JPH09294115A - Ofdm復調装置及びその方法 - Google Patents
Ofdm復調装置及びその方法Info
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- JPH09294115A JPH09294115A JP8129177A JP12917796A JPH09294115A JP H09294115 A JPH09294115 A JP H09294115A JP 8129177 A JP8129177 A JP 8129177A JP 12917796 A JP12917796 A JP 12917796A JP H09294115 A JPH09294115 A JP H09294115A
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- transmission
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタル信号の送受信で用いる変復調におい
て、特にQAM等により変調されたデジタル情報信号
を、複数の搬送波を用いて伝送するOFDM伝送の復調
装置に関する。 【解決手段】 OFDM伝送において、送信側で直交変
調によって生成され送信されたOFDM波を受信し、伝
送情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送
帯域以外の帯域の周波数を発振する局部発振器2と前記
局部発振器からの信号と受信されたOFDM波を乗算す
る乗算器1と前記乗算器により出力されたアナログ信号
の折り返し歪みを除去するローパスフィルタ回路3と前
記ロ−パスフィルタ回路の出力をデジタル信号に変換す
るアナログ/デジタル変換回路4とを1系統有する復調
回路と、前記アナログ/デジタル変換回路により、デジ
タル信号に変換され出力された時系列信号であるI信号
を用いて、実数部のみのフーリエ変換を行なうFFT回
路5と、前記FFT回路の演算結果である周波数系列上
のリアルパートとイマジナリパートとより伝送信号を復
号する復号化回路6とを備えた。
て、特にQAM等により変調されたデジタル情報信号
を、複数の搬送波を用いて伝送するOFDM伝送の復調
装置に関する。 【解決手段】 OFDM伝送において、送信側で直交変
調によって生成され送信されたOFDM波を受信し、伝
送情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送
帯域以外の帯域の周波数を発振する局部発振器2と前記
局部発振器からの信号と受信されたOFDM波を乗算す
る乗算器1と前記乗算器により出力されたアナログ信号
の折り返し歪みを除去するローパスフィルタ回路3と前
記ロ−パスフィルタ回路の出力をデジタル信号に変換す
るアナログ/デジタル変換回路4とを1系統有する復調
回路と、前記アナログ/デジタル変換回路により、デジ
タル信号に変換され出力された時系列信号であるI信号
を用いて、実数部のみのフーリエ変換を行なうFFT回
路5と、前記FFT回路の演算結果である周波数系列上
のリアルパートとイマジナリパートとより伝送信号を復
号する復号化回路6とを備えた。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル信号の送
受信で用いる変復調において、特にQAM等により変調
されたデジタル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送
するOFDM伝送の復調装置に関する。
受信で用いる変復調において、特にQAM等により変調
されたデジタル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送
するOFDM伝送の復調装置に関する。
【0002】
【従来の技術】OFDMは、直交する複数の搬送波を用
いてデジタル情報を伝送する周波数分割多重のデジタル
変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨害
を与えにくく、妨害を受けにくく、周波数利用効率が比
較的高い等の特徴を有しており、近年、移動体デジタル
音声放送やデジタルテレビジョン放送に適した変調方式
として注目を集めている。複数の搬送波は送信側におい
て逆フーリエ変換を行なうIFFT回路を用いて生成す
ることが出来、受信においてはフーリエ変換を行なうF
FT回路により搬送波を分離することが出来る。
いてデジタル情報を伝送する周波数分割多重のデジタル
変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨害
を与えにくく、妨害を受けにくく、周波数利用効率が比
較的高い等の特徴を有しており、近年、移動体デジタル
音声放送やデジタルテレビジョン放送に適した変調方式
として注目を集めている。複数の搬送波は送信側におい
て逆フーリエ変換を行なうIFFT回路を用いて生成す
ることが出来、受信においてはフーリエ変換を行なうF
FT回路により搬送波を分離することが出来る。
【0003】このFFT回路の実装化技術の進歩によ
り、OFDM伝送が現実のものになりつつある。OFD
M伝送の変調において、IFFT回路はアナログ回路の
設計の容易さからオーバサンプリングが用いられる。ま
た、直交変調によって生成されるOFDM波は、図3の
ように中心周波数ω0 によって変調され、送信される。
り、OFDM伝送が現実のものになりつつある。OFD
M伝送の変調において、IFFT回路はアナログ回路の
設計の容易さからオーバサンプリングが用いられる。ま
た、直交変調によって生成されるOFDM波は、図3の
ように中心周波数ω0 によって変調され、送信される。
【0004】まず、図6に従来のOFDM伝送における
変調装置のブロック構成図を示す。送信データは符号化
回路20に供給され符号化される。符号化された信号は
IFFT回路21のリアル入力端子とイマジナリ入力端
子とに夫々供給される。その出力であるアナログ信号を
デジタル/アナログ(D/A)変換回路22,23によ
りアナログ信号に夫々変換する。
変調装置のブロック構成図を示す。送信データは符号化
回路20に供給され符号化される。符号化された信号は
IFFT回路21のリアル入力端子とイマジナリ入力端
子とに夫々供給される。その出力であるアナログ信号を
デジタル/アナログ(D/A)変換回路22,23によ
りアナログ信号に夫々変換する。
【0005】この変換信号は折り返し信号を除去する為
に、ローパスフィルタ(LPF)回路24,25に夫々
供給される。ローパスフィルタ(LPF)回路24の出
力と局部発振器28の出力とを乗算器26によって掛け
合わされ、時系列の信号であるI信号を出力する。
に、ローパスフィルタ(LPF)回路24,25に夫々
供給される。ローパスフィルタ(LPF)回路24の出
力と局部発振器28の出力とを乗算器26によって掛け
合わされ、時系列の信号であるI信号を出力する。
【0006】同様にして、ローパスフィルタ(LPF)
回路25の出力と局部発振器28の出力を90度位相シフ
ト回路29により、位相を回転させた出力とを乗算器2
7によって掛け合わせることによって、I信号に対して
位相が90度回転した時系列信号であるQ信号を出力す
る。図3のように中心周波数ω0 によって変調され、送
信される。
回路25の出力と局部発振器28の出力を90度位相シフ
ト回路29により、位相を回転させた出力とを乗算器2
7によって掛け合わせることによって、I信号に対して
位相が90度回転した時系列信号であるQ信号を出力す
る。図3のように中心周波数ω0 によって変調され、送
信される。
【0007】次に、図2に従来のOFDM伝送における
復調装置のブロック構成図を示す。OFDM伝送により
送信されたOFDM波は復調器に入力された後、局部発
振器9の出力とを乗算器7によって掛け合わされ、時系
列の信号であるI信号を出力する。同様にして、局部発
振器9の出力を90度位相シフト回路10により、位相を
回転させた出力とOFDM波とを乗算器8によって掛け
合わせることによって、I信号に対して位相が90度回転
した時系列信号であるQ信号を出力する。
復調装置のブロック構成図を示す。OFDM伝送により
送信されたOFDM波は復調器に入力された後、局部発
振器9の出力とを乗算器7によって掛け合わされ、時系
列の信号であるI信号を出力する。同様にして、局部発
振器9の出力を90度位相シフト回路10により、位相を
回転させた出力とOFDM波とを乗算器8によって掛け
合わせることによって、I信号に対して位相が90度回転
した時系列信号であるQ信号を出力する。
【0008】このとき、局部発振器9の発振周波数は、
変調時と同じ中心周波数ω0 とする。この直交復調によ
って得られた両信号に含まれる折り返し信号を除去する
為に、ローパスフィルタ(LPF)回路11,12を夫
々備え、その出力であるアナログ信号をアナログ/デジ
タル(A/D)変換回路13,14によりデジタル信号
に夫々変換する。
変調時と同じ中心周波数ω0 とする。この直交復調によ
って得られた両信号に含まれる折り返し信号を除去する
為に、ローパスフィルタ(LPF)回路11,12を夫
々備え、その出力であるアナログ信号をアナログ/デジ
タル(A/D)変換回路13,14によりデジタル信号
に夫々変換する。
【0009】夫々の出力を、FFT演算回路15の実数
部と虚数部に供給し、フーリエ変換することにより得ら
れたリアル部分とイマジナリ部分の結果を復号化回路1
6に供給し、PSK、QAM等の復号化を行なった後
に、復号データを出力する。
部と虚数部に供給し、フーリエ変換することにより得ら
れたリアル部分とイマジナリ部分の結果を復号化回路1
6に供給し、PSK、QAM等の復号化を行なった後
に、復号データを出力する。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】OFDM復調装置にお
ける直交復調では、受信されたOFDM波が2系統の回
路を流れる。その際に、乗算器に入力される局部発振器
と90度位相シフト回路によって生成された2波の直交波
において、わずかでも位相のずれ、つまり直交性の損失
があると局部発振器により生成される周波数を軸にし
て、対になるプラスとマイナスの各搬送波間で、フーリ
エ変換後の演算結果において干渉してしまい、伝送情報
の誤りを起こし、ビット誤り率の劣化を招くことにな
る。同様にして、2系統を流れる2波において、ゲイン
の差が生じた場合も、各搬送波間において干渉が起こ
り、ビット誤り率劣化につながる。
ける直交復調では、受信されたOFDM波が2系統の回
路を流れる。その際に、乗算器に入力される局部発振器
と90度位相シフト回路によって生成された2波の直交波
において、わずかでも位相のずれ、つまり直交性の損失
があると局部発振器により生成される周波数を軸にし
て、対になるプラスとマイナスの各搬送波間で、フーリ
エ変換後の演算結果において干渉してしまい、伝送情報
の誤りを起こし、ビット誤り率の劣化を招くことにな
る。同様にして、2系統を流れる2波において、ゲイン
の差が生じた場合も、各搬送波間において干渉が起こ
り、ビット誤り率劣化につながる。
【0011】上記の問題は、各搬送波の変調方式が多値
化になるほど、また、搬送波の周波数が高くなるほど、
顕著に現われ、QAMの場合コンスタレーションで外側
に来る信号点ほど誤りやすくなる。よって、OFDM復
調装置において、直交復調によるビット誤り率劣化を防
止することは、重要な課題である。
化になるほど、また、搬送波の周波数が高くなるほど、
顕著に現われ、QAMの場合コンスタレーションで外側
に来る信号点ほど誤りやすくなる。よって、OFDM復
調装置において、直交復調によるビット誤り率劣化を防
止することは、重要な課題である。
【0012】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、まず、受信されたOFDM波と局部発振器によっ
て生成された信号とを乗算器によって掛け合わせること
により、ベースバンドの周波数に周波数変換を行ない、
時系列信号であるI信号のみを得て、本来は、従来技術
で記載したように、直交する2波、I信号とQ信号を用
いて復調を行なうが、本発明では、生成されたI信号の
みをローパスフィルタに通し、デジタルに変換した後、
FFT回路の実数部に入力し、虚数部には何も入力せ
ず、実数部のみのフーリエ演算を行なうものとする。こ
のようにして、本来の直交復調における片方のチャンネ
ルのみを用いて復調を行なう。
めに、まず、受信されたOFDM波と局部発振器によっ
て生成された信号とを乗算器によって掛け合わせること
により、ベースバンドの周波数に周波数変換を行ない、
時系列信号であるI信号のみを得て、本来は、従来技術
で記載したように、直交する2波、I信号とQ信号を用
いて復調を行なうが、本発明では、生成されたI信号の
みをローパスフィルタに通し、デジタルに変換した後、
FFT回路の実数部に入力し、虚数部には何も入力せ
ず、実数部のみのフーリエ演算を行なうものとする。こ
のようにして、本来の直交復調における片方のチャンネ
ルのみを用いて復調を行なう。
【0013】このとき、局部発振器によって生成される
信号の発振周波数について、OFDM伝送における矩形
スペクトラムである伝送帯域において、最も低い周波数
以下か、最も高い周波数以上の周波数を発振するもので
ある。伝送スペクトラムの最端の周波数で復調を行なっ
た場合、本来の中心周波数での復調と比べてベースバン
ド帯域は2倍となることから、オーバサンプリングを用
いるためには、使用するローパスフィルタ(LPF)回
路、アナログ/デジタル(A/D)変換器、FFTのウ
ィンドウの大きさは、従来の復調で用いるものよりも、
2倍の仕様が必要となる。
信号の発振周波数について、OFDM伝送における矩形
スペクトラムである伝送帯域において、最も低い周波数
以下か、最も高い周波数以上の周波数を発振するもので
ある。伝送スペクトラムの最端の周波数で復調を行なっ
た場合、本来の中心周波数での復調と比べてベースバン
ド帯域は2倍となることから、オーバサンプリングを用
いるためには、使用するローパスフィルタ(LPF)回
路、アナログ/デジタル(A/D)変換器、FFTのウ
ィンドウの大きさは、従来の復調で用いるものよりも、
2倍の仕様が必要となる。
【0014】FFT回路の実数部に入力されたI信号に
対して、フーリエ変換において実数部のみの演算を行な
う。また、I信号のみをフ−リエ変換し、さらにオ−バ
サンプリングを行なっているため、FFT演算結果にお
いて、冗長な信号が出力される。よって、FFT回路の
バタフライ演算の最終ステ−ジにおいて、この冗長な信
号に対する計算を省略することによって演算量を減らす
ことが出来る。
対して、フーリエ変換において実数部のみの演算を行な
う。また、I信号のみをフ−リエ変換し、さらにオ−バ
サンプリングを行なっているため、FFT演算結果にお
いて、冗長な信号が出力される。よって、FFT回路の
バタフライ演算の最終ステ−ジにおいて、この冗長な信
号に対する計算を省略することによって演算量を減らす
ことが出来る。
【0015】上記の方法により、ベースバンド帯域を従
来の2倍必要とする代わりに、I信号のみを用いて、伝
送信号の位相と振幅の情報を取り出すことが出来るた
め、回路を1系統で構成することが出来る。よって、受
信されたOFDM波が、直交復調のように2系統の回路
を流れることがなくなるため、従来のように乗算器によ
って掛け合わされる、直交する2波の位相ずれによる直
交性損失の問題や、I信号とQ信号とのゲイン差の問題
が解消されるため、各周波数間の干渉を防止することが
出来る。
来の2倍必要とする代わりに、I信号のみを用いて、伝
送信号の位相と振幅の情報を取り出すことが出来るた
め、回路を1系統で構成することが出来る。よって、受
信されたOFDM波が、直交復調のように2系統の回路
を流れることがなくなるため、従来のように乗算器によ
って掛け合わされる、直交する2波の位相ずれによる直
交性損失の問題や、I信号とQ信号とのゲイン差の問題
が解消されるため、各周波数間の干渉を防止することが
出来る。
【0016】直交復調において、伝送スペクトラムの最
端の周波数で復調した場合、オーバサンプリングを行な
うには、従来よりも、FFT回路の演算ポイント数は2
倍となるが、OFDM波の復調信号を実数部にしか入力
を行なわないため、本来必要であった実数部と虚数部か
らなる複素数の計算をする必要がなくなり、しかも、F
FT回路のバタフライ演算の最終ステージにおいて、演
算処理量を減らすことが出来るため、本来必要なFFT
回路の演算量と同等以下の計算量に抑えることが出来
る。
端の周波数で復調した場合、オーバサンプリングを行な
うには、従来よりも、FFT回路の演算ポイント数は2
倍となるが、OFDM波の復調信号を実数部にしか入力
を行なわないため、本来必要であった実数部と虚数部か
らなる複素数の計算をする必要がなくなり、しかも、F
FT回路のバタフライ演算の最終ステージにおいて、演
算処理量を減らすことが出来るため、本来必要なFFT
回路の演算量と同等以下の計算量に抑えることが出来
る。
【0017】
【発明の実施の形態】まず、伝送情報装置全体の仕様に
ついて説明する。256 本のキャリアを用いて伝送情報を
送信する。アナログ回路でのフィルタの設計を容易にす
るため、2倍オーバサンプリングを使用し、512 ポイン
トのIFFT演算を行ない、OFDM波を生成する。
ついて説明する。256 本のキャリアを用いて伝送情報を
送信する。アナログ回路でのフィルタの設計を容易にす
るため、2倍オーバサンプリングを使用し、512 ポイン
トのIFFT演算を行ない、OFDM波を生成する。
【0018】各キャリアの変調には256QAMを用い、1キ
ャリアに対して8ビットの情報、つまり、リアルパート
とイマジナリパートに夫々4ビットずつを印加する。ま
た、1シンボル内には、伝送情報データの他に、キャリ
ブレーション用の基準データ、同期用データを挿入す
る。
ャリアに対して8ビットの情報、つまり、リアルパート
とイマジナリパートに夫々4ビットずつを印加する。ま
た、1シンボル内には、伝送情報データの他に、キャリ
ブレーション用の基準データ、同期用データを挿入す
る。
【0019】IFFT演算部への伝送情報の周波数割当
ては、IFFTウィンドウにおいて周波数の低い方から
順に番号を付けると次のようになる。 f0 〜f127 送信すべき情報伝送信号が与えられる。 f128 〜f383 キャリアレベルを0とし、信号を発生さ
せない。 f384 〜f511 送信すべき情報伝送信号が与えられる。
ては、IFFTウィンドウにおいて周波数の低い方から
順に番号を付けると次のようになる。 f0 〜f127 送信すべき情報伝送信号が与えられる。 f128 〜f383 キャリアレベルを0とし、信号を発生さ
せない。 f384 〜f511 送信すべき情報伝送信号が与えられる。
【0020】上記のように周波数割当てを行ない、IF
FT演算により出力された、時系列信号である、I信号
とQ信号より、直交変調によってOFDM波を生成す
る。このとき、伝送帯域は、直交変調における局部発振
器の周波数ω0 を中心にして、図3の伝送信号スペクト
ラム17のように矩形スペクトラムとなる。
FT演算により出力された、時系列信号である、I信号
とQ信号より、直交変調によってOFDM波を生成す
る。このとき、伝送帯域は、直交変調における局部発振
器の周波数ω0 を中心にして、図3の伝送信号スペクト
ラム17のように矩形スペクトラムとなる。
【0021】次に、本発明のOFDM復調装置の一実施
例について、図と共に以下に説明する。図1は、本発明
のOFDM復調装置の一実施例のブロック構成図であ
り、前記の図2の直交復調回路に対して、乗算器1、ロ
ーパスフィルタ(LPF)回路3、及びアナログ/デジ
タル(A/D)変換回路4を夫々1系統のみの構成のも
のである。
例について、図と共に以下に説明する。図1は、本発明
のOFDM復調装置の一実施例のブロック構成図であ
り、前記の図2の直交復調回路に対して、乗算器1、ロ
ーパスフィルタ(LPF)回路3、及びアナログ/デジ
タル(A/D)変換回路4を夫々1系統のみの構成のも
のである。
【0022】受信されたOFDM波信号と、局部発振器
2により出力された信号(発振周波数ω1 )とを乗算器
1によって掛け合わせることにより、時系列の信号が生
成される。
2により出力された信号(発振周波数ω1 )とを乗算器
1によって掛け合わせることにより、時系列の信号が生
成される。
【0023】局部発振器2によって発振させる周波数
は、伝送帯域の矩形スペクトラムの最低端以下か最上端
以上とするが、送信側の周波数割当方法により、スペク
トラムの中心の周波数ω0 で変調を行なっているため、
復調における局部発振器2の発振周波数ω1 は、次の数
1の範囲を取り得るものとする。
は、伝送帯域の矩形スペクトラムの最低端以下か最上端
以上とするが、送信側の周波数割当方法により、スペク
トラムの中心の周波数ω0 で変調を行なっているため、
復調における局部発振器2の発振周波数ω1 は、次の数
1の範囲を取り得るものとする。
【0024】
【数1】
【0025】ここでは、伝送信号スペクトラムの最低端
の周波数である、ω1 =ω0 −Δf*128 で復調を行なう
とした場合、図4に示すように、ω1 は伝送信号スペク
トラム17上の最低端の周波数となる。
の周波数である、ω1 =ω0 −Δf*128 で復調を行なう
とした場合、図4に示すように、ω1 は伝送信号スペク
トラム17上の最低端の周波数となる。
【0026】生成されたI信号は、ローパスフィルタ
(LPF)回路3によって折り返し歪みを除去される。
ローパスフィルタ(LPF)回路3の出力であるアナロ
グ信号を、アナログ/デジタル(A/D)変換回路4に
よりデジタル信号に変換する。
(LPF)回路3によって折り返し歪みを除去される。
ローパスフィルタ(LPF)回路3の出力であるアナロ
グ信号を、アナログ/デジタル(A/D)変換回路4に
よりデジタル信号に変換する。
【0027】このとき、スペクトラムの最低端の周波数
で復調を行なうため、ベースバンド帯域は、従来の中心
周波数での復調と比べて、2倍となる。このため、ロー
パスフィルタの帯域は2倍となり、オーバサンプリング
を行なうために、アナログ/デジタル(A/D)変換回
路4のサンプリングクロックも2倍となり、FFT回路
5の演算ポイント数も2倍の1024点となる。
で復調を行なうため、ベースバンド帯域は、従来の中心
周波数での復調と比べて、2倍となる。このため、ロー
パスフィルタの帯域は2倍となり、オーバサンプリング
を行なうために、アナログ/デジタル(A/D)変換回
路4のサンプリングクロックも2倍となり、FFT回路
5の演算ポイント数も2倍の1024点となる。
【0028】変換されたデジタル信号を、FFT回路5
の実数部に入力を行ない、FFT回路5の虚数部には図
1のように0を入力する。これにより、FFT演算にお
いては、複素数として演算を行なわず、実数部のみの計
算となる。
の実数部に入力を行ない、FFT回路5の虚数部には図
1のように0を入力する。これにより、FFT演算にお
いては、複素数として演算を行なわず、実数部のみの計
算となる。
【0029】結果的に、これはFFT回路5において、
虚数部の演算テーブル自体を用意せず、図5の1024点の
FFT演算において、入力である時系列t0〜t1023 まで
を実数扱いにしたときと同様であり、演算時間を減少さ
せることが出来る。ここで、図5はFFT演算であるバ
タフライ演算の流れを示しており、時系列信号tnに対
して周波数系列fnを出力するものである。また、バタ
フライ演算での入力においては、図5のようにビットリ
バーサルが行なわれる。
虚数部の演算テーブル自体を用意せず、図5の1024点の
FFT演算において、入力である時系列t0〜t1023 まで
を実数扱いにしたときと同様であり、演算時間を減少さ
せることが出来る。ここで、図5はFFT演算であるバ
タフライ演算の流れを示しており、時系列信号tnに対
して周波数系列fnを出力するものである。また、バタ
フライ演算での入力においては、図5のようにビットリ
バーサルが行なわれる。
【0030】このFFT回路5により、実数部のみに入
力され演算された結果は、FFTウィンドウにおいて、
ナイキスト周波数を軸に、リアルには対称に、イマジナ
リには点対称に、信号が出力される。
力され演算された結果は、FFTウィンドウにおいて、
ナイキスト周波数を軸に、リアルには対称に、イマジナ
リには点対称に、信号が出力される。
【0031】復調において伝送帯域の最低端の周波数ω
1 を用い、また、FFTは2倍オーバサンプリングであ
るため、復調されるべき伝送信号は、FFTウィンドウ
において1/4のところまで、つまり、基本周波数から
第255 次周波数までの信号であり、他は必要でない。
1 を用い、また、FFTは2倍オーバサンプリングであ
るため、復調されるべき伝送信号は、FFTウィンドウ
において1/4のところまで、つまり、基本周波数から
第255 次周波数までの信号であり、他は必要でない。
【0032】よって、抽出すべき必要な信号は、第255
次周波数までの256 ポイントの信号であり、残りは取り
出さなくてよいことから、FFT回路5の中身である図
5の1024点のバタフライ演算の最終ステージ18におい
て、f0からf255までのポイントは計算し、残り768 ポイ
ントの演算を省略する。
次周波数までの256 ポイントの信号であり、残りは取り
出さなくてよいことから、FFT回路5の中身である図
5の1024点のバタフライ演算の最終ステージ18におい
て、f0からf255までのポイントは計算し、残り768 ポイ
ントの演算を省略する。
【0033】FFT回路5によって得られた演算結果を
次の復号化回路6に供給し、QAM復号化を行ない処理
された後、QAM復号データを出力する。このとき、F
FT回路5にはI信号のみを供給して演算を行なってい
るため、出力結果において信号の大きさは1/2になっ
ている。
次の復号化回路6に供給し、QAM復号化を行ない処理
された後、QAM復号データを出力する。このとき、F
FT回路5にはI信号のみを供給して演算を行なってい
るため、出力結果において信号の大きさは1/2になっ
ている。
【0034】よって、この信号値を2倍することによ
り、伝送信号を復元する。具体的には、FFT演算結果
である各搬送波の信号を1ビットシフトを行ない、復号
化回路6へと入力を行なう。変調側において、IFFT
演算時に割り当てられた周波数系列上の伝送信号と、復
号化回路6によって復元された周波数系列上の伝送信号
との対応は次の数2の通りとなる。
り、伝送信号を復元する。具体的には、FFT演算結果
である各搬送波の信号を1ビットシフトを行ない、復号
化回路6へと入力を行なう。変調側において、IFFT
演算時に割り当てられた周波数系列上の伝送信号と、復
号化回路6によって復元された周波数系列上の伝送信号
との対応は次の数2の通りとなる。
【0035】
【数2】
【0036】上記のように、変調側で割り当てられた伝
送信号は、復調においては基本周波数から第255 次周波
数までの周波数系列上の信号に対応して復調される。前
記の局部発振器2の発振周波数ω1 について、伝送帯域
のスペクトラム外の周波数を発振周波数ω1 とした場
合、直流成分を通す必要が無くなり、フィルタの設計が
容易になる。
送信号は、復調においては基本周波数から第255 次周波
数までの周波数系列上の信号に対応して復調される。前
記の局部発振器2の発振周波数ω1 について、伝送帯域
のスペクトラム外の周波数を発振周波数ω1 とした場
合、直流成分を通す必要が無くなり、フィルタの設計が
容易になる。
【0037】また、発振周波数ω1 が次の数3の範囲を
取り、伝送帯域外スペクトラムであるならば、アナログ
/デジタル変換回路4、及びFFT回路5は前記と同
じ、従来の2倍の仕様となり、FFT回路5は1024点F
FTとなる。
取り、伝送帯域外スペクトラムであるならば、アナログ
/デジタル変換回路4、及びFFT回路5は前記と同
じ、従来の2倍の仕様となり、FFT回路5は1024点F
FTとなる。
【0038】
【数3】
【0039】FFT演算後の変調側と復調側とでの伝送
信号対応については、局部発振器2の発振周波数ω1 と
伝送信号スペクトラムの最端の周波数との差に応じてF
FT演算後のウィンドウにおいて、周波数軸上を横移動
して現れる。
信号対応については、局部発振器2の発振周波数ω1 と
伝送信号スペクトラムの最端の周波数との差に応じてF
FT演算後のウィンドウにおいて、周波数軸上を横移動
して現れる。
【0040】また、発振周波数ω1 が、上記で表わされ
る式以外の、伝送帯域外周波数を取ったならば、アナロ
グ/デジタル(A/D)変換回路4及び、FFT回路5
は、さらに前記以上のサンプリングクロックと演算ポイ
ント数が必要となる。
る式以外の、伝送帯域外周波数を取ったならば、アナロ
グ/デジタル(A/D)変換回路4及び、FFT回路5
は、さらに前記以上のサンプリングクロックと演算ポイ
ント数が必要となる。
【0041】
【発明の効果】本発明により、復調回路を1系統で構成
出来るため、従来の直交復調における、直交する2波、
I信号とQ信号の位相ずれによる直交性損失や、ゲイン
差の問題により生じる、各搬送波間の干渉による伝送情
報の誤りを防止することが出来るため、通信における信
頼性を向上させることが出来る。
出来るため、従来の直交復調における、直交する2波、
I信号とQ信号の位相ずれによる直交性損失や、ゲイン
差の問題により生じる、各搬送波間の干渉による伝送情
報の誤りを防止することが出来るため、通信における信
頼性を向上させることが出来る。
【0042】また、本発明により、従来の直交復調回路
と比べ、回路が1系統で構成することが出来ることか
ら、復調回路が簡素化され、コンパクトに設計出来、し
かも低コスト化を実現することが出来る。
と比べ、回路が1系統で構成することが出来ることか
ら、復調回路が簡素化され、コンパクトに設計出来、し
かも低コスト化を実現することが出来る。
【図1】本発明のOFDM復調装置の一実施例のブロッ
ク構成図である。
ク構成図である。
【図2】従来のOFDM復調装置のブロック構成図であ
る。
る。
【図3】OFDM伝送信号スペクトラムを示した図であ
る。
る。
【図4】本発明に基づくOFDM復調における局部発振
周波数の例についての伝送信号スペクトラムを示した図
である。
周波数の例についての伝送信号スペクトラムを示した図
である。
【図5】1024点FFT演算の流れを示した図である。
【図6】従来のOFDM変調装置のブロック構成図であ
る。
る。
1,7,8,26,27 乗算器 2,9,28 局部発振器 3,11,12,24,25 ローパスフィルタ(LP
F)回路 4,13,14 アナログ/デジタル(A/D)変換回
路 5,15 FFT回路 6,16 復号化回路 10,29 90度位相シフト回路 17 伝送信号スペクトラム 18 バタフライ演算最終ステージ 20 符号化回路 21 IFFT回路 22,23 デジタル/アナログ(D/A)変換回路
F)回路 4,13,14 アナログ/デジタル(A/D)変換回
路 5,15 FFT回路 6,16 復号化回路 10,29 90度位相シフト回路 17 伝送信号スペクトラム 18 バタフライ演算最終ステージ 20 符号化回路 21 IFFT回路 22,23 デジタル/アナログ(D/A)変換回路
Claims (2)
- 【請求項1】OFDM伝送において、送信側で直交変調
によって生成され送信されたOFDM波を受信し、伝送
情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送帯
域以外の帯域の周波数を発振する局部発振器と、前記局
部発振器からの信号と受信されたOFDM波を乗算する
乗算器と、前記乗算器により出力されたアナログ信号の
折り返し歪みを除去するローパスフィルタ回路と、前記
ロ−パスフィルタ回路の出力信号をデジタル信号に変換
するアナログ/デジタル変換回路とを1系統有する復調
回路と、 前記アナログ/デジタル変換回路により、デジタル信号
に変換され出力された時系列信号であるI信号を用い
て、実数部のみのフーリエ変換を行なうFFT回路と、 前記FFT回路の演算結果である周波数系列上のリアル
パートとイマジナリパートとより伝送信号を復号する復
号化回路とを備えたことを特徴とするOFDM復調装
置。 - 【請求項2】OFDM伝送において、送信側で直交変調
によって生成され送信されたOFDM波を受信し、伝送
情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送帯
域以外の帯域の周波数を発振させ、前記の発振させた信
号と受信されたOFDM波とを乗算し、前記の乗算した
出力のアナログ信号の折り返し歪みを除去し、前記の折
り返し歪みを除去した出力のアナログ信号をデジタル信
号に変換し、かつこれらを1系統のみで復調し、前記の
デジタル信号に変換され出力された時系列信号であるI
信号を用いて、実数部のみのフーリエ変換を行ない、前
記のフーリエ変換の演算結果である周波数系列上のリア
ルパートとイマジナリパートとより伝送信号を復号する
ようにしたことを特徴とするOFDM復調方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8129177A JPH09294115A (ja) | 1996-04-25 | 1996-04-25 | Ofdm復調装置及びその方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8129177A JPH09294115A (ja) | 1996-04-25 | 1996-04-25 | Ofdm復調装置及びその方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09294115A true JPH09294115A (ja) | 1997-11-11 |
Family
ID=15003052
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8129177A Pending JPH09294115A (ja) | 1996-04-25 | 1996-04-25 | Ofdm復調装置及びその方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09294115A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1170918A1 (en) * | 2000-06-22 | 2002-01-09 | Victor Company of Japan, Ltd. | Method and apparatus for generating orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) signal |
US6392590B1 (en) | 1999-07-07 | 2002-05-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Positioning device and method capable of reducing the amount of operation |
JPWO2005011223A1 (ja) * | 2003-07-25 | 2006-09-14 | 松下電器産業株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
JP2007150687A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Nec Corp | 基地局装置およびofdmスケジューリング方法 |
-
1996
- 1996-04-25 JP JP8129177A patent/JPH09294115A/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6392590B1 (en) | 1999-07-07 | 2002-05-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Positioning device and method capable of reducing the amount of operation |
EP1170918A1 (en) * | 2000-06-22 | 2002-01-09 | Victor Company of Japan, Ltd. | Method and apparatus for generating orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) signal |
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JP4579831B2 (ja) * | 2003-07-25 | 2010-11-10 | パナソニック株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
US8121213B2 (en) | 2003-07-25 | 2012-02-21 | Panasonic Corporation | Modulation device, demodulation device, modulation method and demodulation method |
JP2007150687A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Nec Corp | 基地局装置およびofdmスケジューリング方法 |
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