電圧V_A＝−V_d2 となる。従って、インバータINV−Ａの出力電圧の波形
は第３図のV_Aのようになる。その平均値V_A（破線で示
す）は入力信号e_Lに比例した値となる。

同様に、右側のインバータINV−Ｂのゲート信号g_B,g_B′
は、搬送波信号X_B,Y_B（X_Bの反転値）と入力信号e_Lを比
較して求めている。なお、搬送波信号X_Bの位相はX_Aに対
して電気角90゜だけずらして与えている。

すなわち、 e_L＞X_B and e_L＞Y_Bのとき、g_B＝１で、 S₂₁:オン、S₂₃:オフ e_L＜X_B or e_L＜Y_Bのとき、g_B＝０で、 S₂₁:オフ、S₂₃:オンまた、 e_L＜X_B and e_L＜Y_Bのとき、g_B′＝１で、 S₂₂:オフ、S₂₄:オン e_L＞X_B or e_L＞Y_Bのとき、g_B′＝０で、 S₂₂:オン、S₂₄:オフとなる。この結果、インバータINV−Ｂの出力電圧は第
３図のV_Bの波形のようになる。破線で示した平均値B_Bは
入力信号e_Lに比例した値となる。

交流負荷LOADには、交流リアクトルL₀を介して、左側イ
ンバータINV−Ａの出力電圧V_Aと右側インバータINV−Ｂ
の出力電圧V_Bの平均値が印加される。すなわち、 V_L＝（V_A＋V_B）/2 となり、その平均値V_L（破線で示す）はPWM制御入力信
号e_Lに比例する。負荷に印加される電圧V_Lは各素子のス
イッチング周波数の２倍（搬送波周波数の４倍）で制御
され、負荷電流をきめ細かく制御でき、しかも、脈動分
の少ない波形が得られる。

負荷電流I_Lは次のように制御される。

すなわち、負荷電流I_Lを電流検出器CT_Lによって検出
し、比較器C_Lに入力する。比較器C_Lでは、電流指令値I_L
^＊と上記電流検出値I_Lを比較し、偏差ε_Ｌ＝I_L ^＊−I_Lを
求める。当該偏差ε_Ｌを次の電流制御補償回路G_L（Ｓ）
で増幅し、PWM制御回路PWM_A,PWM_Bの入力信号e_Lとする。

I_L ^＊＞I_Lとなった場合、偏差ε_Ｌは正の値となり、PWM
制御回路PWM_A,PWM_Bの入力信号e_Lすなわちインバータの
出力電圧V_Lを増やして、増荷電流I_Lを増加させ、I_L ^＊＝
I_Lとなるように制御される。逆に、I_L ^＊＜I_Lとなった場
合、偏差ε_Ｌは負の値となり、PWM制御回路PWM_A,PWM_Bの
入力信号e_Lすなわちインバータの出力電圧V_Lを減らし
て、負荷電流I_Lを減少させる。やはり、I_L ^＊＝I_Lとなっ
て落ち着く。

第１図において、出力周波数がある設定値より高くなっ
た場合、第１の開閉器SW₁を解放し、他の開閉器SW₂₁,SW
₂₂,SW₃〜SW₅を投入する。そのときの主回路構成図を第
４図Ａに、制御回路ブロック図を第４図Ｂに示す。主回
路図の記号は第１図と同じとし、動作説明に必要のもの
だけを表わしている。

また、制御回路として、電流検出器CT₁,CT₂,CT_L、比較
器C₁,C₂,C_L、電流制御補償回路G₀₁（Ｓ）,G₀₂（Ｓ）,G_L
（Ｓ）、加算器A₁,A₂およびパルス幅変調制御回路PWM₁,
PWM₂を用意している。

第４図Ａでは、８個の素子を上側４個と下側４個に分割
し、２台のフリブリッジインバータINV−1,INV−２とし
て動作させている。

インバータINV−１は、自己消弧素子S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂と
フリーホイリングダイオードD₁₁,D₁₂,D₂₁,D₂₂で構成さ
れ、その出力端子はトランスTR₁の１次巻線に接続され
ている。

同様に、インバータINV−２は、自己消弧素子S₁₃,S₁₄,S
₂₃,S₂₄とフリーホイリングダイオードD₁₃,D₁₄,D₂₃,D₂₄
で構成され、その出力端子はトランスTR₂の１次巻線に
接続される。

２台のトランスTR₁,TR₂の２次巻線は直列に接続され、
その和電圧が負荷LOADに印加される。

第１のインバータINV−１は、直流電源V_d1を電圧源と
し、トランスTR₁を介して、可変電圧可変周波数の交流
電力を出力する。同様に、第２のインバータINV−２
は、直流電源V_d2を電圧源とし、トランスTR₂を介して、
可変電圧可変周波数の交流電力を出力する。

第５図は、第４図の回路のPWM制御動作を説明するため
のタイムチャート図を示す。

PWM制御回路PWM₁ではその入力信号e₁と搬送波信号X₁,Y₁
（X₁の反転値）とを比較し、インバータINV−１のゲー
ト信号g₁,g₁′を作る。

すなわち、 e₁≧X₁のとき、g₁＝１で、素子S₁₁:オン、S₁₂:オフ e₁＜X₁のとき、g₁＝０で、素子S₁₁:オフ、S₁₂:オンとなる。また、 e₁≧Y₁のとき、g₁′＝１で、素子S₂₁:オフ、S₂₂:オン e₁＜Y₁のとき、g₁′＝０で、素子S₂₁:オン、S₂₂:オフとなる。

インバータINV−１の出力電圧V₁はトランスTR₁の１次/2
次巻数比を１とした場合、素子S₁₁とS₂₂がオンのとき、V₁＝＋V_d1 素子S₁₂とS₂₁がオンのとき、V₁＝−V_d1 その他のモードのとき、V₁＝０となる。その平均値V₁（破線で示す）は前述の制御入力
信号e₁に比例した値となる。

同様に、PWM制御回路PWM₂ではその入力信号e₂と搬送波
信号X₂（X₁に対して90゜だけ位相がずれている）、Y
₂（X₂の反転値）とを比較し、インバータINV−２のゲー
ト信号g₂,g₂′を作る。すなわち、 e₂≧X₂のとき、g₂＝１で、素子S₁₃:オン、S₁₄:オフ e₂＜X₂のとき、g₂＝０で、素子S₁₃:オフ、S₁₄:オンとなる。また、 e₂≧Y₂のとき、g₂′＝１で、素子S₂₃:オフ、S₂₄:オン e₂＜Y₂のとき、g₂′＝０で、素子S₂₃:オン、S₂₄:オフとなる。

インバータINV−２の出力電圧V₂はトランスTR₂の１次/2
次巻数比を１とした場合、素子S₁₃とS₂₄がオンのとき、V₂＝＋V_d2 素子S₁₄とS₂₃がオンのとき、V₂＝−V_d2 その他のモードのとき、V₂＝０となる。その平均値V₂（破線で示す）は前述の制御入力
信号e₂に比例した値となる。

負荷LOADには、トランスTR₁,TR₂の出力電圧の和が印加
され、第５図の最下段の電圧V_L＝V₁＋V₂となる。

第４図において、負荷電流は次のように制御される。

まず、電流検出器CT_Lにより負荷電流I_Lを検出し、比較
器C_Lに入力する。比較器C_Lでは、負荷電流指令値I_L ^＊と
上記検出値I_Lを比較し、その偏差ε_Ｌ＝I_L ^＊−I_Lを求め
る。当該偏差ε_Ｌは次の負荷電流制御補償回路G_L（Ｓ）
で増幅され、各々加算器A₁,A₂を介して、PWM制御回路PW
M₁及びPWM₂に入力される。

I_L ^＊＞I_Lとなった場合、偏差ε_Ｌは正の値となり、PWM
制御回路PWM₁及びPWM₂の入力信号e₁,e₂を増加させる。
故に、インバータINV−1,INV−２の出力電圧V₁,V₂が増
大し、負荷電流I_Lを増加させる。従って、最終的にI_L ^＊
＝I_Lとなるように制御される。

逆に、I_L ^＊＜I_Lとなった場合、偏差ε_Ｌは負の値とな
り、PWM制御回路PWM₁、PWM₂の入力信e₁,e₂を減少させ
る。その結果、インバータの出力電圧V_L＝V₁＋V₂が減少
し、負荷電流I_Lを減らす。最終的に、やはり、I_L ^＊＝I_L
となって落ち着く。

また、第４図において、インバータINV−1,INV−２は各
出力トランスTR₁,TR₂の励磁電流を制御している。すな
わち、TR₁の励磁電流I₀₁は次のように制御される。ただ
し、説明を簡単にするため、トランスTR₁,TR₂の１次/2
次巻数比を1:1とする。

電流検出器CT₁により、トランスTR₁の１次電流I₁を検出
し、前記負荷電流検出値I_Lとの差を求め、励磁電流の検
出値I₀₁＝Ｉ−I_Lとする。比較器C₁により、励磁電流の
指令値I₀₁ ^＊と上記検出値I₀₁を比較し、偏差ε₀₁＝I₀₁
^＊−I₀₁を求める。当該偏差ε₀₁を次の励磁電流制御補
償回路G₀₁（Ｓ）により増幅し、前記加算器A₁を介してP
WM制御回路PWM₁に入力する。

I₀₁ ^＊＞I₀₁となった場合、偏差ε₀₁は正の値となり、PW
M₁の入力信号ε_１を増加させる。故に、インバータINV
−１の出力電圧が増加し、トランスTR₁の励磁電流I₀₁を
増やし、I₀₁＝I₀₁ ^＊となるように制御される。

逆に、I₀₁ ^＊＜I₀₁となった場合、偏差ε₀₁は負の値とな
り、PWM₁の入力信号e₁を減少させる。故に、インバータ
INV−１の出力電圧が減少し、トランスTR₁の励磁電流I
₀₁を減らし、やはり、I₀₁＝I₀₁ ^＊となるように制御され
る。

トランスTR₂の励磁電流I₀₂も同様にその指令値I₀₁ ^＊に
一致するように制御される。

このとき、上記２つのトランスTR₁,TR₂の定格が同じで
ある場合、上記励磁電流の指令値I₀₁ ^＊,I₀₂ ^＊は、負荷L
OADに印加すき電圧の設定値をI_L ^＊、トランスTR₁,TR₂の
相互インダクタンスをＭ、出力角周波数をω_０とした場
合、次式のように与えられる。

I₀₁ ^＊＝I₀₂ ^＊＝I_L ^＊／（ｊω₀M）このようにして、出力トランスTR₁,TR₂の励磁電流I₀₁,I
₀₂は各々当該指令値I₀₁ ^＊,I₀₂ ^＊に常に一致するように
制御される。従って、たとえ何等かの原因によりトラン
スTR₁,TR₂に直流バイアス電圧が印加されたとしても、
当該バイアス電圧は自動的に補正され、直流偏磁を発生
することはなくなる。

第６図は、本発明装置の別の実施例の構成図を示すもの
で、第１図の装置に２台の単相フルブリッジ結線インバ
ータを付加し、高周波運転時の出力電圧をさらに高める
ようにしている。

図中、V_d1,V_d2は直流電圧源、INV−3,INV−４は単相フ
ルブリッジ結線インバータ回路、TR₃,TR₄は出力トラン
ス、LOADは負荷装置である。

インバータINV−1,INV−２、リアクトルL₀、還流用ダイ
オードD₁〜D₄、開示器SW₁,SW₂₁,SW₂₂,SW₃〜SW₅および出
力トランスTR₁,TR₂は第１図のインバータ装置に対応す
る。

インバータINV−３とインバータINV−４は直流側で直列
接続され、出力トランスTR₃,TR₄を介して負荷LOADに電
力を供給する。また、インバータINV−１とインバータI
NV−２は第１図と同じように構成され、低周波運転時は
中性点クランプ式インバータとして３レベルの電圧出力
を発生し、高周波運転時はフルブリッジ結線のトランス
付多重インバータとして動作する。

すなわち、出力周波数が低い領域では、開閉器SW₂₁,SW
₂₂,SW₃〜SW₅を解放し、SW₁を投入する。この時、インバ
ータINV−3,INV−４はゲートブロックしておく。従っ
て、第２図で示した主回路図と同じになり、３レベルの
出力電圧を発生する中性点クロンプ式PWMインバータ動
作となる。

また、出力周波数がある程度高くなったところで、開閉
器SW₁を解放し、他の開閉器SW₂₁,SW₂₂,SW₃〜SW₅を投入
して、４台のインバータを全て活かし、フルブリッジ結
線のトランス付多重インバータとして動作させる。負荷
LOADには各出力トランスの出力電圧の和が印加される。

すなわち、 V_L＝V₁＋V₂＋V₃＋V₄ となる。このとき、４台のフルブリッジインバータINV
−１〜INV−４の搬送波信号の位相を各々45゜ずつずら
してPWM制御することにより、高調波成分の少ない出力
電圧が得られる。

このようにして、トランス付インバータの段数を増やす
ことにより、変換装置の容量を増加させることが容易に
できる。

なお、以上の実施例は単相負荷について説明したが、３
層負荷あるいは多相負荷についても同様に実施できるこ
とは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明装置によれば、低周波から高周波
まで出力電圧脈動の少ない運転が可能となり、かつ、直
流電圧を上げることなく出力電圧を高めることができ
る。故に、交流電動機等を駆動する可変電圧可変周波数
の高電圧大容量のインバータとして、高性能で経済的な
インバータ装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のインバータ装置の一実施例を示す構成
図、第２図Ａは第１図の装置の低周波運転時の動作を説
明するための主回路接続図で第２図Ｂは制御回路ブロッ
ク図、第３図は第２図の回路のPWM制御動作を説明する
ためのタイムチャート図、第４図Ａは第１図の装置の高
周波運転時の動作を説明するための主回路接続図で第４
図Ｂは制御回路ブロック図、第５図は第４図の回路のPW
M制御動作を説明するためのタイムチャート図、第６図
は本発明装置の実施例を示す構成図、第７図Ａは従来の
インバータ装置の主回路接続図で第７図Ｂは制御回路接
続図、第８図は第７図の回路のPWM動作を説明するため
のタイムチャート図である。 V_d1,V_d2……直流電圧源 INV−A,INV−Ｂ……中性点クランプ式インバータ L₀……リアクトル D₁〜D₄……還流用ダイオード S₁₁〜S₁₄,S₂₁〜S₂₄……自己消弧素子 D₁₁〜D₁₄,D₂₁〜D₂₄……フリーホイリングダイオード TR₁,TR₂……出力トランス SW₁,SW₂₁,SW₂₂,SW₃〜SW₅……開閉器 LOAD……負荷装置

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直列接続された、２つの直流電圧源と、当
該直流電圧源を入力とする２組の中性点クランプ式イン
バータと、当該２組の中性点クランプ式インバータの出
力側端子間に接続されたリアクトルと、当該リアクトル
の中間点から第１の開閉器を介して接続された交流負荷
と、前記２組の中性点クランプ式インバータの出力端子
と前記直流電圧源の中間点との間に接続された１組の第
２の開閉器と、前記２組のインバータの上側２つの素子
の接続点から第３の開閉器を介して接続された第１の出
力トランスと、前記２組のインバータの下側２つの素子
の接続点から第４の開閉器を介して接続された第２の出
力トランスと、直列接続された前記第１及び第２の出力
トランスの２次巻線と前記交流負荷との間に設置された
第５の開閉器を具備し、前記インバータの出力周波数が
低い範囲では、前記第１の開閉器を閉路し、前記第２乃
至第５の開閉器を開路し、前記インバータの出力周波数
が高い範囲では、前記第１の開閉器を開路し、前記第２
乃至第５の開閉器を閉路することを特徴としたインバー
タ装置。