JPH09294115A - Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法Info
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- JPH09294115A JPH09294115A JP8129177A JP12917796A JPH09294115A JP H09294115 A JPH09294115 A JP H09294115A JP 8129177 A JP8129177 A JP 8129177A JP 12917796 A JP12917796 A JP 12917796A JP H09294115 A JPH09294115 A JP H09294115A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタル信号の送受信で用いる変復調におい
て、特にＱＡＭ等により変調されたデジタル情報信号
を、複数の搬送波を用いて伝送するＯＦＤＭ伝送の復調
装置に関する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ伝送において、送信側で直交変
調によって生成され送信されたＯＦＤＭ波を受信し、伝
送情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送
帯域以外の帯域の周波数を発振する局部発振器２と前記
局部発振器からの信号と受信されたＯＦＤＭ波を乗算す
る乗算器１と前記乗算器により出力されたアナログ信号
の折り返し歪みを除去するローパスフィルタ回路３と前
記ロ−パスフィルタ回路の出力をデジタル信号に変換す
るアナログ／デジタル変換回路４とを１系統有する復調
回路と、前記アナログ／デジタル変換回路により、デジ
タル信号に変換され出力された時系列信号であるＩ信号
を用いて、実数部のみのフーリエ変換を行なうＦＦＴ回
路５と、前記ＦＦＴ回路の演算結果である周波数系列上
のリアルパートとイマジナリパートとより伝送信号を復
号する復号化回路６とを備えた。
て、特にＱＡＭ等により変調されたデジタル情報信号
を、複数の搬送波を用いて伝送するＯＦＤＭ伝送の復調
装置に関する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ伝送において、送信側で直交変
調によって生成され送信されたＯＦＤＭ波を受信し、伝
送情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送
帯域以外の帯域の周波数を発振する局部発振器２と前記
局部発振器からの信号と受信されたＯＦＤＭ波を乗算す
る乗算器１と前記乗算器により出力されたアナログ信号
の折り返し歪みを除去するローパスフィルタ回路３と前
記ロ−パスフィルタ回路の出力をデジタル信号に変換す
るアナログ／デジタル変換回路４とを１系統有する復調
回路と、前記アナログ／デジタル変換回路により、デジ
タル信号に変換され出力された時系列信号であるＩ信号
を用いて、実数部のみのフーリエ変換を行なうＦＦＴ回
路５と、前記ＦＦＴ回路の演算結果である周波数系列上
のリアルパートとイマジナリパートとより伝送信号を復
号する復号化回路６とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル信号の送
受信で用いる変復調において、特にＱＡＭ等により変調
されたデジタル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送
するＯＦＤＭ伝送の復調装置に関する。
受信で用いる変復調において、特にＱＡＭ等により変調
されたデジタル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送
するＯＦＤＭ伝送の復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭは、直交する複数の搬送波を用
いてデジタル情報を伝送する周波数分割多重のデジタル
変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨害
を与えにくく、妨害を受けにくく、周波数利用効率が比
較的高い等の特徴を有しており、近年、移動体デジタル
音声放送やデジタルテレビジョン放送に適した変調方式
として注目を集めている。複数の搬送波は送信側におい
て逆フーリエ変換を行なうＩＦＦＴ回路を用いて生成す
ることが出来、受信においてはフーリエ変換を行なうＦ
ＦＴ回路により搬送波を分離することが出来る。
いてデジタル情報を伝送する周波数分割多重のデジタル
変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨害
を与えにくく、妨害を受けにくく、周波数利用効率が比
較的高い等の特徴を有しており、近年、移動体デジタル
音声放送やデジタルテレビジョン放送に適した変調方式
として注目を集めている。複数の搬送波は送信側におい
て逆フーリエ変換を行なうＩＦＦＴ回路を用いて生成す
ることが出来、受信においてはフーリエ変換を行なうＦ
ＦＴ回路により搬送波を分離することが出来る。
【０００３】このＦＦＴ回路の実装化技術の進歩によ
り、ＯＦＤＭ伝送が現実のものになりつつある。ＯＦＤ
Ｍ伝送の変調において、ＩＦＦＴ回路はアナログ回路の
設計の容易さからオーバサンプリングが用いられる。ま
た、直交変調によって生成されるＯＦＤＭ波は、図３の
ように中心周波数ω0 によって変調され、送信される。
り、ＯＦＤＭ伝送が現実のものになりつつある。ＯＦＤ
Ｍ伝送の変調において、ＩＦＦＴ回路はアナログ回路の
設計の容易さからオーバサンプリングが用いられる。ま
た、直交変調によって生成されるＯＦＤＭ波は、図３の
ように中心周波数ω0 によって変調され、送信される。
【０００４】まず、図６に従来のＯＦＤＭ伝送における
変調装置のブロック構成図を示す。送信データは符号化
回路２０に供給され符号化される。符号化された信号は
ＩＦＦＴ回路２１のリアル入力端子とイマジナリ入力端
子とに夫々供給される。その出力であるアナログ信号を
デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換回路２２，２３によ
りアナログ信号に夫々変換する。
変調装置のブロック構成図を示す。送信データは符号化
回路２０に供給され符号化される。符号化された信号は
ＩＦＦＴ回路２１のリアル入力端子とイマジナリ入力端
子とに夫々供給される。その出力であるアナログ信号を
デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換回路２２，２３によ
りアナログ信号に夫々変換する。
【０００５】この変換信号は折り返し信号を除去する為
に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２４，２５に夫々
供給される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２４の出
力と局部発振器２８の出力とを乗算器２６によって掛け
合わされ、時系列の信号であるＩ信号を出力する。
に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２４，２５に夫々
供給される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２４の出
力と局部発振器２８の出力とを乗算器２６によって掛け
合わされ、時系列の信号であるＩ信号を出力する。
【０００６】同様にして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
回路２５の出力と局部発振器２８の出力を90度位相シフ
ト回路２９により、位相を回転させた出力とを乗算器２
７によって掛け合わせることによって、Ｉ信号に対して
位相が90度回転した時系列信号であるＱ信号を出力す
る。図３のように中心周波数ω0 によって変調され、送
信される。
回路２５の出力と局部発振器２８の出力を90度位相シフ
ト回路２９により、位相を回転させた出力とを乗算器２
７によって掛け合わせることによって、Ｉ信号に対して
位相が90度回転した時系列信号であるＱ信号を出力す
る。図３のように中心周波数ω0 によって変調され、送
信される。
【０００７】次に、図２に従来のＯＦＤＭ伝送における
復調装置のブロック構成図を示す。ＯＦＤＭ伝送により
送信されたＯＦＤＭ波は復調器に入力された後、局部発
振器９の出力とを乗算器７によって掛け合わされ、時系
列の信号であるＩ信号を出力する。同様にして、局部発
振器９の出力を90度位相シフト回路１０により、位相を
回転させた出力とＯＦＤＭ波とを乗算器８によって掛け
合わせることによって、Ｉ信号に対して位相が90度回転
した時系列信号であるＱ信号を出力する。
復調装置のブロック構成図を示す。ＯＦＤＭ伝送により
送信されたＯＦＤＭ波は復調器に入力された後、局部発
振器９の出力とを乗算器７によって掛け合わされ、時系
列の信号であるＩ信号を出力する。同様にして、局部発
振器９の出力を90度位相シフト回路１０により、位相を
回転させた出力とＯＦＤＭ波とを乗算器８によって掛け
合わせることによって、Ｉ信号に対して位相が90度回転
した時系列信号であるＱ信号を出力する。
【０００８】このとき、局部発振器９の発振周波数は、
変調時と同じ中心周波数ω0 とする。この直交復調によ
って得られた両信号に含まれる折り返し信号を除去する
為に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路１１，１２を夫
々備え、その出力であるアナログ信号をアナログ／デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換回路１３，１４によりデジタル信号
に夫々変換する。
変調時と同じ中心周波数ω0 とする。この直交復調によ
って得られた両信号に含まれる折り返し信号を除去する
為に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路１１，１２を夫
々備え、その出力であるアナログ信号をアナログ／デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換回路１３，１４によりデジタル信号
に夫々変換する。
【０００９】夫々の出力を、ＦＦＴ演算回路１５の実数
部と虚数部に供給し、フーリエ変換することにより得ら
れたリアル部分とイマジナリ部分の結果を復号化回路１
６に供給し、ＰＳＫ、ＱＡＭ等の復号化を行なった後
に、復号データを出力する。
部と虚数部に供給し、フーリエ変換することにより得ら
れたリアル部分とイマジナリ部分の結果を復号化回路１
６に供給し、ＰＳＫ、ＱＡＭ等の復号化を行なった後
に、復号データを出力する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ復調装置にお
ける直交復調では、受信されたＯＦＤＭ波が２系統の回
路を流れる。その際に、乗算器に入力される局部発振器
と90度位相シフト回路によって生成された２波の直交波
において、わずかでも位相のずれ、つまり直交性の損失
があると局部発振器により生成される周波数を軸にし
て、対になるプラスとマイナスの各搬送波間で、フーリ
エ変換後の演算結果において干渉してしまい、伝送情報
の誤りを起こし、ビット誤り率の劣化を招くことにな
る。同様にして、２系統を流れる２波において、ゲイン
の差が生じた場合も、各搬送波間において干渉が起こ
り、ビット誤り率劣化につながる。
ける直交復調では、受信されたＯＦＤＭ波が２系統の回
路を流れる。その際に、乗算器に入力される局部発振器
と90度位相シフト回路によって生成された２波の直交波
において、わずかでも位相のずれ、つまり直交性の損失
があると局部発振器により生成される周波数を軸にし
て、対になるプラスとマイナスの各搬送波間で、フーリ
エ変換後の演算結果において干渉してしまい、伝送情報
の誤りを起こし、ビット誤り率の劣化を招くことにな
る。同様にして、２系統を流れる２波において、ゲイン
の差が生じた場合も、各搬送波間において干渉が起こ
り、ビット誤り率劣化につながる。
【００１１】上記の問題は、各搬送波の変調方式が多値
化になるほど、また、搬送波の周波数が高くなるほど、
顕著に現われ、ＱＡＭの場合コンスタレーションで外側
に来る信号点ほど誤りやすくなる。よって、ＯＦＤＭ復
調装置において、直交復調によるビット誤り率劣化を防
止することは、重要な課題である。
化になるほど、また、搬送波の周波数が高くなるほど、
顕著に現われ、ＱＡＭの場合コンスタレーションで外側
に来る信号点ほど誤りやすくなる。よって、ＯＦＤＭ復
調装置において、直交復調によるビット誤り率劣化を防
止することは、重要な課題である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、まず、受信されたＯＦＤＭ波と局部発振器によっ
て生成された信号とを乗算器によって掛け合わせること
により、ベースバンドの周波数に周波数変換を行ない、
時系列信号であるＩ信号のみを得て、本来は、従来技術
で記載したように、直交する２波、Ｉ信号とＱ信号を用
いて復調を行なうが、本発明では、生成されたＩ信号の
みをローパスフィルタに通し、デジタルに変換した後、
ＦＦＴ回路の実数部に入力し、虚数部には何も入力せ
ず、実数部のみのフーリエ演算を行なうものとする。こ
のようにして、本来の直交復調における片方のチャンネ
ルのみを用いて復調を行なう。
めに、まず、受信されたＯＦＤＭ波と局部発振器によっ
て生成された信号とを乗算器によって掛け合わせること
により、ベースバンドの周波数に周波数変換を行ない、
時系列信号であるＩ信号のみを得て、本来は、従来技術
で記載したように、直交する２波、Ｉ信号とＱ信号を用
いて復調を行なうが、本発明では、生成されたＩ信号の
みをローパスフィルタに通し、デジタルに変換した後、
ＦＦＴ回路の実数部に入力し、虚数部には何も入力せ
ず、実数部のみのフーリエ演算を行なうものとする。こ
のようにして、本来の直交復調における片方のチャンネ
ルのみを用いて復調を行なう。
【００１３】このとき、局部発振器によって生成される
信号の発振周波数について、ＯＦＤＭ伝送における矩形
スペクトラムである伝送帯域において、最も低い周波数
以下か、最も高い周波数以上の周波数を発振するもので
ある。伝送スペクトラムの最端の周波数で復調を行なっ
た場合、本来の中心周波数での復調と比べてベースバン
ド帯域は２倍となることから、オーバサンプリングを用
いるためには、使用するローパスフィルタ（ＬＰＦ）回
路、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、ＦＦＴのウ
ィンドウの大きさは、従来の復調で用いるものよりも、
２倍の仕様が必要となる。
信号の発振周波数について、ＯＦＤＭ伝送における矩形
スペクトラムである伝送帯域において、最も低い周波数
以下か、最も高い周波数以上の周波数を発振するもので
ある。伝送スペクトラムの最端の周波数で復調を行なっ
た場合、本来の中心周波数での復調と比べてベースバン
ド帯域は２倍となることから、オーバサンプリングを用
いるためには、使用するローパスフィルタ（ＬＰＦ）回
路、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、ＦＦＴのウ
ィンドウの大きさは、従来の復調で用いるものよりも、
２倍の仕様が必要となる。
【００１４】ＦＦＴ回路の実数部に入力されたＩ信号に
対して、フーリエ変換において実数部のみの演算を行な
う。また、Ｉ信号のみをフ−リエ変換し、さらにオ−バ
サンプリングを行なっているため、ＦＦＴ演算結果にお
いて、冗長な信号が出力される。よって、ＦＦＴ回路の
バタフライ演算の最終ステ−ジにおいて、この冗長な信
号に対する計算を省略することによって演算量を減らす
ことが出来る。
対して、フーリエ変換において実数部のみの演算を行な
う。また、Ｉ信号のみをフ−リエ変換し、さらにオ−バ
サンプリングを行なっているため、ＦＦＴ演算結果にお
いて、冗長な信号が出力される。よって、ＦＦＴ回路の
バタフライ演算の最終ステ−ジにおいて、この冗長な信
号に対する計算を省略することによって演算量を減らす
ことが出来る。
【００１５】上記の方法により、ベースバンド帯域を従
来の２倍必要とする代わりに、Ｉ信号のみを用いて、伝
送信号の位相と振幅の情報を取り出すことが出来るた
め、回路を１系統で構成することが出来る。よって、受
信されたＯＦＤＭ波が、直交復調のように２系統の回路
を流れることがなくなるため、従来のように乗算器によ
って掛け合わされる、直交する２波の位相ずれによる直
交性損失の問題や、Ｉ信号とＱ信号とのゲイン差の問題
が解消されるため、各周波数間の干渉を防止することが
出来る。
来の２倍必要とする代わりに、Ｉ信号のみを用いて、伝
送信号の位相と振幅の情報を取り出すことが出来るた
め、回路を１系統で構成することが出来る。よって、受
信されたＯＦＤＭ波が、直交復調のように２系統の回路
を流れることがなくなるため、従来のように乗算器によ
って掛け合わされる、直交する２波の位相ずれによる直
交性損失の問題や、Ｉ信号とＱ信号とのゲイン差の問題
が解消されるため、各周波数間の干渉を防止することが
出来る。
【００１６】直交復調において、伝送スペクトラムの最
端の周波数で復調した場合、オーバサンプリングを行な
うには、従来よりも、ＦＦＴ回路の演算ポイント数は２
倍となるが、ＯＦＤＭ波の復調信号を実数部にしか入力
を行なわないため、本来必要であった実数部と虚数部か
らなる複素数の計算をする必要がなくなり、しかも、Ｆ
ＦＴ回路のバタフライ演算の最終ステージにおいて、演
算処理量を減らすことが出来るため、本来必要なＦＦＴ
回路の演算量と同等以下の計算量に抑えることが出来
る。
端の周波数で復調した場合、オーバサンプリングを行な
うには、従来よりも、ＦＦＴ回路の演算ポイント数は２
倍となるが、ＯＦＤＭ波の復調信号を実数部にしか入力
を行なわないため、本来必要であった実数部と虚数部か
らなる複素数の計算をする必要がなくなり、しかも、Ｆ
ＦＴ回路のバタフライ演算の最終ステージにおいて、演
算処理量を減らすことが出来るため、本来必要なＦＦＴ
回路の演算量と同等以下の計算量に抑えることが出来
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】まず、伝送情報装置全体の仕様に
ついて説明する。256 本のキャリアを用いて伝送情報を
送信する。アナログ回路でのフィルタの設計を容易にす
るため、２倍オーバサンプリングを使用し、512 ポイン
トのＩＦＦＴ演算を行ない、ＯＦＤＭ波を生成する。
ついて説明する。256 本のキャリアを用いて伝送情報を
送信する。アナログ回路でのフィルタの設計を容易にす
るため、２倍オーバサンプリングを使用し、512 ポイン
トのＩＦＦＴ演算を行ない、ＯＦＤＭ波を生成する。
【００１８】各キャリアの変調には256QAMを用い、１キ
ャリアに対して８ビットの情報、つまり、リアルパート
とイマジナリパートに夫々４ビットずつを印加する。ま
た、１シンボル内には、伝送情報データの他に、キャリ
ブレーション用の基準データ、同期用データを挿入す
る。
ャリアに対して８ビットの情報、つまり、リアルパート
とイマジナリパートに夫々４ビットずつを印加する。ま
た、１シンボル内には、伝送情報データの他に、キャリ
ブレーション用の基準データ、同期用データを挿入す
る。
【００１９】ＩＦＦＴ演算部への伝送情報の周波数割当
ては、ＩＦＦＴウィンドウにおいて周波数の低い方から
順に番号を付けると次のようになる。 f0 〜f127 送信すべき情報伝送信号が与えられる。 f128 〜f383 キャリアレベルを０とし、信号を発生さ
せない。 f384 〜f511 送信すべき情報伝送信号が与えられる。
ては、ＩＦＦＴウィンドウにおいて周波数の低い方から
順に番号を付けると次のようになる。 f0 〜f127 送信すべき情報伝送信号が与えられる。 f128 〜f383 キャリアレベルを０とし、信号を発生さ
せない。 f384 〜f511 送信すべき情報伝送信号が与えられる。
【００２０】上記のように周波数割当てを行ない、ＩＦ
ＦＴ演算により出力された、時系列信号である、Ｉ信号
とＱ信号より、直交変調によってＯＦＤＭ波を生成す
る。このとき、伝送帯域は、直交変調における局部発振
器の周波数ω0 を中心にして、図３の伝送信号スペクト
ラム１７のように矩形スペクトラムとなる。
ＦＴ演算により出力された、時系列信号である、Ｉ信号
とＱ信号より、直交変調によってＯＦＤＭ波を生成す
る。このとき、伝送帯域は、直交変調における局部発振
器の周波数ω0 を中心にして、図３の伝送信号スペクト
ラム１７のように矩形スペクトラムとなる。
【００２１】次に、本発明のＯＦＤＭ復調装置の一実施
例について、図と共に以下に説明する。図１は、本発明
のＯＦＤＭ復調装置の一実施例のブロック構成図であ
り、前記の図２の直交復調回路に対して、乗算器１、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）回路３、及びアナログ／デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換回路４を夫々１系統のみの構成のも
のである。
例について、図と共に以下に説明する。図１は、本発明
のＯＦＤＭ復調装置の一実施例のブロック構成図であ
り、前記の図２の直交復調回路に対して、乗算器１、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）回路３、及びアナログ／デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換回路４を夫々１系統のみの構成のも
のである。
【００２２】受信されたＯＦＤＭ波信号と、局部発振器
２により出力された信号（発振周波数ω1 ）とを乗算器
１によって掛け合わせることにより、時系列の信号が生
成される。
２により出力された信号（発振周波数ω1 ）とを乗算器
１によって掛け合わせることにより、時系列の信号が生
成される。
【００２３】局部発振器２によって発振させる周波数
は、伝送帯域の矩形スペクトラムの最低端以下か最上端
以上とするが、送信側の周波数割当方法により、スペク
トラムの中心の周波数ω0 で変調を行なっているため、
復調における局部発振器２の発振周波数ω1 は、次の数
１の範囲を取り得るものとする。
は、伝送帯域の矩形スペクトラムの最低端以下か最上端
以上とするが、送信側の周波数割当方法により、スペク
トラムの中心の周波数ω0 で変調を行なっているため、
復調における局部発振器２の発振周波数ω1 は、次の数
１の範囲を取り得るものとする。
【００２４】
【数１】
【００２５】ここでは、伝送信号スペクトラムの最低端
の周波数である、ω1 ＝ω0 −Δf*128 で復調を行なう
とした場合、図４に示すように、ω1 は伝送信号スペク
トラム１７上の最低端の周波数となる。
の周波数である、ω1 ＝ω0 −Δf*128 で復調を行なう
とした場合、図４に示すように、ω1 は伝送信号スペク
トラム１７上の最低端の周波数となる。
【００２６】生成されたＩ信号は、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）回路３によって折り返し歪みを除去される。
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路３の出力であるアナロ
グ信号を、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路４に
よりデジタル信号に変換する。
（ＬＰＦ）回路３によって折り返し歪みを除去される。
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路３の出力であるアナロ
グ信号を、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路４に
よりデジタル信号に変換する。
【００２７】このとき、スペクトラムの最低端の周波数
で復調を行なうため、ベースバンド帯域は、従来の中心
周波数での復調と比べて、２倍となる。このため、ロー
パスフィルタの帯域は２倍となり、オーバサンプリング
を行なうために、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回
路４のサンプリングクロックも２倍となり、ＦＦＴ回路
５の演算ポイント数も２倍の1024点となる。
で復調を行なうため、ベースバンド帯域は、従来の中心
周波数での復調と比べて、２倍となる。このため、ロー
パスフィルタの帯域は２倍となり、オーバサンプリング
を行なうために、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回
路４のサンプリングクロックも２倍となり、ＦＦＴ回路
５の演算ポイント数も２倍の1024点となる。
【００２８】変換されたデジタル信号を、ＦＦＴ回路５
の実数部に入力を行ない、ＦＦＴ回路５の虚数部には図
１のように０を入力する。これにより、ＦＦＴ演算にお
いては、複素数として演算を行なわず、実数部のみの計
算となる。
の実数部に入力を行ない、ＦＦＴ回路５の虚数部には図
１のように０を入力する。これにより、ＦＦＴ演算にお
いては、複素数として演算を行なわず、実数部のみの計
算となる。
【００２９】結果的に、これはＦＦＴ回路５において、
虚数部の演算テーブル自体を用意せず、図５の1024点の
ＦＦＴ演算において、入力である時系列t0〜t1023 まで
を実数扱いにしたときと同様であり、演算時間を減少さ
せることが出来る。ここで、図５はＦＦＴ演算であるバ
タフライ演算の流れを示しており、時系列信号ｔｎに対
して周波数系列ｆｎを出力するものである。また、バタ
フライ演算での入力においては、図５のようにビットリ
バーサルが行なわれる。
虚数部の演算テーブル自体を用意せず、図５の1024点の
ＦＦＴ演算において、入力である時系列t0〜t1023 まで
を実数扱いにしたときと同様であり、演算時間を減少さ
せることが出来る。ここで、図５はＦＦＴ演算であるバ
タフライ演算の流れを示しており、時系列信号ｔｎに対
して周波数系列ｆｎを出力するものである。また、バタ
フライ演算での入力においては、図５のようにビットリ
バーサルが行なわれる。
【００３０】このＦＦＴ回路５により、実数部のみに入
力され演算された結果は、ＦＦＴウィンドウにおいて、
ナイキスト周波数を軸に、リアルには対称に、イマジナ
リには点対称に、信号が出力される。
力され演算された結果は、ＦＦＴウィンドウにおいて、
ナイキスト周波数を軸に、リアルには対称に、イマジナ
リには点対称に、信号が出力される。
【００３１】復調において伝送帯域の最低端の周波数ω
1 を用い、また、ＦＦＴは２倍オーバサンプリングであ
るため、復調されるべき伝送信号は、ＦＦＴウィンドウ
において１／４のところまで、つまり、基本周波数から
第255 次周波数までの信号であり、他は必要でない。
1 を用い、また、ＦＦＴは２倍オーバサンプリングであ
るため、復調されるべき伝送信号は、ＦＦＴウィンドウ
において１／４のところまで、つまり、基本周波数から
第255 次周波数までの信号であり、他は必要でない。
【００３２】よって、抽出すべき必要な信号は、第255
次周波数までの256 ポイントの信号であり、残りは取り
出さなくてよいことから、ＦＦＴ回路５の中身である図
５の1024点のバタフライ演算の最終ステージ１８におい
て、f0からf255までのポイントは計算し、残り768 ポイ
ントの演算を省略する。
次周波数までの256 ポイントの信号であり、残りは取り
出さなくてよいことから、ＦＦＴ回路５の中身である図
５の1024点のバタフライ演算の最終ステージ１８におい
て、f0からf255までのポイントは計算し、残り768 ポイ
ントの演算を省略する。
【００３３】ＦＦＴ回路５によって得られた演算結果を
次の復号化回路６に供給し、ＱＡＭ復号化を行ない処理
された後、ＱＡＭ復号データを出力する。このとき、Ｆ
ＦＴ回路５にはＩ信号のみを供給して演算を行なってい
るため、出力結果において信号の大きさは１／２になっ
ている。
次の復号化回路６に供給し、ＱＡＭ復号化を行ない処理
された後、ＱＡＭ復号データを出力する。このとき、Ｆ
ＦＴ回路５にはＩ信号のみを供給して演算を行なってい
るため、出力結果において信号の大きさは１／２になっ
ている。
【００３４】よって、この信号値を２倍することによ
り、伝送信号を復元する。具体的には、ＦＦＴ演算結果
である各搬送波の信号を１ビットシフトを行ない、復号
化回路６へと入力を行なう。変調側において、ＩＦＦＴ
演算時に割り当てられた周波数系列上の伝送信号と、復
号化回路６によって復元された周波数系列上の伝送信号
との対応は次の数２の通りとなる。
り、伝送信号を復元する。具体的には、ＦＦＴ演算結果
である各搬送波の信号を１ビットシフトを行ない、復号
化回路６へと入力を行なう。変調側において、ＩＦＦＴ
演算時に割り当てられた周波数系列上の伝送信号と、復
号化回路６によって復元された周波数系列上の伝送信号
との対応は次の数２の通りとなる。
【００３５】
【数２】
【００３６】上記のように、変調側で割り当てられた伝
送信号は、復調においては基本周波数から第255 次周波
数までの周波数系列上の信号に対応して復調される。前
記の局部発振器２の発振周波数ω1 について、伝送帯域
のスペクトラム外の周波数を発振周波数ω1 とした場
合、直流成分を通す必要が無くなり、フィルタの設計が
容易になる。
送信号は、復調においては基本周波数から第255 次周波
数までの周波数系列上の信号に対応して復調される。前
記の局部発振器２の発振周波数ω1 について、伝送帯域
のスペクトラム外の周波数を発振周波数ω1 とした場
合、直流成分を通す必要が無くなり、フィルタの設計が
容易になる。
【００３７】また、発振周波数ω1 が次の数３の範囲を
取り、伝送帯域外スペクトラムであるならば、アナログ
／デジタル変換回路４、及びＦＦＴ回路５は前記と同
じ、従来の２倍の仕様となり、ＦＦＴ回路５は1024点Ｆ
ＦＴとなる。
取り、伝送帯域外スペクトラムであるならば、アナログ
／デジタル変換回路４、及びＦＦＴ回路５は前記と同
じ、従来の２倍の仕様となり、ＦＦＴ回路５は1024点Ｆ
ＦＴとなる。
【００３８】
【数３】
【００３９】ＦＦＴ演算後の変調側と復調側とでの伝送
信号対応については、局部発振器２の発振周波数ω1 と
伝送信号スペクトラムの最端の周波数との差に応じてＦ
ＦＴ演算後のウィンドウにおいて、周波数軸上を横移動
して現れる。
信号対応については、局部発振器２の発振周波数ω1 と
伝送信号スペクトラムの最端の周波数との差に応じてＦ
ＦＴ演算後のウィンドウにおいて、周波数軸上を横移動
して現れる。
【００４０】また、発振周波数ω1 が、上記で表わされ
る式以外の、伝送帯域外周波数を取ったならば、アナロ
グ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路４及び、ＦＦＴ回路５
は、さらに前記以上のサンプリングクロックと演算ポイ
ント数が必要となる。
る式以外の、伝送帯域外周波数を取ったならば、アナロ
グ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路４及び、ＦＦＴ回路５
は、さらに前記以上のサンプリングクロックと演算ポイ
ント数が必要となる。
【００４１】
【発明の効果】本発明により、復調回路を１系統で構成
出来るため、従来の直交復調における、直交する２波、
Ｉ信号とＱ信号の位相ずれによる直交性損失や、ゲイン
差の問題により生じる、各搬送波間の干渉による伝送情
報の誤りを防止することが出来るため、通信における信
頼性を向上させることが出来る。
出来るため、従来の直交復調における、直交する２波、
Ｉ信号とＱ信号の位相ずれによる直交性損失や、ゲイン
差の問題により生じる、各搬送波間の干渉による伝送情
報の誤りを防止することが出来るため、通信における信
頼性を向上させることが出来る。
【００４２】また、本発明により、従来の直交復調回路
と比べ、回路が１系統で構成することが出来ることか
ら、復調回路が簡素化され、コンパクトに設計出来、し
かも低コスト化を実現することが出来る。
と比べ、回路が１系統で構成することが出来ることか
ら、復調回路が簡素化され、コンパクトに設計出来、し
かも低コスト化を実現することが出来る。
【図１】本発明のＯＦＤＭ復調装置の一実施例のブロッ
ク構成図である。
ク構成図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ復調装置のブロック構成図であ
る。
る。
【図３】ＯＦＤＭ伝送信号スペクトラムを示した図であ
る。
る。
【図４】本発明に基づくＯＦＤＭ復調における局部発振
周波数の例についての伝送信号スペクトラムを示した図
である。
周波数の例についての伝送信号スペクトラムを示した図
である。
【図５】1024点ＦＦＴ演算の流れを示した図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ変調装置のブロック構成図であ
る。
る。
１，７，８，２６，２７ 乗算器 ２，９，２８ 局部発振器 ３，１１，１２，２４，２５ ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）回路 ４，１３，１４ アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回
路 ５，１５ ＦＦＴ回路 ６，１６ 復号化回路 １０，２９ 90度位相シフト回路 １７ 伝送信号スペクトラム １８ バタフライ演算最終ステージ ２０ 符号化回路 ２１ ＩＦＦＴ回路 ２２，２３ デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換回路
Ｆ）回路 ４，１３，１４ アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回
路 ５，１５ ＦＦＴ回路 ６，１６ 復号化回路 １０，２９ 90度位相シフト回路 １７ 伝送信号スペクトラム １８ バタフライ演算最終ステージ ２０ 符号化回路 ２１ ＩＦＦＴ回路 ２２，２３ デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換回路
Claims (2)
- 【請求項１】ＯＦＤＭ伝送において、送信側で直交変調
によって生成され送信されたＯＦＤＭ波を受信し、伝送
情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送帯
域以外の帯域の周波数を発振する局部発振器と、前記局
部発振器からの信号と受信されたＯＦＤＭ波を乗算する
乗算器と、前記乗算器により出力されたアナログ信号の
折り返し歪みを除去するローパスフィルタ回路と、前記
ロ−パスフィルタ回路の出力信号をデジタル信号に変換
するアナログ／デジタル変換回路とを１系統有する復調
回路と、 前記アナログ／デジタル変換回路により、デジタル信号
に変換され出力された時系列信号であるＩ信号を用い
て、実数部のみのフーリエ変換を行なうＦＦＴ回路と、 前記ＦＦＴ回路の演算結果である周波数系列上のリアル
パートとイマジナリパートとより伝送信号を復号する復
号化回路とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装
置。 - 【請求項２】ＯＦＤＭ伝送において、送信側で直交変調
によって生成され送信されたＯＦＤＭ波を受信し、伝送
情報を復調するために、矩形スペクトラムである伝送帯
域以外の帯域の周波数を発振させ、前記の発振させた信
号と受信されたＯＦＤＭ波とを乗算し、前記の乗算した
出力のアナログ信号の折り返し歪みを除去し、前記の折
り返し歪みを除去した出力のアナログ信号をデジタル信
号に変換し、かつこれらを１系統のみで復調し、前記の
デジタル信号に変換され出力された時系列信号であるＩ
信号を用いて、実数部のみのフーリエ変換を行ない、前
記のフーリエ変換の演算結果である周波数系列上のリア
ルパートとイマジナリパートとより伝送信号を復号する
ようにしたことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8129177A JPH09294115A (ja) | 1996-04-25 | 1996-04-25 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8129177A JPH09294115A (ja) | 1996-04-25 | 1996-04-25 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09294115A true JPH09294115A (ja) | 1997-11-11 |
Family
ID=15003052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8129177A Pending JPH09294115A (ja) | 1996-04-25 | 1996-04-25 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09294115A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1170918A1 (en) * | 2000-06-22 | 2002-01-09 | Victor Company of Japan, Ltd. | Method and apparatus for generating orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) signal |
| US6392590B1 (en) | 1999-07-07 | 2002-05-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Positioning device and method capable of reducing the amount of operation |
| JPWO2005011223A1 (ja) * | 2003-07-25 | 2006-09-14 | 松下電器産業株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| JP2007150687A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Nec Corp | 基地局装置およびｏｆｄｍスケジューリング方法 |
-
1996
- 1996-04-25 JP JP8129177A patent/JPH09294115A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6392590B1 (en) | 1999-07-07 | 2002-05-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Positioning device and method capable of reducing the amount of operation |
| EP1170918A1 (en) * | 2000-06-22 | 2002-01-09 | Victor Company of Japan, Ltd. | Method and apparatus for generating orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) signal |
| JPWO2005011223A1 (ja) * | 2003-07-25 | 2006-09-14 | 松下電器産業株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| JP4579831B2 (ja) * | 2003-07-25 | 2010-11-10 | パナソニック株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| US8121213B2 (en) | 2003-07-25 | 2012-02-21 | Panasonic Corporation | Modulation device, demodulation device, modulation method and demodulation method |
| JP2007150687A (ja) * | 2005-11-28 | 2007-06-14 | Nec Corp | 基地局装置およびｏｆｄｍスケジューリング方法 |
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