JPH0746221A - ディジタル復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直交周波数多重信号を復調する回路規模の小
さなディジタル復調装置を提供することを目的とする。 【構成】 ＤＦＴ回路１２１は、例えばディジタルシグ
ナルプロセッサ（ＤＳＰ）等から構成される２Ｎ、１２
０４入力の離散的フーリエ変換回路であって、シリアル
／パラレル変換回路１１９から入力されるディジタル信
号を離散的フ−リエ変換して復調する。ここで、離散的
フ−リエ変換回路１２１の入力の内、実数部入力（Ｒ
ｅ）には直交周波数多重信号が入力され、虚数部入力
（Ｉｍ）には固定値、例えば０が常に入力される。パラ
レル／シリアル変換回路１２２、１２３は、ＤＦＴ回路
１２１から入力された変換結果をシリアル形式の信号に
変換し、バッファメモリ１２４、１２５は、入力された
変換結果についてガードインターバルの除去等の処理を
行い、さらに、この変換結果の内の有意な部分のみを選
択してＩチャネル信号およびＱチャネル信号として出力
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直交周波数変調信号を受
信して復調するディジタル復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル形式の信号を伝送する場合、単
一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相
変調および振幅変調する方法が一般的に用いられてい
る。このような変調方式としては、位相のみを変化させ
る位相変調（ＰＳＫ）が、また、位相と振幅の両方を変
化させる直交変調（ＱＡＭ）がよく用いられる。上述の
各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を
伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変
調していた。一方、最近では新たな変調方式として、直
交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれる変調方式が提
案されている。

【０００３】この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に
複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割
し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相
変調（ＰＳＫ）や直交変調（ＱＡＭ）する変調方式であ
る。複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので１
つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、１つの搬
送波信号当たりの変調速度は遅くなる。しかし伝送帯域
が同一である場合、複数の搬送波信号をそれぞれ変調し
た結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わら
ない。この方式では多数の搬送波信号が並列に伝送され
るので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小
さくすることが可能である。従って、この方式はマルチ
パス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波に
よるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。

【０００４】ここで、直交多重周波数多重方式の信号処
理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換
を高速に行う必要がある。しかし、最近の半導体技術の
進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理に
よる離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行
可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従
って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方
式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調さ
れた信号を復調することができる。このような半導体技
術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理
由の一つである。

【０００５】以下、一般的な直交周波数多重方式につい
て説明する。直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャン
ネル（伝送帯域）を分割した所定の帯域幅ごとに直交す
る搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域
幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各
搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するので
はなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変
換（ＩＤＦＴ）により一括して行う点にある。

【０００６】以下、図３を参照して直交周波数多重変調
を行う変調装置の構成を説明する。図３は、従来の直交
周波数多重変調装置８０の構成を示す図である。直交周
波数多重変調装置８０は、シリアル／パラレル変換回路
８０３、８０４、離散的逆フ−リエ変換回路（ＩＤＦ
Ｔ）８０５、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）８
０６、８０６、バッファメモリ（ＢＭ）８０８、８０
９、Ｄ／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）８１０、８１１、ロ−パ
スフィルタ（ＬＰＦ）８１２、８１３、乗算回路８１
４、８１５、局部発振器８１６、９０゜移相回路（Ｈ）
８１７、加算回路８１８、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）８１９、ＲＦコンバ−タ８２０、および、送信アン
テナ８２１から構成される。また、Ｉチャネル信号８０
１およびＱチャネル信号８０２は、それぞれ伝送される
べき直交周波数多重変調されるべきディジタル信号であ
り、送信信号８２２は、直交周波数多重変調装置８０に
よる処理により生成され、送信アンテナ８２１から送出
される電波信号である。

【０００７】以下、直交周波数多重変調装置８０の動作
を説明する。Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信
号８０２は、直交周波数多重信号の伝送フォーマットに
おいて、受信側においてクロック信号およびＤＦＴ時間
窓信号の同期確立のために使用される無信号のシンボル
（同期シンボル）が挿入された伝送データである。Ｉチ
ャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２は、それ
ぞれシリアル／パラレル変換回路８０３、８０４に入力
される。シリアル／パラレル変換回路８０３、８０４
は、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２
をシリアル／パラレル変換してこれらの並列デ−タを生
成し、離散的逆フ−リエ変換回路８０５に入力する。離
散的逆フ−リエ変換回路８０５は、並列形式のＩチャネ
ル信号８０１およびＱチャネル信号８０２を離散的逆フ
−リエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の信号に変換す
る。

【０００８】離散的逆フ−リエ変換回路８０５において
得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、
パラレル／シリアル変換回路８０６、８０７で時間的に
より直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ８０
８、８０９により、いわゆるガ−ドインターバルが付加
され、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１に入力される。ガ
ードインターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ
変換回路８１０、８１１によりアナログ形式の信号に変
換され、ロ−パスフィルタ８１２、８１３に入力され
る。アナログ形式の信号に変換されたこれらの信号は、
ロ−パスフィルタ８１２、８１３によりフィルタリング
されて折り返し信号成分が除去され、乗算回路８１４、
８１５に入力される。

【０００９】折り返し信号成分が除去されたこれらの信
号は、乗算回路８１４、８１５により、それぞれ局部発
振器８１６から出力される搬送波信号、および、この搬
送波信号が９０°移相回路８１７により９０°移相され
た搬送波信号と乗算される。乗算回路８１４、８１５に
より変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路８１８
により加算され、合成される。加算回路８１８により合
成された信号は、バンドパスフィルタ８１９により所定
の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ８２０に入力され
る。加算回路８１８により帯域制限された信号は、ＲＦ
コンバ−タ８２０により所望の周波数に周波数変換さ
れ、送信アンテナ８２１より送信信号８２２として出力
される。なお上述したように、Ｉチャネル信号８０１お
よびＱチャネル信号８０２に同期シンボルに対応する無
信号部分が予め挿入されているため、直交周波数多重変
調装置８０から送出される直交周波数多重変調装置８０
により生成された直交周波数多重信号には所定のシンボ
ルごとに同期シンボルが存在する。

【００１０】以下、図４を参照して、直交周波数多重方
式により変調された信号を受信、復調する従来の直交周
波数多重復調装置８５の構成および動作を説明する。図
４は、従来の直交周波数多重復調装置８５の構成を示す
図である。直交周波数多重復調装置８５は、受信アンテ
ナ８５１は、チュ−ナ（Ｔｕ）８５２、乗算回路８５
３、８５４、局部発振器８５５、９０゜移相回路８５
６、ロ−パスフィルタ８５７、８５８、Ａ／Ｄ変換回路
８６１、８６２、シリアル／パラレル変換回路８５９、
８６０、離散的フ−リエ変換回路（ＤＦＴ）８６３、パ
ラレル／シリアル変換回路８６４、８６５、バッファメ
モリ８６６、８６７、搬送波信号再生回路８６８、およ
び、クロック再生回路（ＢＴＲ）８６９から構成され
る。

【００１１】また、図４において、ＲＦ入力信号８５０
は、例えば直交周波数多重変調装置８０により生成さ
れ、伝送すべきデータの他に同期シンボルが挿入されて
送出された直交周波数多重信号（送信信号８２２）であ
り、Ｉチャネル信号８７１およびＱチャネル信号８７２
は、直交周波数多重復調装置８５が直交周波数多重復調
装置８５０を復調した結果として得られるディジタル形
式の信号である。

【００１２】以下、直交周波数多重復調装置８５の動作
を説明する。ＲＦ信号入力８５０は受信アンテナ８５１
で捕捉され、チュ−ナ８５２に入力される。チュ−ナ８
５２ではＲＦ入力信号８５０を周波数変換して中間周波
数帯の信号とし、増幅して乗算回路８５３、８５４に入
力する。乗算回路８５３、８５４には、それぞれ局部発
振器８５５の出力信号、および、局部発振器８５５の出
力信号が９０゜移相回路８５６により９０°移相された
信号が入力されており、これらの信号とチュ−ナ８５２
の出力信号とを乗算し、チュ−ナ８５２から出力される
中間周波数帯の信号を基底帯域信号に変換する。これら
の基底帯域信号は、ローパスフィルタ８５７、８５８に
より、それぞれ不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変
換回路８５９、８６０に入力される。

【００１３】不要な高調波成分が除去された基底帯域信
号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路８５９、８６０によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル／パラレル変換回路８６１、８６２により並列（パラ
レル）形式の信号に変換され、離散的フ−リエ変換回路
８６３に入力される。ディジタル形式の信号に変換され
たこれらの信号は、離散的フ−リエ変換回路８６３によ
り離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル
／シリアル変換回路８６４、８６５により直列（シリア
ル）形式の信号に変換され、バッファメモリ８６６、８
６７に入力される。

【００１４】シリアル形式の信号に変換されたこれらの
信号は、バッファメモリ８６６、８６７により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式のＩチャネル信号８７１およびＱチャネ
ル信号８７２として出力される。局部発振器８５５は、
パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５によるＤＦ
Ｔ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路８６８の、
例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を
再生する。クロック再生回路８６９は、ローパスフィル
タ８５７、８５８の出力信号に基づいてクロック信号Ｃ
ＫおよびＤＦＴ時間窓信号を生成する。これらのクロッ
ク信号ＣＫは、離散的フ−リエ変換回路８６３等におけ
る信号処理の動作を規定する。また、離散的フ−リエ変
換回路８６３は、ＤＦＴ時間窓信号に基づいて、離散的
フ−リエ変換の対象とする受信信号を切り取る。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】従来の回路は、まず受
信した直交周波数多重信号を、直交する再生搬送波信
号、いわゆるｃｏｓ信号およびｓｉｎ信号で２つの基底
帯域信号に変換し、さらにこれらの基底帯域信号を２系
統の回路において同様な処理を行って復調する。従っ
て、２つの基底帯域信号に対して同様な処理を行う回路
を２系統有する必要があり、回路規模が大きくなってし
まうという問題がある。本発明は上述した従来技術の問
題点に鑑みてなされたものであり、回路規模の小さな直
交周波数多重信号を復調するディジタル復調装置を提供
することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】以上述べた目的を達成す
るために本発明のディジタル復調装置は、少なくとも２
種類の所定の関係を有する入力信号を処理する手段であ
って、直交周波数多重信号、および、所定の固有値を該
入力信号として時間領域から周波数領域に変換して復調
信号とする復調手段を有することを特徴とする。また好
適には、前記時間領域から周波数領域への変換は、フー
リエ変換であることを特徴とする。また好適には、前記
復調手段の前記入力信号は、フーリエ変換の入力の実数
部、および、フーリエ変換の入力の虚数部の２種類であ
って、該復調手段は、該直交周波数多重信号を該入力信
号の実数部、または、虚数部のいずれか一方とし、前記
固定値を該入力信号の他方としてフーリエ変換すること
を特徴とする。また好適には、前記復調手段は、前記復
調信号の内、所定の有意な部分のみを選択する選択手段
をさらに有することを特徴とする。

【００１７】

【作用】受信した直交周波数多重信号を単一の再生搬送
波信号で基底帯域の信号に変換し、この基底帯域信号を
離散的フ−リエ変換回路の虚数入力、または、実数入力
のいずれかに入力し、その他の入力には固定値を入力し
て離散的フーリエ変換を行って復調を行う。また、離散
的フーリエ変換の結果の内、有意なもののみを選択して
復調出力とする。

【００１８】

【実施例】実施例の説明に先立ち、直交周波数多重（Ｏ
ＦＤＭ）信号を数式を用いて説明する。直交周波数多重
信号は、一般の６４ＱＡＭ等の多値変調が単一の搬送波
信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報
の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、
単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報
速度（ビットレート）で変調して所定の帯域内で情報の
伝送を行う変調方式である。直交周波数多重信号の搬送
波信号数がＮであって、各搬送波信号についてＱＡＭ変
調した場合、直交周波数多重信号のｍ番目のシンボルｆ
_m （ｔ）は、次式で表される。

【００１９】

【数１】

【００２０】式１において、Δφ_mnは、後述するガード
インターバルによるシンボルの位相回転を補正する項で
あり、次式で表される。

【００２１】

【数２】

【００２２】式１、および、式２より、直交周波数多重
信号は次式で定式化される。

【００２３】

【数３】

【００２４】以下、直交周波数多重信号の電力スペクト
ラムを定式化する。式１で表された第ｍ番目のシンボル
の時間幅Ｔ’の第ｍ番目のシンボルｆ_m （ｔ）のフーリ
エ積分は次式のように表される。

【００２５】

【数４】

【００２６】式４より、この区間におけるエネルギース
ペクトラムは、次式で表される通りとなる。

【００２７】

【数５】

【００２８】式５第２項において、

【００２９】

【数６】

【００３０】は、第ｍ番目と第ｋ番目の搬送波信号の変
調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定す
ると、式６は０となる。従って、式３は次式のように変
形される。

【００３１】

【数７】

【００３２】以下、直交周波数多重方式におけるＳＳＢ
信号の発生について説明する。信号ｇ（ｔ）のヒルベル
ト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）変換をｇ’（ｔ）と表すと、上側
波信号（ＵＳＢ）Ｓ_u （ｔ）と下側波信号（ＵＳＢ）Ｓ
_l （ｔ）はそれぞれ以下の式で表される。

【００３３】

【数８】

【００３４】

【数９】

【００３５】ここで、ヒルベルト変換はｇ’（ｔ）は、
次式で定義される。

【００３６】

【数１０】

【００３７】すなわち、ヒルベルト変換は、インパルス
応答関数ｈ（ｔ）が次式のようになるフィルタに信号を
入力した場合の出力信号である。

【００３８】

【数１１】

【００３９】インパルス応答関数ｈ（ｔ）のフーリエ変
換をＨ（ω）とすると、次式が得られる。

【００４０】

【数１２】

【００４１】このようなフィルタは通常ヒルベルトフィ
ルタと呼ばれる。次に、図１に示すような正側の周波数
領域にのみスペクトラムが存在する信号ｆ（ｔ）のフー
リエ変換Ｆ（ω）を考える。図１は、信号スペクトラム
を説明する図である。図１において、（Ａ）は正側周波
数領域のみにスペクトラムが存在する信号Ｆ（ω）、
（Ｂ）は（Ａ）に示したＦ（ω）を分解した際の偶関数
信号Ｆ_e （ω）、（Ｃ）は（Ａ）に示したＦ（ω）を分
解した際の奇関数Ｆ_o （ω）を示す。このフーリエ変換
Ｆ（ω）は、図１（Ｂ）および（Ｃ）に示す２つの関数
に分解できる。すなわち、フーリエ変換Ｆ（ω）は、次
式で表される。

【００４２】

【数１３】

【００４３】また、図１に示した偶関数Ｆ_e （ω）、お
よび、奇関数Ｆ_o （ω）は、以下の式で定義される。

【００４４】

【数１４】

【００４５】

【数１５】

【００４６】また、図１に示した偶関数Ｆ_e （ω）、お
よび、奇関数Ｆ_o （ω）の間には、以下の式で示される
関係が成立する。

【００４７】

【数１６】

【００４８】ここで、偶関数Ｆ_e （ω）および奇関数Ｆ
_o （ω）の逆フーリエ変換を求め、それぞれを関数ｆ_e
（ｔ）、および、関数ｆ_o （ｔ）とすると、これらは以
下の式で表される。

【００４９】

【数１７】

【００５０】

【数１８】

【００５１】ただし、式１７、１８において、Ｒ（ω）
およびＸ（ω）はそれぞれＦ（ω）の実数部および虚数
部であり、フーリエ変換Ｆ（ω）との間に次式の関係が
成立する。

【００５２】

【数１９】

【００５３】従って、関数ｆ_e （ｔ）は実関数であり、
関数ｆ_o （ｔ）は虚関数であることがわかる。

【００５４】式１８において、ｓｇｎωの逆フーリエ変
換を考える。

【００５５】

【数２０】

【００５６】すなわち、以下の式が成立する。

【００５７】

【数２１】

【００５８】

【数２２】

【００５９】

【数２３】

【００６０】従って、式１６、および式２１〜２３より
重畳積分定理を用いて、以下の式を得る。

【００６１】

【数２４】

【００６２】

【数２５】

【００６３】式２４、２５より、関数ｆ_e （ｔ）と関数
ｆ_o （ｔ）は互いにヒルベルト変換の関係にあることが
わかる。

【００６４】また、式１７、１８より、関数ｆ_e （ｔ）
は実関数、関数ｆ_o （ｔ）は虚関数であるから、直交周
波数信号をＳＳＢ化するためには、以下の処理を行えば
よいことがわかる。まず、正側（負側）周波数成分のみ
しか存在せず、負側（正側）の周波数成分が０である関
数Ｆ（ω）を仮定する。次に、関数Ｆ（ω）を逆フーリ
エ積分することにより、時間関数ｆ_e （ｔ）＋ｊｆ
_o （ｔ）を得る。次に、上側波ＳＳＢ信号をＳ
_u （ｔ）、下側波ＳＳＢ信号をＳ_l （ｔ）とおいて、次
式の演算を行ってＳＳＢ信号を得る。

【００６５】以下、本発明の実施例を説明する。まず、
本発明のディジタル復調装置の原理を説明する。本発明
のディジタル復調装置に入力される、直交周波数多重信
号は実時間関数である。従って、直交周波数多重信号の
スペクトラムは、搬送波信号の上側および下側の帯域に
おいて振幅は偶対称となり、位相は奇対称になる。

【００６６】ここで、実時間関数である直交周波数多重
信号を離散的フーリエ変換回路（ＤＦＴ回路）を、この
変換回路の実数部入力に入力して離散的フーリエ変換
（ＤＦＴ）を行うことにより、搬送波信号の上側および
下側の帯域において振幅は偶対称となり、位相は奇対称
である信号を得ることができる。このＤＦＴ結果の内、
搬送波信号の上側および下側の信号（正負の周波数）の
一方が分かれば送信デ−タを出力できるので、ＤＦＴ出
力の前半分あるいは後半分のうちの有意義な周波数成分
のみ取り出して復調出力とすることができる。またこの
直交周波数多重信号をＤＦＴ回路の虚数部入力に入力す
ると、ＤＦＴ回路の実数部出力は正負の周波数で偶対称
となり、虚部出力が前述の場合と異なり正負の周波数で
さらに１８０゜の位相差が発生する。しかしこの場合
も、ＤＦＴ出力の前半分あるいは後半分の内の有意義な
周波数成分のみ取り出して復調出力とすることができ
る。

【００６７】本発明のディジタル復調装置は、例えば直
交周波数多重方式により変調されたディジタル画像デー
タを復調するために使用されるものである。図２は、本
発明の直交周波数多重復調装置１８の構成を示す図であ
る。図２において、受信アンテナ１０１は、例えば従来
の技術として示した直交周波数多重変調装置８０により
直交周波数多重され、電波信号として送出された受信信
号を捕捉する。チューナ１０２は、受信アンテナ１０１
により捕捉された受信信号を所定の中間周波数帯に変換
し、増幅して復調装置に入力する。乗算回路１１１は、
それぞれチューナ１０２から入力された中間周波数帯域
の受信信号と、局部発振器（ＬＯ）１１３の出力信号と
を乗算してローパスフィルター（ＬＦＰ）１１５に入力
する。ローパスフィルター１１５は、乗算回路１１１の
出力信号の内、所定の高域遮断周波数以下の成分を通過
させ、不要な周波数成分を取り除き、アナログ／ディジ
タル変換回路（Ａ／Ｄ）１１７に入力する。

【００６８】アナログ／ディジタル変換回路１１７は、
それぞれローパスフィルター１１５から入力されるアナ
ログ形式の信号をディジタル形式の信号に変換する。シ
リアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）１１９は、アナロ
グ／ディジタル変換回路１１７から入力される直列（シ
リアル）形式のディジタル信号を並列（パラレル）形式
の信号に変換してＤＦＴ回路１２１の実数部入力（Ｒ
ｅ）に入力する。ＤＦＴ回路１２１は、例えばディジタ
ルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等から構成される２
Ｎ、１２０４入力の離散的フーリエ変換回路であって、
シリアル／パラレル変換回路１１９から入力されるディ
ジタル信号を時間領域から周波数領域に変換（離散的フ
−リエ変換（ＤＦＴ））してパラレル／シリアル変換回
路（Ｐ／Ｓ）１２２、１２３に入力する。ＤＦＴ回路１
２１において行われる変換は、次式で示される。

【００６９】

【数２６】

【００７０】離散的フ−リエ変換回路１２１の入力の
内、実数部入力（Ｒｅ）にはシリアル／パラレル変換回
路１１９の出力信号が入力され、虚数部入力（Ｉｍ）に
は固定値、例えば０が常に入力される。ここで、離散的
フ−リエ変換回路１２１への入力と、離散的フ−リエ変
換回路１２１の変換出力との関係を説明する。離散的フ
−リエ変換回路１２１の実数入力に受信されたデータが
入力され、虚数入力に数値０が入力された場合、離散的
フ−リエ変換回路１２１の出力は、出力信号の時間的な
中心に対して偶対称となる。反対に、離散的フ−リエ変
換回路１２１の虚数入力に受信されたデータが入力さ
れ、実数入力に数値０が入力された場合、離散的フ−リ
エ変換回路１２１の出力は、出力信号の時間的な中心に
対して奇対称となる。すなわち、上記いずれの場合にお
いても離散的フ−リエ変換回路１２１の出力信号は出力
信号の前半および後半に同一の情報が含まれることにな
り、前半または後半のみを選択して出力することによ
り、直交周波数多重信号を復調可能である。

【００７１】パラレル／シリアル変換回路１２２、１２
３は、それぞれ離散的フ−リエ変換回路１２１の変換結
果の内、実数部および虚数部が入力され、ＤＦＴ回路１
２１から入力されたパラレル形式のディジタル信号をシ
リアル形式の信号に変換し、バッファメモリ（ＢＭ）１
２４、１２５、および、同期回路（ＳＹＮＣ）１８１に
入力する。

【００７２】バッファメモリ１２４、１２５は、それぞ
れパラレル／シリアル変換回路１２２、１２３から入力
される変換結果についてガードインターバルの除去等の
処理を行い、さらに、この変換結果の内の有意な部分の
みを選択してＩチャネル信号およびＱチャネル信号とし
て出力する。搬送波信号再生回路（ＳＹＮＣ）１８１
は、例えばコスタスループ回路等により構成され、パラ
レル／シリアル変換回路１２２、１２３の出力信号に基
づいて局部発振器１１３を制御して所定の周波数の局部
周波数信号を発生させ、また、クロック発生回路１８２
を制御して所定の周波数の搬送波信号を再生させる。局
部発振器１１３は、例えば電圧制御発信回路（ＶＣＯ）
であり、同期回路１８１の制御により所定の周波数の局
部信号を発生する。局部発振器１８２は、例えば電圧制
御発信回路（ＶＣＯ）であり、同期回路１８１の制御に
より所定の周波数の搬送波信号を発生する。

【００７３】以下、直交周波数多重復調装置１８の動作
を説明する。チューナ１０２は、例えば第１の実施例に
示した直交周波数多重変調装置１０により生成され、受
信アンテナ１０１により捕捉された受信信号を増幅し、
所定の中間周波数帯の信号に変換して乗算回路１１１に
入力する。乗算回路１１１は、チューナ１０２からの入
力信号と局部発振器１１３により生成された搬送波信号
と乗算され、基底帯域信号に変換されてローパスフィル
ター１１５に入力される。これらの基底帯域信号は、ロ
ーパスフィルター１１５、１１６により帯域制限され、
さらに、アナログ／ディジタル変換回路１１７、１１８
によりディジタル形式の信号に変換される。アナログ／
ディジタル変換回路１１７、１１８の出力信号は、それ
ぞれシリアル／パラレル変換回路１１９、１２０により
パラレル形式の信号に変換され、ＤＦＴ回路１２１の実
数部入力、および、虚数部入力に入力され、離散的フー
リエ変換される。離散的フーリエ変換の結果はパラレル
／シリアル変換回路１２２、１２３によりシリアル形式
の信号に変換され、さらに呼出信号発生回路１３１によ
り速度変換され、ガードインターバルが除去され、さら
に離散的フ−リエ変換回路１２１による変換結果の前半
分または後半分の内の有意な部分が選択されて復調出力
データとして出力される。

【００７４】図２に示した本発明の直交周波数多重復調
装置１８においては、離散的フ−リエ変換回路１２１の
実数部入力に直交周波数変調信号を入力し、虚数部入力
に固定値を入力するように構成したが、この構成とは逆
に、離散的フ−リエ変換回路１２１の実数部入力に固定
値を入力し、虚数部入力に直交周波数多重信号を入力す
るように構成しても同等の結果を得ることができる。以
上述べた実施例の他、上述の変形例のように、本発明の
ディジタル復調装置は種々の構成をとることができる。

【００７５】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、実数
部入力と虚数部入力に同時に基底帯域信号を入力するの
ではなく、実数部入力あるいは虚数部入力のうちの一方
に基底帯域信号を入力する。従って、従来の技術として
示したような直交する２系統の基底帯域信号を処理する
回路、いわゆるｓｉｎ系統とｃｏｓ系統の回路の内の一
方の回路を省略することが可能である。特に、離散的フ
−リエ変換回路の乗算回路を大幅に減少させることが可
能である。従って、１系統の基底帯域信号の処理を行う
回路により、従来の技術として示したディジタル復調装
置と同等の機能を実現することができ、回路規模を大幅
に小さくできる。よって特に、本発明のディジタル復調
装置は、電波強度がある程度強い場所において使用され
る直交周波数多重信号の復調を行う装置であって、装置
の小型化、および、低価格化が要求される場合に有効で
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】信号スペクトラムを説明する図であって、
（Ａ）は正側周波数領域のみにスペクトラムが存在する
信号Ｆ（ω）、（Ｂ）は（Ａ）に示したＦ（ω）を分解
した際の偶関数信号Ｆ_e （ω）、（Ｃ）は（Ａ）に示し
たＦ（ω）を分解した際の奇関数Ｆ_o （ω）を示す。

【図２】本発明の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。

【図３】従来の直交周波数多重変調装置の構成を示す図
である。

【図４】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す図
である。

【符号の説明】

１８・・・直交周波数多重復調装置、１０１・・・受信
アンテナ、１０２・・・チューナ、１１１・・・乗算回
路、１１３・・・局部発振器、１１５・・・ローパスフ
ィルター、１１７・・・アナログ／ディジタル変換回
路、１１９・・・シリアル／パラレル変換回路、１２１
・・・離散的フ−リエ変換回路、１２２，１２３・・・
パラレル／シリアル変換回路、１２４，１２５・・・バ
ッファメモリ、１８１・・・同期回路、１８２・・・ク
ロック発生回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも２種類の所定の関係を有する入
   力信号を処理する手段であって、直交周波数多重信号、
   および、所定の固有値を該入力信号として時間領域から
   周波数領域に変換して復調信号とする復調手段を有する
   ことを特徴とするディジタル復調装置。
2. 【請求項２】前記時間領域から周波数領域への変換は、
   フーリエ変換であることを特徴とする請求項１に記載の
   ディジタル復調装置。
3. 【請求項３】前記復調手段の前記入力信号は、フーリエ
   変換の入力の実数部、および、フーリエ変換の入力の虚
   数部の２種類であって、 該復調手段は、該直交周波数多重信号を該入力信号の実
   数部、または、虚数部のいずれか一方とし、前記固定値
   を該入力信号の他方としてフーリエ変換することを特徴
   とする請求項２に記載のディジタル復調装置。
4. 【請求項４】前記復調手段は、前記復調信号の内、所定
   の有意な部分のみを選択する選択手段をさらに有するこ
   とを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のディジ
   タル復調装置。