JPH0746855A - インバータの二相ｐｗｍ制御装置 - Google Patents
インバータの二相ｐｗｍ制御装置Info
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- JPH0746855A JPH0746855A JP5191421A JP19142193A JPH0746855A JP H0746855 A JPH0746855 A JP H0746855A JP 5191421 A JP5191421 A JP 5191421A JP 19142193 A JP19142193 A JP 19142193A JP H0746855 A JPH0746855 A JP H0746855A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流の増大に応じて増大するインバータのス
イッチング損失を効果的に低減する。 【構成】 例えばＵ相電圧ＶU とＵ相線電流ＩU の位相
差である力率角φを検出し、検出結果に基づきスイッチ
ング停止期間を制御する。スイッチング停止期間
は、Ｕ相線電流ＩU のピーク近傍となるよう制御され、
この結果電流の増大に応じて増大するスイッチング損失
が効果的に低減される。スイッチング停止期間がスイ
ッチング停止可能区間の限界に到達した場合は、スイ
ッチング停止可能区間の範囲内で最大限Ｕ相線電流Ｉ
U のピークに近い区間となるよう、スイッチング停止期
間を設定する。
イッチング損失を効果的に低減する。 【構成】 例えばＵ相電圧ＶU とＵ相線電流ＩU の位相
差である力率角φを検出し、検出結果に基づきスイッチ
ング停止期間を制御する。スイッチング停止期間
は、Ｕ相線電流ＩU のピーク近傍となるよう制御され、
この結果電流の増大に応じて増大するスイッチング損失
が効果的に低減される。スイッチング停止期間がスイ
ッチング停止可能区間の限界に到達した場合は、スイ
ッチング停止可能区間の範囲内で最大限Ｕ相線電流Ｉ
U のピークに近い区間となるよう、スイッチング停止期
間を設定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを二相ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御する装置、すなわち二相ＰＷＭ
制御装置に関する。
Ｍ（パルス幅変調）制御する装置、すなわち二相ＰＷＭ
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１３には、一従来例に係るＰＷＭ制御
装置の構成が示されている。この図に示される装置は、
例えば電気自動車の駆動系統の一部を構成している。
装置の構成が示されている。この図に示される装置は、
例えば電気自動車の駆動系統の一部を構成している。
【０００３】この図に示される装置の制御対象は、イン
バータ１０である。インバータ１０は、図示しない直流
電源、例えば車載の主バッテリから供給される直流電力
を交流電力に変換し負荷に供給する。この図の場合、
Ｕ，Ｖ，Ｗの各相を有する三相交流モータ１２がインバ
ータ１０の負荷とされている。
バータ１０である。インバータ１０は、図示しない直流
電源、例えば車載の主バッテリから供給される直流電力
を交流電力に変換し負荷に供給する。この図の場合、
Ｕ，Ｖ，Ｗの各相を有する三相交流モータ１２がインバ
ータ１０の負荷とされている。
【０００４】インバータ１０は、このような電力変換動
作を実行するため、負荷の相数に応じた対数のスイッチ
ング素子を有している。このスイッチング素子は、例え
ばＩＧＢＴ等の大電力用スイッチング素子であり、イン
バータ１０に前置されるベースドライブ１４によって駆
動される。ベースドライブ１４は、ＰＷＭ発生部１６か
ら供給される各相ＰＷＭ信号ｅU ，ｅV ，ｅW に基づ
き、インバータ１０を駆動する。
作を実行するため、負荷の相数に応じた対数のスイッチ
ング素子を有している。このスイッチング素子は、例え
ばＩＧＢＴ等の大電力用スイッチング素子であり、イン
バータ１０に前置されるベースドライブ１４によって駆
動される。ベースドライブ１４は、ＰＷＭ発生部１６か
ら供給される各相ＰＷＭ信号ｅU ，ｅV ，ｅW に基づ
き、インバータ１０を駆動する。
【０００５】ＰＷＭ発生部１６には、減算器１８Ｕ，１
８Ｖ，１８Ｗを介して電流指令発生部２０が前置されて
いる。電流指令発生部２０は、この図の制御装置に対
し、電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾を供給する。減算
器１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗは、電流指令発生部２０から
供給される電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾の他、モー
タ１２の各相に対応して設けられた電流センサ２２Ｕ，
２２Ｖ，２２Ｗによって検出される線電流ＩU ，ＩV ，
ＩW を入力する。減算器１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗは前者
から後者を減じ、その結果をＰＷＭ発生部１６に供給す
る。ＰＷＭ発生部１６は、減算器１８Ｕ，１８Ｖ，１８
Ｗの出力を電圧指令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wに変換するＰＩ変
換部２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗを有している。ＰＩ変換部
２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗによって得られる電圧指令
ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wは、コンパレータ２６Ｕ，２６Ｖ，２
６Ｗにそれぞれ入力される。また、これらコンパレータ
２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗには発振器２８から搬送波ｅS
が供給されている。コンパレータ２６Ｕ，２６Ｖ，２６
Ｗは両者を比較し、その結果得られる電圧を各相ＰＷＭ
信号ｅU ，ｅV ，ｅW として、ベースドライブ１４に供
給する。
８Ｖ，１８Ｗを介して電流指令発生部２０が前置されて
いる。電流指令発生部２０は、この図の制御装置に対
し、電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾を供給する。減算
器１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗは、電流指令発生部２０から
供給される電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾の他、モー
タ１２の各相に対応して設けられた電流センサ２２Ｕ，
２２Ｖ，２２Ｗによって検出される線電流ＩU ，ＩV ，
ＩW を入力する。減算器１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗは前者
から後者を減じ、その結果をＰＷＭ発生部１６に供給す
る。ＰＷＭ発生部１６は、減算器１８Ｕ，１８Ｖ，１８
Ｗの出力を電圧指令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wに変換するＰＩ変
換部２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗを有している。ＰＩ変換部
２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗによって得られる電圧指令
ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wは、コンパレータ２６Ｕ，２６Ｖ，２
６Ｗにそれぞれ入力される。また、これらコンパレータ
２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗには発振器２８から搬送波ｅS
が供給されている。コンパレータ２６Ｕ，２６Ｖ，２６
Ｗは両者を比較し、その結果得られる電圧を各相ＰＷＭ
信号ｅU ，ｅV ，ｅW として、ベースドライブ１４に供
給する。
【０００６】図１４には、相電圧を基準として実行され
る通常のＰＷＭ制御の内容が示されている。この図に示
されるように、通常のＰＷＭ制御においては、三角波等
の所定の波形を有する搬送波ｅS が、各相電圧指令
ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wとそれぞれ比較され、各相ＰＷＭ信号
ｅU ，ｅV ，ｅW が生成される。インバータ１０からモ
ータ１２への各相出力電圧ＶU ，ＶV ，ＶW は図１４に
示されるようなパルス幅変調波形となり、モータ１２の
線間電圧、例えばＵＶ線間電圧ＶUVは、正弦波に近似し
た電圧となる。
る通常のＰＷＭ制御の内容が示されている。この図に示
されるように、通常のＰＷＭ制御においては、三角波等
の所定の波形を有する搬送波ｅS が、各相電圧指令
ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wとそれぞれ比較され、各相ＰＷＭ信号
ｅU ，ｅV ，ｅW が生成される。インバータ１０からモ
ータ１２への各相出力電圧ＶU ，ＶV ，ＶW は図１４に
示されるようなパルス幅変調波形となり、モータ１２の
線間電圧、例えばＵＶ線間電圧ＶUVは、正弦波に近似し
た電圧となる。
【０００７】このようなＰＷＭ制御は、インバータ１０
の駆動方式として広く用いられている方式である。近年
では、例えば昭和５８年電気学会全国大会講演論文集
〔６〕、昭和５８年４月、Ｎｏ．４９８、第５７４〜第
５７５頁、金他等に示されるような二相ＰＷＭ制御が開
発されている。二相ＰＷＭ制御は、またスイッチング回
数が減少するため銅損のように電流の増大に応じて増加
するスイッチング損失を減少させることができる。
の駆動方式として広く用いられている方式である。近年
では、例えば昭和５８年電気学会全国大会講演論文集
〔６〕、昭和５８年４月、Ｎｏ．４９８、第５７４〜第
５７５頁、金他等に示されるような二相ＰＷＭ制御が開
発されている。二相ＰＷＭ制御は、またスイッチング回
数が減少するため銅損のように電流の増大に応じて増加
するスイッチング損失を減少させることができる。
【０００８】図１５には、線間電圧を基準として実行さ
れる二相ＰＷＭ制御の内容が示されている。この図に示
される制御は、図１３に示される装置構成で実行するこ
とができる。
れる二相ＰＷＭ制御の内容が示されている。この図に示
される制御は、図１３に示される装置構成で実行するこ
とができる。
【０００９】この図に示されるように、二相ＰＷＭ制御
における電圧指令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wでは、電気角にて約
６０°の期間、その値が搬送波ｅS のピーク値に設定さ
れている。このような期間を定めると、この期間におい
てインバータ１０におけるスイッチングが停止されるこ
ととなり、その結果図１５に示されるような各相出力電
圧が得られる。
における電圧指令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wでは、電気角にて約
６０°の期間、その値が搬送波ｅS のピーク値に設定さ
れている。このような期間を定めると、この期間におい
てインバータ１０におけるスイッチングが停止されるこ
ととなり、その結果図１５に示されるような各相出力電
圧が得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
二相ＰＷＭ制御においては、スイッチング停止期間が図
１５に示されるように電圧のピーク近傍に固定的に設定
されている。従って、電圧に対する電流の位相差が大き
い場合、すなわちインバータの負荷の力率が低下してい
る場合には、スイッチング損失の低減効果がさほど大き
くならない。顕著な場合には、電流最大時にスイッチン
グが行われてしまうため、損失はほとんど低減されな
い。さらに、インバータの負荷としてモータを考えた場
合、モータの力率は、その回転数の増加、トルクの増大
等により変動する。従って、このような負荷を駆動する
場合には、電圧ピーク時にスイッチング停止期間を固定
して設定しても、スイッチング損失はさほど低減しな
い。
二相ＰＷＭ制御においては、スイッチング停止期間が図
１５に示されるように電圧のピーク近傍に固定的に設定
されている。従って、電圧に対する電流の位相差が大き
い場合、すなわちインバータの負荷の力率が低下してい
る場合には、スイッチング損失の低減効果がさほど大き
くならない。顕著な場合には、電流最大時にスイッチン
グが行われてしまうため、損失はほとんど低減されな
い。さらに、インバータの負荷としてモータを考えた場
合、モータの力率は、その回転数の増加、トルクの増大
等により変動する。従って、このような負荷を駆動する
場合には、電圧ピーク時にスイッチング停止期間を固定
して設定しても、スイッチング損失はさほど低減しな
い。
【００１１】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、スイッチング停止
期間を電流ピークに追従させることにより、スイッチン
グ損失を好適に低減可能にすることを目的とする。
とを課題としてなされたものであり、スイッチング停止
期間を電流ピークに追従させることにより、スイッチン
グ損失を好適に低減可能にすることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明のインバータの二相変調ＰＷＭ制御装
置は、インバータの各相のスイッチングが交番的にかつ
所定期間停止するよう各相ＰＷＭ信号を発生させ、スイ
ッチングを制御する信号としてインバータに供給する手
段と、少なくともいずれかの相について相電圧及び線電
流を検出し両者の位相差たる力率角を求める手段と、上
記期間がインバータの負荷に流れる相電流のピーク近傍
に追従するよう、求めた力率角に基づき各相ＰＷＭ信号
の発生動作を制御する手段と、を備えることを特徴とす
る。
るために、本発明のインバータの二相変調ＰＷＭ制御装
置は、インバータの各相のスイッチングが交番的にかつ
所定期間停止するよう各相ＰＷＭ信号を発生させ、スイ
ッチングを制御する信号としてインバータに供給する手
段と、少なくともいずれかの相について相電圧及び線電
流を検出し両者の位相差たる力率角を求める手段と、上
記期間がインバータの負荷に流れる相電流のピーク近傍
に追従するよう、求めた力率角に基づき各相ＰＷＭ信号
の発生動作を制御する手段と、を備えることを特徴とす
る。
【００１３】また、本発明のインバータの二相変調ＰＷ
Ｍ制御装置は、インバータの各相のスイッチングが交番
的にかつ所定期間停止するよう各相ＰＷＭ信号を発生さ
せ、スイッチングを制御する信号としてインバータに供
給する手段と、インバータの負荷の状態を検出し検出し
た状態に基づき力率を求める手段と、上記期間がインバ
ータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよ
う、求めた力率に基づき各相ＰＷＭ信号の発生動作を制
御する手段と、を備えることを特徴とする。
Ｍ制御装置は、インバータの各相のスイッチングが交番
的にかつ所定期間停止するよう各相ＰＷＭ信号を発生さ
せ、スイッチングを制御する信号としてインバータに供
給する手段と、インバータの負荷の状態を検出し検出し
た状態に基づき力率を求める手段と、上記期間がインバ
ータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよ
う、求めた力率に基づき各相ＰＷＭ信号の発生動作を制
御する手段と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明においては、インバータの各相のスイッ
チングを交番的にかつ所定期間停止するよう、すなわち
二相ＰＷＭ制御が実行されるよう、各相ＰＷＭ信号が生
成され、インバータのスイッチングが制御される。その
際、少なくともいずれかの相について、相電圧及び線電
流が検出され、両者の位相差（力率角）が求められる。
求めた力率角は、各相ＰＷＭ信号の発生動作の制御に用
いられる。この制御は、インバータの各相のスイッチン
グ停止期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク
近傍に追従するよう実行される。従って、本発明におい
ては、スイッチング停止期間が当該電流のピーク近傍に
追従するため、電流の増大に伴い増加するスイッチング
損失を好適に抑制可能となる。
チングを交番的にかつ所定期間停止するよう、すなわち
二相ＰＷＭ制御が実行されるよう、各相ＰＷＭ信号が生
成され、インバータのスイッチングが制御される。その
際、少なくともいずれかの相について、相電圧及び線電
流が検出され、両者の位相差（力率角）が求められる。
求めた力率角は、各相ＰＷＭ信号の発生動作の制御に用
いられる。この制御は、インバータの各相のスイッチン
グ停止期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク
近傍に追従するよう実行される。従って、本発明におい
ては、スイッチング停止期間が当該電流のピーク近傍に
追従するため、電流の増大に伴い増加するスイッチング
損失を好適に抑制可能となる。
【００１５】また、本発明においては、力率を求める手
段として、相電圧及び線電流の検出という手段の他、イ
ンバータの負荷の状態の検出という手段を用いることが
できる。インバータの負荷、例えばモータの状態は、回
転数とトルク等から推定することができる。本発明にお
いては、このようにして検出した負荷状態に基づき力率
が求められ、求めた力率に基づきスイッチング停止期間
の追従制御が実行される。このような制御を実行するこ
とにより、本発明においては、インバータの負荷の状態
に応じたスイッチング損失の低減制御が好適に実現され
る。
段として、相電圧及び線電流の検出という手段の他、イ
ンバータの負荷の状態の検出という手段を用いることが
できる。インバータの負荷、例えばモータの状態は、回
転数とトルク等から推定することができる。本発明にお
いては、このようにして検出した負荷状態に基づき力率
が求められ、求めた力率に基づきスイッチング停止期間
の追従制御が実行される。このような制御を実行するこ
とにより、本発明においては、インバータの負荷の状態
に応じたスイッチング損失の低減制御が好適に実現され
る。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図１３乃至図１５に示される従
来例と同様の構成には同一の符号を付し、説明を省略す
る。
基づき説明する。なお、図１３乃至図１５に示される従
来例と同様の構成には同一の符号を付し、説明を省略す
る。
【００１７】図１には、本発明の第１実施例に係る制御
装置の構成が示されている。この実施例においては、Ｕ
相について相電圧ＶU と線電流ＩU の位相差、すなわち
力率角φを検出する位相差検出部３０が設けられてい
る。この位相差検出部３０の出力たる力率角φは電流指
令発生部３２に供給され、電流指令発生部３２は、この
力率角φに応じてインバータ１０のスイッチング停止期
間が制御されるよう、電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾
を生成する。また、この実施例においては、減算器１８
Ｖに入力される線電流ＩV が線電流ＩU 及びＩW に基づ
き加算器３４によって生成されている。位相差検出部３
０は、線間電圧ＶUV及び線電流ＩU に基づき、力率角φ
を演算する。
装置の構成が示されている。この実施例においては、Ｕ
相について相電圧ＶU と線電流ＩU の位相差、すなわち
力率角φを検出する位相差検出部３０が設けられてい
る。この位相差検出部３０の出力たる力率角φは電流指
令発生部３２に供給され、電流指令発生部３２は、この
力率角φに応じてインバータ１０のスイッチング停止期
間が制御されるよう、電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾
を生成する。また、この実施例においては、減算器１８
Ｖに入力される線電流ＩV が線電流ＩU 及びＩW に基づ
き加算器３４によって生成されている。位相差検出部３
０は、線間電圧ＶUV及び線電流ＩU に基づき、力率角φ
を演算する。
【００１８】図２乃至図４には、この実施例におけるス
イッチング停止期間追従制御の内容が示されている。特
に、図２は、φ＜３０°（力率＞０．８６６）である場
合のスイッチング停止期間を、図３はφ≧３０°（力率
≦０．８６６）の場合のスイッチング停止期間を、図４
は制御の流れを、それぞれ示している。
イッチング停止期間追従制御の内容が示されている。特
に、図２は、φ＜３０°（力率＞０．８６６）である場
合のスイッチング停止期間を、図３はφ≧３０°（力率
≦０．８６６）の場合のスイッチング停止期間を、図４
は制御の流れを、それぞれ示している。
【００１９】例としてＵ相を考えた場合、従来の二相変
調ＰＷＭ制御におけるスイッチング停止期間は、モー
タ１２のＵ相電圧ＶU のピークに対して固定的に設定さ
れていた。すなわち、Ｕ相電圧ＶU のピーク±３０°の
期間となるよう、スイッチング停止期間が設定されて
いた。本実施例においては、スイッチング停止期間
が、Ｕ相電圧ＶU ではなく、Ｕ相線電流ＩU のピーク±
３０°、合計６０°の期間となるよう追従設定される。
すなわち、Ｕ相電圧ＶU とＵ相線電流ＩU の位相差たる
力率角φに応じてスイッチング停止期間が設定され、
これにより、当該スイッチング停止期間がＵ相線電流
ＩU のピークに追従する。この制御は、本実施例におい
ては、Ｖ相及びＷ相についても実行される。
調ＰＷＭ制御におけるスイッチング停止期間は、モー
タ１２のＵ相電圧ＶU のピークに対して固定的に設定さ
れていた。すなわち、Ｕ相電圧ＶU のピーク±３０°の
期間となるよう、スイッチング停止期間が設定されて
いた。本実施例においては、スイッチング停止期間
が、Ｕ相電圧ＶU ではなく、Ｕ相線電流ＩU のピーク±
３０°、合計６０°の期間となるよう追従設定される。
すなわち、Ｕ相電圧ＶU とＵ相線電流ＩU の位相差たる
力率角φに応じてスイッチング停止期間が設定され、
これにより、当該スイッチング停止期間がＵ相線電流
ＩU のピークに追従する。この制御は、本実施例におい
ては、Ｖ相及びＷ相についても実行される。
【００２０】このように、本実施例においては、線電
流、例えばＩU のピーク近傍となるようスイッチング停
止期間が追従制御されることとなるため、電流の増大
に伴い増大するスイッチング損失が効果的に低減される
こととなり、その結果、インバータ１０の冷却系の小型
化や、ヒートマスの減少等の効果を実現できる。
流、例えばＩU のピーク近傍となるようスイッチング停
止期間が追従制御されることとなるため、電流の増大
に伴い増大するスイッチング損失が効果的に低減される
こととなり、その結果、インバータ１０の冷却系の小型
化や、ヒートマスの減少等の効果を実現できる。
【００２１】また、図２に示されるようなスイッチング
停止期間の追従制御には、所定の限界がある。すなわ
ち、スイッチング停止期間は、三差動関係が成立する
区間を越えて、すなわち図においてで示されるスイッ
チング停止可能区間を越えるように設定することはでき
ない。従って、力率角φが３０°以上となった場合に
は、図３に示されるように、スイッチング停止期間を
相電圧（例えばＶ相電圧ＶU ）のピークから線電流（例
えばＵ相線電流ＩU ）のピーク寄り６０°の範囲に設定
する。このような設定は、１２０°の広がりを有するス
イッチング停止可能区間内において、スイッチング損
失が最も低減されるようスイッチング停止期間を設定
することに相当する。
停止期間の追従制御には、所定の限界がある。すなわ
ち、スイッチング停止期間は、三差動関係が成立する
区間を越えて、すなわち図においてで示されるスイッ
チング停止可能区間を越えるように設定することはでき
ない。従って、力率角φが３０°以上となった場合に
は、図３に示されるように、スイッチング停止期間を
相電圧（例えばＶ相電圧ＶU ）のピークから線電流（例
えばＵ相線電流ＩU ）のピーク寄り６０°の範囲に設定
する。このような設定は、１２０°の広がりを有するス
イッチング停止可能区間内において、スイッチング損
失が最も低減されるようスイッチング停止期間を設定
することに相当する。
【００２２】このような制御は、力率角φを検出するこ
とによって可能となる。図４には、この実施例における
制御の流れが力率角（位相差）φの検出方法を中心とし
て述べられている。
とによって可能となる。図４には、この実施例における
制御の流れが力率角（位相差）φの検出方法を中心とし
て述べられている。
【００２３】この図に示されるように、本実施例におい
ては、まず位相差検出部３０によってＵＶ線間電圧ＶUV
及びＵ相線電流ＩU が測定される（１００，１０２）。
測定された線間電圧ＶUVは相電圧ＶU に変換され（１０
４）、得られたＵ相電圧ＶU及びＵ相線電流ＩU の位相
差、すなわち力率角φが検出される（１０６）。位相差
検出部３０は、検出した力率角φを電流指令発生部３２
に供給する。電流指令発生部３２は、この力率角φを３
０°と比較し（１０８）、その結果に応じて処理Ａ及び
Ｂのいずれかを実行する（１１０，１１２）。処理Ａと
は、力率角φが３０°未満の場合の動作、すなわち図２
に示される場合のスイッチング停止期間の追従制御で
あり、処理Ｂとは、力率角φが３０°以上の場合の動
作、すなわち図３に示されるような制御動作である。
ては、まず位相差検出部３０によってＵＶ線間電圧ＶUV
及びＵ相線電流ＩU が測定される（１００，１０２）。
測定された線間電圧ＶUVは相電圧ＶU に変換され（１０
４）、得られたＵ相電圧ＶU及びＵ相線電流ＩU の位相
差、すなわち力率角φが検出される（１０６）。位相差
検出部３０は、検出した力率角φを電流指令発生部３２
に供給する。電流指令発生部３２は、この力率角φを３
０°と比較し（１０８）、その結果に応じて処理Ａ及び
Ｂのいずれかを実行する（１１０，１１２）。処理Ａと
は、力率角φが３０°未満の場合の動作、すなわち図２
に示される場合のスイッチング停止期間の追従制御で
あり、処理Ｂとは、力率角φが３０°以上の場合の動
作、すなわち図３に示されるような制御動作である。
【００２４】図５には、この実施例における電圧指令ｅ
0U，ｅ0V，ｅ0Wの波形が示されている。電流指令発生部
３２は、位相差検出部３０によって検出された力率角φ
に応じて電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾を生成するこ
とにより、図５（ａ）〜（ｃ）に示されるような電圧指
令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wを発生させる。この電圧指令ｅU，
ｅV ，ｅW は、それぞれ、力率角φに追従したスイッチ
ング停止期間を含んでいる。図６（ａ）〜（ｃ）に示
されるように、各電圧指令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wは、発振器
２８から出力される搬送波ｅS とコンパレータ２６Ｕ，
２６Ｖ，２６Ｗにおいて比較される。その結果得られる
ＰＷＭ信号ｅU ，ｅV ，ｅW はベースドライブ１４に供
給され、その結果、図２又は図３に示されるようにスイ
ッチング停止期間が相電流ＩU ，ＩV ，ＩW に追従し
た二相ＰＷＭ制御が実現されることとなる。
0U，ｅ0V，ｅ0Wの波形が示されている。電流指令発生部
３２は、位相差検出部３０によって検出された力率角φ
に応じて電流指令ＩU ＾，ＩV ＾，ＩW ＾を生成するこ
とにより、図５（ａ）〜（ｃ）に示されるような電圧指
令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wを発生させる。この電圧指令ｅU，
ｅV ，ｅW は、それぞれ、力率角φに追従したスイッチ
ング停止期間を含んでいる。図６（ａ）〜（ｃ）に示
されるように、各電圧指令ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wは、発振器
２８から出力される搬送波ｅS とコンパレータ２６Ｕ，
２６Ｖ，２６Ｗにおいて比較される。その結果得られる
ＰＷＭ信号ｅU ，ｅV ，ｅW はベースドライブ１４に供
給され、その結果、図２又は図３に示されるようにスイ
ッチング停止期間が相電流ＩU ，ＩV ，ＩW に追従し
た二相ＰＷＭ制御が実現されることとなる。
【００２５】図７には、この実施例における二相ＰＷＭ
制御に係る電圧指令波形と、通常のＰＷＭ制御に係る電
圧指令波形の関係が示されている。この図に示されるよ
うに、本実施例においては、力率角φに応じてスイッチ
ング停止期間が設定される。なお、この図は、φ＜３
０°の場合の図である。
制御に係る電圧指令波形と、通常のＰＷＭ制御に係る電
圧指令波形の関係が示されている。この図に示されるよ
うに、本実施例においては、力率角φに応じてスイッチ
ング停止期間が設定される。なお、この図は、φ＜３
０°の場合の図である。
【００２６】図８には、本発明の第２実施例に係る制御
装置の構成が示されている。この図に示される装置は、
第１実施例における位相差検出部３０の機能を電流指令
発生部３６に付与した構成である。このような構成にお
いても、前述の効果を得ることができる。
装置の構成が示されている。この図に示される装置は、
第１実施例における位相差検出部３０の機能を電流指令
発生部３６に付与した構成である。このような構成にお
いても、前述の効果を得ることができる。
【００２７】図９には、本発明の第３実施例に係る制御
装置の構成が、図１０には、その制御の流れが、それぞ
れ示されている。
装置の構成が、図１０には、その制御の流れが、それぞ
れ示されている。
【００２８】この実施例においては、線電流及び相電圧
（直接には線間電圧）に基づいて力率角φが検出される
のではなく、電流指令発生部４０が図示しない制御装置
から与えられるトルク指令Ｔ及び回転数センサ３８によ
って検出されるモータ１２の回転数に基づき、ＲＯＭ４
２上のテーブルを参照し、力率角φが求められる。
（直接には線間電圧）に基づいて力率角φが検出される
のではなく、電流指令発生部４０が図示しない制御装置
から与えられるトルク指令Ｔ及び回転数センサ３８によ
って検出されるモータ１２の回転数に基づき、ＲＯＭ４
２上のテーブルを参照し、力率角φが求められる。
【００２９】すなわち、図１０に示されるように、トル
ク指令発生部４０はトルク指令Ｔを入力し（１１４）、
また回転数Ｎを検出する（１１６）。トルク指令Ｔはモ
ータ１２に対するトルクの指令値、すなわちインバータ
１０による電流制御によってモータ１２から出力させる
べきトルクの値を示す値である。モータ１２の力率角φ
は、当該モータ１２の状態、例えばトルク、回転数にお
おむね依存する。従って、これらトルク指令Ｔ及び回転
数Ｎの値と、モータ１２の力率角φとを対応付けること
ができる。ＲＯＭ４２上に格納されているテーブルは、
トルク指令Ｔ及び回転数Ｎと、力率角φを対応付けるテ
ーブルである。この実施例においては、ＲＯＭ４２上の
テーブルがトルク指令Ｔ及び回転数Ｎによって参照さ
れ、これにより力率角φが読み出される（１１８）。読
み出された力率角φは、第１実施例と同様の判定に供さ
れ、処理Ａ及びＢが選択的に実行される。
ク指令発生部４０はトルク指令Ｔを入力し（１１４）、
また回転数Ｎを検出する（１１６）。トルク指令Ｔはモ
ータ１２に対するトルクの指令値、すなわちインバータ
１０による電流制御によってモータ１２から出力させる
べきトルクの値を示す値である。モータ１２の力率角φ
は、当該モータ１２の状態、例えばトルク、回転数にお
おむね依存する。従って、これらトルク指令Ｔ及び回転
数Ｎの値と、モータ１２の力率角φとを対応付けること
ができる。ＲＯＭ４２上に格納されているテーブルは、
トルク指令Ｔ及び回転数Ｎと、力率角φを対応付けるテ
ーブルである。この実施例においては、ＲＯＭ４２上の
テーブルがトルク指令Ｔ及び回転数Ｎによって参照さ
れ、これにより力率角φが読み出される（１１８）。読
み出された力率角φは、第１実施例と同様の判定に供さ
れ、処理Ａ及びＢが選択的に実行される。
【００３０】従って、この実施例においても、前述の各
実施例と同様の効果を得ることができる。また、インバ
ータ１０の負荷たるモータ１２の状態に応じてスイッチ
ング停止期間を設定できるため、モータ１２の状態に
応じてスイッチング損失を好適に低減することができ
る。これは、制御性の向上につながると共に、位相差検
出のための位相差検出部３０の廃止につながり、コスト
低減の他、制御の高速化につながる。加えて、従来例の
装置に対する変更も小さいため、実現が容易である。
実施例と同様の効果を得ることができる。また、インバ
ータ１０の負荷たるモータ１２の状態に応じてスイッチ
ング停止期間を設定できるため、モータ１２の状態に
応じてスイッチング損失を好適に低減することができ
る。これは、制御性の向上につながると共に、位相差検
出のための位相差検出部３０の廃止につながり、コスト
低減の他、制御の高速化につながる。加えて、従来例の
装置に対する変更も小さいため、実現が容易である。
【００３１】図１１には、本発明の第４実施例に係る制
御装置の構成が示されている。この実施例は、位相差検
出部３０を用いて力率角φを検出すると共に、この力率
角φを用いて搬送波ｅS を制御することにより、前述の
スイッチング停止期間の追従制御を実現している。そ
のため、ＰＷＭ発生部４４は、力率角φに基づき搬送波
ｅS の発振動作を制御する搬送波制御部４６を備えてい
る。
御装置の構成が示されている。この実施例は、位相差検
出部３０を用いて力率角φを検出すると共に、この力率
角φを用いて搬送波ｅS を制御することにより、前述の
スイッチング停止期間の追従制御を実現している。そ
のため、ＰＷＭ発生部４４は、力率角φに基づき搬送波
ｅS の発振動作を制御する搬送波制御部４６を備えてい
る。
【００３２】より詳細には、この実施例においては、位
相差検出部３０から出力される力率角φに基づき、搬送
波ｅS のオフセットが制御される。すなわち、スイッチ
ング停止期間において搬送波ｅS の振幅が電圧指令の
振幅と一致するよう、オフセットが制御される。このよ
うに、電圧ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wに代え、搬送波ｅS に所定
の処理を施すことによっても、スイッチング停止期間
の追従制御を実現することができる。
相差検出部３０から出力される力率角φに基づき、搬送
波ｅS のオフセットが制御される。すなわち、スイッチ
ング停止期間において搬送波ｅS の振幅が電圧指令の
振幅と一致するよう、オフセットが制御される。このよ
うに、電圧ｅ0U，ｅ0V，ｅ0Wに代え、搬送波ｅS に所定
の処理を施すことによっても、スイッチング停止期間
の追従制御を実現することができる。
【００３３】図１２には、本発明の第５実施例に係る制
御装置の構成が示されている。この実施例においても、
ＰＷＭ発生部４８が搬送波制御部５０を備えており、こ
の搬送波制御部５０によって搬送波ｅS がオフセット制
御が実現され、これによりスイッチング停止期間の相
電流への追従制御が実現されている。但し、この実施例
における搬送波制御部５０は、位相検出部３０によって
検出される力率角φに基づき搬送波ｅS の制御を行うの
ではなく、図示しない制御装置から供給されるトルク指
令Ｔ及び回転数センサ３８によって検出されるモータ１
２の回転数に基づき、ＲＯＭ４２上のテーブルを参照す
ることにより、力率角φの情報を得ている。
御装置の構成が示されている。この実施例においても、
ＰＷＭ発生部４８が搬送波制御部５０を備えており、こ
の搬送波制御部５０によって搬送波ｅS がオフセット制
御が実現され、これによりスイッチング停止期間の相
電流への追従制御が実現されている。但し、この実施例
における搬送波制御部５０は、位相検出部３０によって
検出される力率角φに基づき搬送波ｅS の制御を行うの
ではなく、図示しない制御装置から供給されるトルク指
令Ｔ及び回転数センサ３８によって検出されるモータ１
２の回転数に基づき、ＲＯＭ４２上のテーブルを参照す
ることにより、力率角φの情報を得ている。
【００３４】従って、この実施例においては、前述の第
３実施例と同様の効果を得ることができる。
３実施例と同様の効果を得ることができる。
【００３５】なお、本発明は、以上説明した各実施例の
構成に限定されるものではない。例えばインバータ１０
の負荷は、モータ１２に限られない。さらに、力率角φ
検出の基礎となる相はＵ相に限定されるものではない。
スイッチング停止期間は、６０°より小さくてもよ
い。
構成に限定されるものではない。例えばインバータ１０
の負荷は、モータ１２に限られない。さらに、力率角φ
検出の基礎となる相はＵ相に限定されるものではない。
スイッチング停止期間は、６０°より小さくてもよ
い。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
相電圧及び線電流を検出しこれらの位相差（力率角）を
求めてスイッチング停止期間を各相線電流のピーク近傍
に追従制御するようにしたため、電流の増大に応じて増
大するスイッチング損失を効果的に低減することがで
き、これによりインバータの冷却系の小型化やヒートマ
ス低減を実現することができる。
相電圧及び線電流を検出しこれらの位相差（力率角）を
求めてスイッチング停止期間を各相線電流のピーク近傍
に追従制御するようにしたため、電流の増大に応じて増
大するスイッチング損失を効果的に低減することがで
き、これによりインバータの冷却系の小型化やヒートマ
ス低減を実現することができる。
【００３７】また、本発明によれば、インバータの負荷
（例えばモータ）の状態を検出し検出結果に応じてスイ
ッチング停止期間を線電流のピーク近傍に追従制御する
ようにしたため、上述の効果が得られる他、当該負荷の
制御性の向上という効果を得ることができる。
（例えばモータ）の状態を検出し検出結果に応じてスイ
ッチング停止期間を線電流のピーク近傍に追従制御する
ようにしたため、上述の効果が得られる他、当該負荷の
制御性の向上という効果を得ることができる。
【図１】本発明の第１実施例に係る制御装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】この実施例において力率角φが３０°未満の場
合のスイッチング停止期間を示す図である。
合のスイッチング停止期間を示す図である。
【図３】この実施例において力率角φが３０°以上の場
合のスイッチング停止期間を示す図である。
合のスイッチング停止期間を示す図である。
【図４】この実施例における制御の流れを示す図であ
る。
る。
【図５】この実施例における各相電圧指令波形を示す図
であり、図５（ａ）〜（ｃ）はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の
電圧指令波形を示す図である。
であり、図５（ａ）〜（ｃ）はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の
電圧指令波形を示す図である。
【図６】この実施例における各相ＰＷＭ信号の生成処理
を示す図であり、図６（ａ）〜（ｃ）はそれぞれＵ，
Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ信号生成処理を示す図である。
を示す図であり、図６（ａ）〜（ｃ）はそれぞれＵ，
Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ信号生成処理を示す図である。
【図７】この実施例における電圧指令波形と通常のＰＷ
Ｍ制御における電圧指令波形の関係を示す図である。
Ｍ制御における電圧指令波形の関係を示す図である。
【図８】本発明の第２実施例に係る制御装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図９】本発明の第３実施例に係る制御装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１０】この実施例における制御の流れを示す図であ
る。
る。
【図１１】本発明の第４実施例に係る制御装置の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】本発明の第５実施例に係る制御装置の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１３】一従来例に係る制御装置の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１４】相電圧を基準として実行される通常のＰＷＭ
制御の内容を示す図である。
制御の内容を示す図である。
【図１５】線間電圧を基準として実行される二相ＰＷＭ
制御の構成を示すブロック図である。
制御の構成を示すブロック図である。
１０ インバータ １２ モータ １４ ベースドライブ １６，４４，４８ ＰＷＭ発生部 ２０，３２，３６，４０ 電流指令発生部 ２２Ｕ，２６Ｖ，２２Ｗ 電流センサ ２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗ コンパレータ ２８ 発振器 ３０ 位相差検出部 ３８ 回転数センサ ４２ ＲＯＭ ４４，５０ 搬送波制御部 φ 力率角 スイッチング停止可能区間 スイッチング停止期間
Claims (2)
- 【請求項１】 インバータの各相のスイッチングが交番
的にかつ所定期間停止するよう各相パルス幅変調信号を
発生させ、スイッチングを制御する信号としてインバー
タに供給する手段と、 少なくともいずれかの相について相電圧及び線電流を検
出し両者の位相差たる力率角を求める手段と、 上記期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近
傍に追従するよう、求めた力率角に基づき各相パルス幅
変調信号の発生動作を制御する手段と、 を備えることを特徴とするインバータの二相ＰＷＭ制御
装置。 - 【請求項２】 インバータの各相のスイッチングが交番
的にかつ所定期間停止するよう各相パルス幅変調信号を
発生させ、スイッチングを制御する信号としてインバー
タに供給する手段と、 インバータの負荷の状態を検出し検出した状態に基づき
力率を求める手段と、 上記期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近
傍に追従するよう、求めた力率に基づき各相パルス幅変
調信号の発生動作を制御する手段と、 を備えることを特徴とするインバータの二相ＰＷＭ制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19142193A JP3250329B2 (ja) | 1993-08-02 | 1993-08-02 | インバータの二相ｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19142193A JP3250329B2 (ja) | 1993-08-02 | 1993-08-02 | インバータの二相ｐｗｍ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746855A true JPH0746855A (ja) | 1995-02-14 |
| JP3250329B2 JP3250329B2 (ja) | 2002-01-28 |
Family
ID=16274337
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19142193A Expired - Fee Related JP3250329B2 (ja) | 1993-08-02 | 1993-08-02 | インバータの二相ｐｗｍ制御装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3250329B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2005295776A (ja) * | 2004-04-06 | 2005-10-20 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
| JP2006042479A (ja) * | 2004-07-26 | 2006-02-09 | Toshiba Elevator Co Ltd | インバータ制御装置 |
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| KR20160093738A (ko) | 2014-01-09 | 2016-08-08 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 |
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1993
- 1993-08-02 JP JP19142193A patent/JP3250329B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| RU2615492C1 (ru) * | 2014-01-09 | 2017-04-05 | Мицубиси Электрик Корпорейшн | Устройство преобразования мощности |
| US9577547B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-02-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| US9762138B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-09-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| CN105900325A (zh) * | 2014-01-09 | 2016-08-24 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| CN105900325B (zh) * | 2014-01-09 | 2017-11-21 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| KR20160093738A (ko) | 2014-01-09 | 2016-08-08 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3250329B2 (ja) | 2002-01-28 |
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