JPH0739148A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】良好な制御性によって電力損失の低減を図るこ
とが可能なスイッチングレギュレータを、簡単な回路構
成によって提供する。 【構成】誤差アンプ４１は、出力電圧Ｖout と基準電圧
Ｖr との誤差を演算してトランジスタ４４のデュ−ティ
比dutyを設定する。誤差アンプ４４の出力ＶEA（dutyに
比例する）と三角波発振器４６から出力される三角波と
をＰＷＭコンパレータ４２によって比較しＰＷＭ波形に
変換する。ＰＷＭ波形に従ってベース・ドライバ４３が
オンオフ制御される。ここで、掛算器１２は、デュ−テ
ィ比dutyと入力電圧Ｖinとの掛け合わせ演算を行い、最
適なベース電流ＩB を生成する。ベース電流ＩB に従っ
てコレクタ電流ＩC （トランス４７の一次電流ｉ1 ）が
変化し、その変化に従ってトランス４７の二次電流ｉ2
が変化する。そして、整流回路４８によって二次電流ｉ
2 が整流され、出力電圧Ｖout が出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
タに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７に、従来のスイッチングレギュレー
タのブロック回路図を示す。このスイッチングレギュレ
ータは、誤差アンプ４１とＰＷＭコンパレータ４２とベ
ース・ドライバ（電流スイッチ）４３とトランジスタ４
４とベース・ドライバ用電流源４５と三角波発振器４６
とスイッチングトランス（以下、トランスと略す）４７
と整流回路４８とから構成されている。尚、整流回路４
８は整流用ダイオード４９と平滑用コンデンサ５０とか
ら成る半波整流回路である。また、ベース・ドライバ用
電流源４５は抵抗Ｒに置き換えてもよい。

【０００３】ここで、スイッチングレギュレータの直流
入力電源電圧（以下、入力電圧という）をＶin、直流出
力電源電圧（以下、出力電圧という）をＶout 、トラン
ジスタ４４のベース電流をＩB 、コレクタ電流（トラン
ス４７の一次電流）をＩC 、エミッタ・ベース間電圧を
ＶBE、エミッタ・コレクタ間電圧をＶCE、コレクタ・エ
ミッタ間飽和電圧をＶCEsat 、整流用ダイオード４９に
流れる電流（トランス４７の二次電流）をＩd 、整流用
ダイオード４９の両端電圧をＶd 、誤差アンプ４１の基
準電圧をＶr 、誤差アンプ４４の出力をＶEAとする。

【０００４】このスイッチングレギュレータでは、誤差
アンプ４１によって出力電圧Ｖoutと基準電圧Ｖr との
誤差を演算し、トランジスタ４４のスイッチングデュ−
ティ比（以下、デュ−ティ比と略す）dutyを設定する。
そのデュ−ティ比duty（実際には，デュ−ティ比dutyに
比例する誤差アンプ４４の出力ＶEA）と三角波発振器４
６から出力される三角波とをＰＷＭコンパレータ４２に
よって比較し、ＰＷＭ波形に変換する。そのＰＷＭ波形
に従ってベース・ドライバ４３がオンオフ制御され、そ
れに従ってベース・ドライバ用電流源４５からトランジ
スタ４４にベース電流ＩB が供給される。そのベース電
流ＩB のデューティに従ってコレクタ電流ＩC （トラン
ス４７の一次電流）のデューティが変化し、そのデュー
ティの変化に従って整流用ダイオード４９に流れる電流
Ｉd （トランス４７の二次電流）のデューティが変化
し、出力のパルス幅で出力電圧Ｖout が決定される。

【０００５】このスイッチングレギュレータの電力損失
は以下の〜に大別することができる。 オン電圧損失＝ＶCEsat ・ＩC ・duty ……式（１） ベース損失＝ＶBE・ＩB ・duty ……式（２） スイッチング損失 ベースドライブ損失＝（Ｖin−ＶBE）ＩB ・duty ……式（３） トランス損失 整流損失＝Ｉd ・Ｖd その他

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ベース電流
ＩB はベース・ドライバ用電流源４５によって決定され
るが、その値は常に一定になっている。そのため、コレ
クタ電流ＩC の最大値を電流増幅率ｈfeで除算しただけ
のベース電流ＩB が必要になり、入力電圧Ｖinが高いと
きには、式（３）のベースドライブ損失が大きくなると
いう問題があった。

【０００７】そこで、特開昭６１−１５７２６５号公報
に開示されるように、ベース電流を入力電圧に逆比例す
るように制御し、電力損失の低減を図る方法が提案され
ている。しかしながら、この方法では、ベース電流と入
力電圧の逆比例関係を演算するために、複雑な回路構成
となり制御性が悪かった。

【０００８】また、特開昭６２−２３３６９号公報に開
示されるように、大小のベース電流設定回路を設け、入
力電圧に応じて切り換える方法が提案されている。しか
しながら、この方法では、大小２つのベース電流設定回
路しか設けていないため、ベース電流を２段階にしか切
り換えることができず、電力損失の十分な低減ができな
かった。また、ベース電流設定回路を複数個設けるとな
ると、その切り換え方法が複雑になるため制御性が悪く
なり、実用的ではなかった。

【０００９】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたものであって、その目的は、良好な制御性によって
電力損失の低減を図ることが可能なスイッチングレギュ
レータを、簡単な回路構成によって提供することにあ
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点を解
決するため、請求項１記載の発明は、スイッチング・ト
ランスの一次側に接続されるトランジスタを制御するこ
とにより、当該一次側に供給される直流入力電源電圧に
対して、スイッチング・トランスの二次側から出力され
る直流出力電源電圧が一定になるようにするスイッチン
グレギュレータにおいて、直流出力電源電圧に基づい
て、前記トランジスタのスイッチングデュ−ティ比を設
定する誤差アンプと、その誤差アンプの出力と直流入力
電源電圧との掛け合わせ演算に基づいて、前記トランジ
スタの最適なベース電流を設定するベース電流設定手段
とを備えたことをその要旨とする。

【００１１】また、請求項２記載の発明は、請求項１記
載のスイッチングレギュレータにおいて、前記ベース電
流設定手段に所定の電流を加算することにより、前記ス
イッチング・トランスの一次側電流に所定のオフセット
電流が生じるようにする電流加算手段を備えたことをそ
の要旨とする。

【００１２】

【作用】従って、請求項１記載の発明によれば、ベース
電流設定手段により、誤差アンプの出力であるトランジ
スタのスイッチングデュ−ティ比と直流入力電源電圧と
の掛け合わせ演算に基づいて、トランジスタの最適なベ
ース電流を設定している。そのため、直流入力電源電圧
が変化しても、トランジスタのベース電流はその変化に
対応した最適な値に制御され、電力損失を最小にするこ
とができる。

【００１３】また、請求項２記載の発明によれば、電流
加算手段により、スイッチング・トランスの一次側電流
に所定のオフセット電流が生じるようにしている。その
ため、オフセット電流を調整することにより、スイッチ
ングレギュレータをスムーズに起動できる。

【００１４】

【実施例】（第１実施例）以下、本発明を不連続モード
のスイッチングレギュレータに具体化した第１実施例を
図１〜図４に従って説明する。

【００１５】尚、本実施例において、図７に示した従来
例と同じ構成については符号を等しくしてその詳細な説
明を省略する。図１に、本実施例のスイッチングレギュ
レータのブロック回路図を示す。

【００１６】このスイッチングレギュレータは、誤差ア
ンプ４１とＰＷＭコンパレータ４２とベース・ドライバ
４３とトランジスタ４４とトランス４７と整流回路４８
と三角波発振器１１と掛算器１２とから構成されてい
る。尚、整流回路４８は整流用ダイオード４９と平滑用
コンデンサ５０とから成る半波整流回路である。

【００１７】ここで、スイッチングレギュレータの入力
電圧をＶin、出力電圧をＶout 、トランジスタ４４のベ
ース電流をＩB 、コレクタ電流をＩC 、エミッタ・ベー
ス間電圧をＶBE、エミッタ・コレクタ間電圧をＶCE、コ
レクタ・エミッタ間飽和電圧をＶCEsat 、トランス４７
の一次電流をｉ1 、二次電流をＩ2 、誤差アンプ４１の
基準電圧をＶr 、三角波発振器１１から出力される三角
波のピーク電圧をＶREFH、ボトム電圧をＶREFL、誤差ア
ンプ４４の出力をＶEAとする。尚、コレクタ電流ＩC と
一次電流ｉ1 とは等しくなる。

【００１８】ところで、不連続モードとは、トランス４
７の一次側に蓄積された誘起電力が、トランジスタ４４
のスイッチングの一周期毎に完全に二次側に放出される
ようなスイッチングレギュレータの動作モードである。

【００１９】すなわち、このスイッチングレギュレータ
では、誤差アンプ４１によって出力電圧Ｖout と基準電
圧Ｖr との誤差を演算し、トランジスタ４４のデュ−テ
ィ比dutyを設定する。そのデュ−ティ比duty（実際に
は，デュ−ティ比dutyに比例する誤差アンプ４４の出力
ＶEA）と三角波発振器１１から出力される三角波とをＰ
ＷＭコンパレータ４２によって比較し、ＰＷＭ波形に変
換する。そのＰＷＭ波形に従ってベース・ドライバ４３
がオンオフ制御される。ここで、ベース・ドライバ４３
を介してトランジスタ４４に供給されるベース電流ＩB
は、掛算器１２により、後記するように誤差アンプ４１
の出力ＶEA（デュ−ティ比dutyに比例する）と入力電圧
Ｖinとに基づいて生成される。そのベース電流ＩB に従
ってコレクタ電流ＩC （トランス４７の一次電流ｉ1 ）
が変化し、その変化に従ってトランス４７の二次電流ｉ
2 が変化する。そして、整流回路４８によって二次電流
ｉ2が整流され、出力電圧Ｖout が出力される。

【００２０】すなわち、図７に示す従来例では、ベース
・ドライバ用電流源４５によって常に一定値のベース電
流ＩB を供給していた。それに対して、本実施例では、
掛算器１２により、デュ−ティ比dutyと入力電圧Ｖinと
の掛け合わせ演算を行い、最適なベース電流ＩB を生成
して供給している。

【００２１】つまり、トランジスタ４４の定常損失は、
前記オン電圧損失とベース損失とベースドライブ
損失との合計値になり、前記式（１）〜（３）の和であ
る式（４）によって表される。

【００２２】 定常損失＝（ＶCEsat ・ＩC ＋Ｖin・ＩB ）duty ……式（４） ところで、ベース電流ＩB とコレクタ・エミッタ間飽和
電圧ＶCEsat には、ＩB を増せばＶCEsat が減るという
関係がある。そのため、式（４）の一項目と二項目は、
図２に示すようなトレードオフ関係がある。ゆえに、コ
レクタ電流ＩCに対する最適なベース電流ＩB の比、つ
まり電流増幅率ｈfeが存在する。この電流増幅率ｈfeを
一定に保つことにより、入力電圧Ｖinによらずに最適な
ベース電流ＩB を得る操作を掛算器１２によって実現し
ているわけである。

【００２３】その結果、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖ
out の全ての範囲において、式（４）に示す定常損失を
最小にすることができ、スイッチングレギュレータの電
圧変換効率を高めることができる。

【００２４】図３に、掛算器１２の一例の内部回路を示
す。この掛算器１２は、カレントミラー負荷２１を備え
た差動回路２２と、カレントミラー負荷２３を備えた差
動回路２４と、カレントミラー回路２５，２６とによっ
て構成される差動２段増幅器である。尚、この掛算器１
２は、広く用いられている一般的な掛け算回路であるた
め、構成および動作原理の詳細については説明を省略す
る。

【００２５】次に、掛算器１２によるベース電流ＩB の
生成動作について説明する。不連続モードでは、トラン
ジスタ４４がオンした瞬間の一次電流ｉ1 が０Ａである
ので、一次電流ｉ1 のピーク値ｉ1Pは、トランス４７の
一次インダクタスをＬP 、トランジスタ４４のスイッチ
ング周期をＴ、トランジスタ４４のオン時間をｔonとす
ると、式（５）に示すようになる。

【００２６】 ｉ1P＝ｔon・Ｖin／ＬP ＝（Ｔ／ＬP ）（ｔon／Ｔ）Ｖin ＝（Ｔ／ＬP ）duty・Ｖin ……式（５） ここで、一次インダクタスＬP とスイッチング周期Ｔと
は定数であるため、図４に示すように、ピーク値ｉ1P
は、デュ−ティ比dutyと入力電圧Ｖinと定数（Ｔ／ＬP
）との積で表されることになる。そこで、式（６）に
示すように、このピーク値ｉ1Pを最適な電流増幅率ｈfe
で除算した値である最適なベースＩB をトランジスタ４
４に供給すれば、式（４）に示す定常損失は最小にな
る。

【００２７】 ＩB ＝ｉ1P／ｈfe＝（Ｔ／ＬP ・ｈfe）duty・Ｖin ……式（６） ここで、電流増幅率ｈfeも一定値すなわち定数として扱
うと、ベースＩB の最適値も、デュ−ティ比dutyと入力
電圧Ｖinと定数（Ｔ／ＬP ・ｈfe）との積で表されるこ
とになる。

【００２８】この式（６）に示す掛け合わせ演算を掛算
器１２が行うことにより、最適なベース電流ＩB を生成
しているわけである。ところで、デュ−ティ比dutyは誤
差アンプ４１の出力に比例しており、式（７）に示すよ
うになる。

【００２９】 duty＝（ＶREFH−ＶEA）／（ＶREFH−ＶREFL） ……式（７） 掛算器１２に供給される電流ＩA は差動回路２２の差動
入力の差電圧をエミッタ抵抗ＲE で除算したものである
から、式（８）が成り立つ。

【００３０】 ＩA ≧（ＶREFH−ＶEA）／ＲE ＝duty（ＶREFH−ＶREFL）／ＲE ……式（８） この式（８）から、電流ＩA はデュ−ティ比dutyに比例
していることがわかる。

【００３１】一方、カレントミラー回路２５には、入力
電圧Ｖinを抵抗ＲB で除算した電流が供給される。その
ため、掛算器１２から出力されるベース電流ＩB は、掛
算器１２のゲインをＡとすると、式（９）に示すように
なる。

【００３２】 ＩB ＝｛duty（ＶREFH−ＶREFL）／ＲE ｝Ｖin・Ａ／ＲB ……式（９） よって、式（６）および式（９）から、式（１０）に示
すゲインＡになるように掛算器１２を設計すれば、ベー
ス電流ＩB が最適になり、式（４）に示す定常損失が最
小に保たれることになる。

【００３３】 Ａ＝（Ｔ／ＬP ・ｈfe）（ＲE ・ＲB ）／（ＶREFH−ＶREFL）……式（１０） このように、本実施例においては、掛算器１２を設ける
だけの簡単な構成によって電力損失を最小にすることが
できる。また、掛算器１２によるベース電流ＩB の制御
は容易かつ確実であるため、良好な制御性によって電力
損失の低減を図ることができる。

【００３４】（第２実施例）以下、本発明を連続モード
のスイッチングレギュレータに具体化した第２実施例を
図５および図６に従って説明する。

【００３５】尚、本実施例において、図１〜図４に示し
た第１実施例と同じ構成については符号を等しくしてそ
の詳細な説明を省略する。図５に、本実施例のスイッチ
ングレギュレータのブロック回路図を示す。

【００３６】図５において、図１と異なるのは、掛算器
１２の出力に一定電流Ｉr を供給する（加算する）定電
流回路３１が接続されている点だけである。この定電流
回路３１は、入力電圧Ｖinに接続され、一定電流Ｉr を
生成するようになっている。

【００３７】ところで、連続モードとは、トランス４７
の一次側に蓄積された誘起電力が、トランジスタ４４の
スイッチングの一周期毎に完全に二次側には放出されな
いようなスイッチングレギュレータの動作モードであ
る。すなわち、不連続モードでは、トランジスタ４４が
オンした瞬間の一次電流ｉ1 が０Ａではないため、図６
に示すように、一次電流ｉ1 にオフセット電流ＩO がつ
いたものと考えればよい。

【００３８】従って、連続モードのスイッチングレギュ
レータを具体化するには、第１実施例に対して、図５に
示すように、定電流回路３１により掛算器１２の出力に
一定電流Ｉr を供給することにより、一次電流ｉ1 にオ
フセット電流ＩO がつくようにすればよいわけである。

【００３９】尚、その他の動作については、本実施例と
第１実施例とは全て同じであり、効果についても同様で
あるので、ここでは説明を省略する。ところで、第１実
施例において、コレクタ電流ＩC が０Ａのときにベース
電流ＩB が０Ａになる設定では、コレクタ電流ＩC が起
動しない可能性がある。そのため、第１実施例において
も、若干のオフセット電流ＩO がつくようにした方が動
作がより安定になり、スイッチングレギュレータをスム
ーズに起動することができる。

【００４０】ちなみに、本発明は上記実施例に限定され
るものではなく、例えば、掛算器１２は図３に示すよう
な回路構成のものである必要はない。また、整流回路４
８は半波整流回路に限らず、全波整流回路やブリッジ整
流回路であってもよい。

【００４１】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、良
好な制御性によって電力損失の低減を図ることが可能な
スイッチングレギュレータを、簡単な回路構成によって
提供することができるという優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を具体化した第１実施例のブロック回路
図である。

【図２】第１実施例の動作を説明するための特性図であ
る。

【図３】掛算器１２の回路図である。

【図４】第１実施例の動作を説明するための特性図であ
る。

【図５】本発明を具体化した第２実施例のブロック回路
図である。

【図６】第２実施例の動作を説明するための特性図であ
る。

【図７】従来例のブロック回路図である。

【符号の説明】

１２…ベース電流設定手段としての掛算器、３１…電流
加算手段としての定電流回路、４１…誤差アンプ、４４
…トランジスタ、４７…スイッチング・トランス、Ｖin
…直流入力電源電圧、Ｖout …直流出力電源電圧、ＩB
…ベース電流、ｉ1 …一次側電流、ｉO …オフセット電
流、

フロントページの続き (72)発明者 立石 哲夫 愛知県刈谷市豊田町２丁目１番地 株式会 社豊田自動織機製作所内 (72)発明者 古賀 浩二 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車 株式会社内

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング・トランスの一次側に接続
   されるトランジスタを制御することにより、当該一次側
   に供給される直流入力電源電圧に対して、スイッチング
   ・トランスの二次側から出力される直流出力電源電圧が
   一定になるようにするスイッチングレギュレータにおい
   て、 直流出力電源電圧に基づいて、前記トランジスタのスイ
   ッチングデュ−ティ比を設定する誤差アンプと、 その誤差アンプの出力と直流入力電源電圧との掛け合わ
   せ演算に基づいて、前記トランジスタの最適なベース電
   流を設定するベース電流設定手段とを備えたことを特徴
   とするスイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】 請求項１記載のスイッチングレギュレー
   タにおいて、前記ベース電流設定手段に所定の電流を加
   算することにより、前記スイッチング・トランスの一次
   側電流に所定のオフセット電流が生じるようにする電流
   加算手段を備えたことを特徴とするスイッチングレギュ
   レータ。