JPH07297874A - ディジタル復調回路 - Google Patents
ディジタル復調回路Info
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- JPH07297874A JPH07297874A JP6086216A JP8621694A JPH07297874A JP H07297874 A JPH07297874 A JP H07297874A JP 6086216 A JP6086216 A JP 6086216A JP 8621694 A JP8621694 A JP 8621694A JP H07297874 A JPH07297874 A JP H07297874A
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- Japan
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- signal
- circuit
- quadrature
- quadrant
- carrier
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル復調回路において、広帯域に亘っ
て精度よく復調する可能とするとともに低コスト化及び
小型化する。 【構成】 象限判定回路２３は直交復調信号の位相平面
上における象限を判定して、判定結果に応じたロードク
ロックを発生する。誤差検出回路２７では、ロードクロ
ックに応じて直交復調信号の振幅値を格納して、振幅値
間の差値を直交乗算回路２５における直交誤差として出
力する。搬送波再生回路２６では、直交誤差に応じて基
準搬送波及び直交搬送波を再生搬送波として生成する。
複素乗算回路２１は再生搬送波に基づいて準同期直交復
調信号を位相同期復調処理する。このようにして、広帯
域に亘って精度よく復調できるばかりでなく低コストで
しかも小型化できる。
て精度よく復調する可能とするとともに低コスト化及び
小型化する。 【構成】 象限判定回路２３は直交復調信号の位相平面
上における象限を判定して、判定結果に応じたロードク
ロックを発生する。誤差検出回路２７では、ロードクロ
ックに応じて直交復調信号の振幅値を格納して、振幅値
間の差値を直交乗算回路２５における直交誤差として出
力する。搬送波再生回路２６では、直交誤差に応じて基
準搬送波及び直交搬送波を再生搬送波として生成する。
複素乗算回路２１は再生搬送波に基づいて準同期直交復
調信号を位相同期復調処理する。このようにして、広帯
域に亘って精度よく復調できるばかりでなく低コストで
しかも小型化できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信に
用いられるディジタル復調回路に関する。
用いられるディジタル復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線通信において用いられる
変調方式としてＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ）が知られている。そして、ＰＳＫ信号として、
例えば、４ＰＳＫ信号があり、この４ＰＳＫ信号を復調
するためのディジタル復調回路では、直交乗算回路を備
えている。この直交乗算回路は、一般に、その直交性を
必要とする周波数帯域全般に亘って維持することが困難
であるため、直交性が保たれるように狭い周波数範囲で
使用されている。つまり、直交乗算回路に備えられたπ
／２移相回路の移相量を広帯域に亘ってπ／２に維持す
ることが困難であるため、直交乗算回路は直交性が保た
れる狭い周波数範囲で使用される。
変調方式としてＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ）が知られている。そして、ＰＳＫ信号として、
例えば、４ＰＳＫ信号があり、この４ＰＳＫ信号を復調
するためのディジタル復調回路では、直交乗算回路を備
えている。この直交乗算回路は、一般に、その直交性を
必要とする周波数帯域全般に亘って維持することが困難
であるため、直交性が保たれるように狭い周波数範囲で
使用されている。つまり、直交乗算回路に備えられたπ
／２移相回路の移相量を広帯域に亘ってπ／２に維持す
ることが困難であるため、直交乗算回路は直交性が保た
れる狭い周波数範囲で使用される。
【０００３】ところで、広い周波数範囲に亘って正確に
復調動作を行うため、π／２移相回路の移相量を補正し
て、これによって、直交乗算回路の直交性を自動的に補
正するようにしたディジタル復調回路が知られている
（例えば、特開平２−１４９１５５号公報）。
復調動作を行うため、π／２移相回路の移相量を補正し
て、これによって、直交乗算回路の直交性を自動的に補
正するようにしたディジタル復調回路が知られている
（例えば、特開平２−１４９１５５号公報）。
【０００４】ここで、図６を参照して、従来のディジタ
ル復調回路について概説する。
ル復調回路について概説する。
【０００５】図示のディジタル復調回路は直交乗算回路
１０を備えており、この直交乗算回路１０には受信被変
調信号が与えられる。この受信被変調信号としては、例
えば、ＱＡＭ信号又はＰＳＫ信号があるが、ここで、受
信被変調信号がＰＳＫ信号（４ＰＳＫ信号）である場合
について説明する。
１０を備えており、この直交乗算回路１０には受信被変
調信号が与えられる。この受信被変調信号としては、例
えば、ＱＡＭ信号又はＰＳＫ信号があるが、ここで、受
信被変調信号がＰＳＫ信号（４ＰＳＫ信号）である場合
について説明する。
【０００６】直交乗算回路１０において、受信被変調信
号は乗算回路１１及び１２に与えられる。乗算回路１１
にはシンセサイザー１３から準同期搬送波信号が与えら
れる。この準同期搬送波信号は受信被変調信号の搬送波
に準同期した周波数を有する。乗算器１１では受信被変
調信号と準同期搬送波信号との乗算を行って、つまり、
準同期直交復調を行って準同期復調信号Ｐ，を送出す
る。
号は乗算回路１１及び１２に与えられる。乗算回路１１
にはシンセサイザー１３から準同期搬送波信号が与えら
れる。この準同期搬送波信号は受信被変調信号の搬送波
に準同期した周波数を有する。乗算器１１では受信被変
調信号と準同期搬送波信号との乗算を行って、つまり、
準同期直交復調を行って準同期復調信号Ｐ，を送出す
る。
【０００７】前述の準同期搬送波信号ははπ／２移相回
路１４に与えられ、ここで、π／２位相がずらされてπ
／２移相搬送波信号として可変移相回路１５に与えられ
る。移相搬送波信号は後述するようにして可変移相回路
１５において、位相制御されて制御搬送波信号として乗
算器１２に与えられる。乗算器１２では受信被変調信号
と制御搬送波信号との乗算を行って、つまり、準同期直
交復調を行って準同期復調信号Ｑ，を送出する。
路１４に与えられ、ここで、π／２位相がずらされてπ
／２移相搬送波信号として可変移相回路１５に与えられ
る。移相搬送波信号は後述するようにして可変移相回路
１５において、位相制御されて制御搬送波信号として乗
算器１２に与えられる。乗算器１２では受信被変調信号
と制御搬送波信号との乗算を行って、つまり、準同期直
交復調を行って準同期復調信号Ｑ，を送出する。
【０００８】これら準同期復調信号Ｐ，及びＱ，はそれ
ぞれ低域濾波回路１６及び１７を介してＡ／Ｄ変換回路
１８及び１９に与えられる。そして、準同期復調信号Ｐ
，及びＱ，はそれぞれＡ／Ｄ変換回路１８及び１９でデ
ィジタル信号に変換されて、搬送波再生復調回路２０に
与えられる。
ぞれ低域濾波回路１６及び１７を介してＡ／Ｄ変換回路
１８及び１９に与えられる。そして、準同期復調信号Ｐ
，及びＱ，はそれぞれＡ／Ｄ変換回路１８及び１９でデ
ィジタル信号に変換されて、搬送波再生復調回路２０に
与えられる。
【０００９】直交乗算回路１０において、受信被変調信
号は乗算回路１１及び１２に与えられる。乗算回路１１
にはシンセサイザー１３から準同期搬送波信号が与えら
れる。この準同期搬送波信号は受信被変調信号の搬送波
に準同期した周波数を有する。乗算器１１では受信被変
調信号と準同期搬送波信号との乗算を行って、つまり、
準同期直交復調を行って準同期復調信号Ｐ，を送出す
る。
号は乗算回路１１及び１２に与えられる。乗算回路１１
にはシンセサイザー１３から準同期搬送波信号が与えら
れる。この準同期搬送波信号は受信被変調信号の搬送波
に準同期した周波数を有する。乗算器１１では受信被変
調信号と準同期搬送波信号との乗算を行って、つまり、
準同期直交復調を行って準同期復調信号Ｐ，を送出す
る。
【００１０】前述の準同期搬送波信号ははπ／２移相回
路１４に与えられ、ここで、π／２位相がずらされてπ
／２移相搬送波信号として可変移相回路１５に与えられ
る。移相搬送波信号は後述するようにして可変移相回路
１５において、位相制御されて制御搬送波信号として乗
算器１２に与えられる。乗算器１２では受信被変調信号
と制御搬送波信号との乗算を行って、つまり、準同期直
交復調を行って準同期復調信号Ｑ，を送出する。
路１４に与えられ、ここで、π／２位相がずらされてπ
／２移相搬送波信号として可変移相回路１５に与えられ
る。移相搬送波信号は後述するようにして可変移相回路
１５において、位相制御されて制御搬送波信号として乗
算器１２に与えられる。乗算器１２では受信被変調信号
と制御搬送波信号との乗算を行って、つまり、準同期直
交復調を行って準同期復調信号Ｑ，を送出する。
【００１１】搬送波再生復調回路２０は複素乗算回路２
１及び搬送波再生回路２２を備えており、複素乗算回路
２１は、搬送波再生回路２２からの再生搬送波信号に応
じてＡ／Ｄ変換回路１８及び１９から与えられるディジ
タル信号を同期復調して、直交復調信号Ｐ及びＱを出力
する。そして、これら直交復調信号Ｐ及びＱは、搬送波
再生のため搬送波再生回路２２に与えられるとともに復
調信号として出力される。また、上述の直交復調信号Ｐ
及びＱは象限判定回路２３に与えられ、さらに、直交復
調信号Ｑは誤差検出回路２４に与えられる。
１及び搬送波再生回路２２を備えており、複素乗算回路
２１は、搬送波再生回路２２からの再生搬送波信号に応
じてＡ／Ｄ変換回路１８及び１９から与えられるディジ
タル信号を同期復調して、直交復調信号Ｐ及びＱを出力
する。そして、これら直交復調信号Ｐ及びＱは、搬送波
再生のため搬送波再生回路２２に与えられるとともに復
調信号として出力される。また、上述の直交復調信号Ｐ
及びＱは象限判定回路２３に与えられ、さらに、直交復
調信号Ｑは誤差検出回路２４に与えられる。
【００１２】象限判定回路２３では、位相平面におい
て、直交復調信号Ｐ及びＱで表される受信信号ベクトル
（信号点）が第１又は第２象限に属していると判定する
と、ロードクロックを誤差検出回路２４に与える。具体
的には、信号点が第１の象限に属している際には、象限
判定回路２３は第１のロードクロックを送出し、信号点
が第２の象限に属している際には、象限判定回路２３は
第２のロードクロックを送出する。言い換えると、象限
判定回路２３では、第１象限又は第２象限にある受信信
号ベクトルを判定して、両方象限における基準軸上の信
号点に対応したロードクロックを発生する。
て、直交復調信号Ｐ及びＱで表される受信信号ベクトル
（信号点）が第１又は第２象限に属していると判定する
と、ロードクロックを誤差検出回路２４に与える。具体
的には、信号点が第１の象限に属している際には、象限
判定回路２３は第１のロードクロックを送出し、信号点
が第２の象限に属している際には、象限判定回路２３は
第２のロードクロックを送出する。言い換えると、象限
判定回路２３では、第１象限又は第２象限にある受信信
号ベクトルを判定して、両方象限における基準軸上の信
号点に対応したロードクロックを発生する。
【００１３】ところで、誤差検出回路２４は第１及び第
２のシフトレジスタ（図示せず）と減算回路（図示せ
ず）を備えており、第１及び第２のレジスタは直交復調
信号Ｑをそれぞれ第１及び第２のロードクロックに応じ
て格納する。基準軸がＱ軸である場合には、第１及び第
２のシフトレジスタに格納される信号値（振幅値）は同
一であるが、基準軸がＱ軸からずれてＱ，軸になると、
第１及び第２のシフトレジスタに格納される信号値は互
いに異なることになる。
２のシフトレジスタ（図示せず）と減算回路（図示せ
ず）を備えており、第１及び第２のレジスタは直交復調
信号Ｑをそれぞれ第１及び第２のロードクロックに応じ
て格納する。基準軸がＱ軸である場合には、第１及び第
２のシフトレジスタに格納される信号値（振幅値）は同
一であるが、基準軸がＱ軸からずれてＱ，軸になると、
第１及び第２のシフトレジスタに格納される信号値は互
いに異なることになる。
【００１４】減算回路では第１及び第２のシフトレジス
タの出力値間の差値を求める。この際、前述のように基
準軸がＱ軸であれば、差値は零となる。一方、基準軸が
Ｑ，軸であれば、差値は零とはならない。つまり、直交
位相誤差があることになる。つまり、差値の大きさによ
って直交位相誤差の大きさが表されることになる。そし
て、上記の差値は誤差検出回路２４から可変移相回路１
５に与えられる。可変移相回路１５では差値に基づいて
π／２移相搬送波信号を位相制御して制御搬送波信号を
出力する。
タの出力値間の差値を求める。この際、前述のように基
準軸がＱ軸であれば、差値は零となる。一方、基準軸が
Ｑ，軸であれば、差値は零とはならない。つまり、直交
位相誤差があることになる。つまり、差値の大きさによ
って直交位相誤差の大きさが表されることになる。そし
て、上記の差値は誤差検出回路２４から可変移相回路１
５に与えられる。可変移相回路１５では差値に基づいて
π／２移相搬送波信号を位相制御して制御搬送波信号を
出力する。
【００１５】ここで、可変移相回路１５の動作について
さらに説明する。
さらに説明する。
【００１６】いま、制御搬送波信号と準同期搬送波信号
との位相差がπ／２より小さいと、信号点が第１象限に
属する際の直交復調信号Ｑの振幅値をＱ１、第２象限に
属する際の直交復調信号Ｑの振幅値をＱ２とするした
際、Ｑ１＞Ｑ２となる。この結果、誤差検出回路２４は
正の差値を出力する。一方、制御搬送波信号と準同期搬
送波信号との位相差がπ／２より大きいと、Ｑ１＜Ｑ２
となって、誤差検出回路２４は負の差値を出力する。そ
して、制御搬送波信号と準同期搬送波信号との位相差が
π／２である場合には、直交誤差が零となって、Ｑ１＝
Ｑ２となる。その結果、誤差検出回路２４からの差値は
零となる。つまり、可変移相回路１５は、誤差検出回路
２４から出力される差値が零となるようにπ／２移相搬
送波信号の位相制御を行う。つまり、差値が正であれ
ば、可変移相回路１５は、位相差を増加させるように移
相量を調整し、差値が負であれば、可変移相回路１５
は、位相差を減少させるように移相量を調整する。そし
て、差値が零であると、可変移相回路１５は、現在の移
相量を維持する。このようにして、直交乗算器における
直交誤差を自動的に零に補正するようにしている。
との位相差がπ／２より小さいと、信号点が第１象限に
属する際の直交復調信号Ｑの振幅値をＱ１、第２象限に
属する際の直交復調信号Ｑの振幅値をＱ２とするした
際、Ｑ１＞Ｑ２となる。この結果、誤差検出回路２４は
正の差値を出力する。一方、制御搬送波信号と準同期搬
送波信号との位相差がπ／２より大きいと、Ｑ１＜Ｑ２
となって、誤差検出回路２４は負の差値を出力する。そ
して、制御搬送波信号と準同期搬送波信号との位相差が
π／２である場合には、直交誤差が零となって、Ｑ１＝
Ｑ２となる。その結果、誤差検出回路２４からの差値は
零となる。つまり、可変移相回路１５は、誤差検出回路
２４から出力される差値が零となるようにπ／２移相搬
送波信号の位相制御を行う。つまり、差値が正であれ
ば、可変移相回路１５は、位相差を増加させるように移
相量を調整し、差値が負であれば、可変移相回路１５
は、位相差を減少させるように移相量を調整する。そし
て、差値が零であると、可変移相回路１５は、現在の移
相量を維持する。このようにして、直交乗算器における
直交誤差を自動的に零に補正するようにしている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示す
ディジタル復調回路では、直交乗算回路が備えるπ／２
移相回路における移相量誤差を可変移相回路によってア
ナログ的に補正して、これによって、直交乗算回路の直
交性を維持する必要がある。このため、可変移相回路を
広帯域化しなければならず、加えて、誤差補正のため可
変移相回路を精度よく調整する必要がある。さらに、可
変移相回路はアナログ的に動作する関係上、誤差検出回
路からの出力をアナログに変換するためのアナログ回路
を誤差検出回路内に追加しなければならない。以上のよ
うな点から、従来のディジタル復調回路の場合、コスト
高になるとともに小型が難しいという問題点がある。
ディジタル復調回路では、直交乗算回路が備えるπ／２
移相回路における移相量誤差を可変移相回路によってア
ナログ的に補正して、これによって、直交乗算回路の直
交性を維持する必要がある。このため、可変移相回路を
広帯域化しなければならず、加えて、誤差補正のため可
変移相回路を精度よく調整する必要がある。さらに、可
変移相回路はアナログ的に動作する関係上、誤差検出回
路からの出力をアナログに変換するためのアナログ回路
を誤差検出回路内に追加しなければならない。以上のよ
うな点から、従来のディジタル復調回路の場合、コスト
高になるとともに小型が難しいという問題点がある。
【００１８】本発明の目的は広帯域に亘って精度よく復
調することができ、しかも低コストで小型のディジタル
復調回路を提供することにある。
調することができ、しかも低コストで小型のディジタル
復調回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直交復
調を行う際に用いられ、受信信号を受け該受信信号を準
同期直交復調を行って準同期直交復調信号を生成する直
交乗算手段と、該準同期直交信号を再生搬送波信号に基
づいて同期復調処理して、直交復調信号を出力する搬送
波再生復調手段と、該直交復調信号を受けて信号位相平
面において前記直交復調信号がいずれの象限に属するか
判定して判定信号を生成する象限判定手段と、該判定信
号に基づいて前記直交復調信号の位相誤差を求める誤差
検出手段とを有し、前記搬送波再生復調手段には該位相
誤差と前記直交復調信号に応じて前記再生搬送信号を生
成する搬送波再生手段が備えられていることを特徴とす
るディジタル復調回路が得られる。
調を行う際に用いられ、受信信号を受け該受信信号を準
同期直交復調を行って準同期直交復調信号を生成する直
交乗算手段と、該準同期直交信号を再生搬送波信号に基
づいて同期復調処理して、直交復調信号を出力する搬送
波再生復調手段と、該直交復調信号を受けて信号位相平
面において前記直交復調信号がいずれの象限に属するか
判定して判定信号を生成する象限判定手段と、該判定信
号に基づいて前記直交復調信号の位相誤差を求める誤差
検出手段とを有し、前記搬送波再生復調手段には該位相
誤差と前記直交復調信号に応じて前記再生搬送信号を生
成する搬送波再生手段が備えられていることを特徴とす
るディジタル復調回路が得られる。
【００２０】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明す
る。
る。
【００２１】図１を参照して、図１に示すディジタル復
調回路おいて、図６に示すディジタル復調回路と同一の
構成要素については同一の参照番号を付す。
調回路おいて、図６に示すディジタル復調回路と同一の
構成要素については同一の参照番号を付す。
【００２２】図示のディジタル復調回路は直交乗算回路
２５を備えている。この直交乗算回路２５は、可変移相
回路を備えておらず、他の構成要素については、図６に
示す直交乗算回路１０と同一である。つまり、直交乗算
回路２５においては、π／２移相回路１４からの出力
（π／２移相搬送波信号）が直接、乗算回路１２に与え
られる。
２５を備えている。この直交乗算回路２５は、可変移相
回路を備えておらず、他の構成要素については、図６に
示す直交乗算回路１０と同一である。つまり、直交乗算
回路２５においては、π／２移相回路１４からの出力
（π／２移相搬送波信号）が直接、乗算回路１２に与え
られる。
【００２３】いま、π／２移相回路１４の移相量をπ／
２−θとすると、低域濾波後の準同期復調信号Ｐ，及び
Ｑ，は、それぞれ数１及び数２で表される。
２−θとすると、低域濾波後の準同期復調信号Ｐ，及び
Ｑ，は、それぞれ数１及び数２で表される。
【００２４】
【数１】
【００２５】
【数２】 なお、Δωは受信波の搬送波と準同期搬送波信号の角速
度の差を表す。
度の差を表す。
【００２６】前述のように、低域濾波後の準同期復調信
号Ｐ，及びＱ，はＡ／Ｄ変換されて、ディジタル信号列
に変換される。これらディジタル信号列は、複素乗算器
２１に与えられ、ここで、再生搬送波信号に基づいて、
数３及び数４で示す演算が行われて位相同期処理され、
直交復調信号Ｐ及びＱとして出力される（なお、図１に
示す搬送波再生回路は図６に示す搬送波再生回路２２と
はその機能が異なるので、ここでは、参照番号として２
６を用いる）。
号Ｐ，及びＱ，はＡ／Ｄ変換されて、ディジタル信号列
に変換される。これらディジタル信号列は、複素乗算器
２１に与えられ、ここで、再生搬送波信号に基づいて、
数３及び数４で示す演算が行われて位相同期処理され、
直交復調信号Ｐ及びＱとして出力される（なお、図１に
示す搬送波再生回路は図６に示す搬送波再生回路２２と
はその機能が異なるので、ここでは、参照番号として２
６を用いる）。
【００２７】
【数３】
【００２８】
【数４】 なお、δは後述するアドレスシフト量に対応した移相量
を表す。
を表す。
【００２９】従って、直交復調信号Ｐ及びＱは数１乃至
数４を用いて数５及び数６で表すことができる。
数４を用いて数５及び数６で表すことができる。
【００３０】
【数５】
【００３１】
【数６】 数５及び数６に示す直交復調信号Ｐ及びＱは再生搬送波
信号に基づいて、δがθに等しくなるように、位相同期
処理される結果、実際には、数７及び数８で示すよう
に、符号間干渉が除去された状態で出力されることにな
る。
信号に基づいて、δがθに等しくなるように、位相同期
処理される結果、実際には、数７及び数８で示すよう
に、符号間干渉が除去された状態で出力されることにな
る。
【００３２】
【数７】
【００３３】
【数８】 これら直交復調信号Ｐ及びＱは象限判定回路２３に与え
られ、さらに、直交復調信号Ｐ及びＱが誤差検出回路２
７に与えられる。
られ、さらに、直交復調信号Ｐ及びＱが誤差検出回路２
７に与えられる。
【００３４】ここで、図２を参照して、象限判定回路２
３及び誤差検出回路２７について説明する。なお、この
例では、直交復調信号Ｐの誤差を検出する場合について
説明する。
３及び誤差検出回路２７について説明する。なお、この
例では、直交復調信号Ｐの誤差を検出する場合について
説明する。
【００３５】象限判定回路２３は極性判定回路２３ａ及
び２３ｂを備えており、極性判定回路２３ａには直交復
調信号Ｐが入力信号として与えられる。一方、極性判定
回路２３ｂには直交復調信号Ｑが入力信号として与えら
れる。各及び２３ｂは、その入力信号が正極性である
と、論理１を出力し、一方、入力信号が負極性である
と、論理０を出力する。
び２３ｂを備えており、極性判定回路２３ａには直交復
調信号Ｐが入力信号として与えられる。一方、極性判定
回路２３ｂには直交復調信号Ｑが入力信号として与えら
れる。各及び２３ｂは、その入力信号が正極性である
と、論理１を出力し、一方、入力信号が負極性である
と、論理０を出力する。
【００３６】いま、Ｐ（ｔ）＝１，Ｑ（ｔ）＝−１（つ
まり、第４象限に信号点がある場合）であると、極性判
定回路２３ａは論理１を出力し、極性判定回路２３ｂは
論理０を出力する。図示のように、極性判定回路２３ａ
はＡＮＤゲート２３ｃ及び２３ｄに接続され、極性判定
回路２３ｂはＡＮＤゲート２３ｃに接続されるとともに
インバータ２３ｅを介してＡＮＤゲート２３ｄに接続さ
れているから、ＡＮＤゲート２３ｄの出力が論理１とな
る。
まり、第４象限に信号点がある場合）であると、極性判
定回路２３ａは論理１を出力し、極性判定回路２３ｂは
論理０を出力する。図示のように、極性判定回路２３ａ
はＡＮＤゲート２３ｃ及び２３ｄに接続され、極性判定
回路２３ｂはＡＮＤゲート２３ｃに接続されるとともに
インバータ２３ｅを介してＡＮＤゲート２３ｄに接続さ
れているから、ＡＮＤゲート２３ｄの出力が論理１とな
る。
【００３７】一方、Ｐ（ｔ）＝１，Ｑ（ｔ）＝１（つま
り、第１象限に信号点がある場合）であると、極性判定
回路２３ａ及び２３ｂともには論理１を出力する。この
結果、ＡＮＤゲート２３ｃの出力が論理１となる。
り、第１象限に信号点がある場合）であると、極性判定
回路２３ａ及び２３ｂともには論理１を出力する。この
結果、ＡＮＤゲート２３ｃの出力が論理１となる。
【００３８】誤差検出回路２７はレジスタ２７ａ及び２
７ｂと減算回路２７ｃとを備えており、ＡＮＤゲート２
３ｃの出力が論理１であると、レジスタ２７ａには直交
復調信号Ｐ（ｔ）の振幅値（ディジタルｋビット）が格
納される。一方、ＡＮＤゲート２３ｄの出力が論理１で
あると、レジスタ２７ｂには直交復調信号Ｐ（ｔ）の振
幅値（ディジタルｋビット）が格納される。減算回路２
７ｃはレジスタ２７ａ及び２７ｂの出力を受け、これら
出力の減算を行い誤差（ΔＰ）を出力する。
７ｂと減算回路２７ｃとを備えており、ＡＮＤゲート２
３ｃの出力が論理１であると、レジスタ２７ａには直交
復調信号Ｐ（ｔ）の振幅値（ディジタルｋビット）が格
納される。一方、ＡＮＤゲート２３ｄの出力が論理１で
あると、レジスタ２７ｂには直交復調信号Ｐ（ｔ）の振
幅値（ディジタルｋビット）が格納される。減算回路２
７ｃはレジスタ２７ａ及び２７ｂの出力を受け、これら
出力の減算を行い誤差（ΔＰ）を出力する。
【００３９】上記の誤差（ΔＰ）は、数９で表される
（ただし、数９においては、ｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）は振
幅１とした。）
（ただし、数９においては、ｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）は振
幅１とした。）
【００４０】
【数９】 数９から明らかなように、誤差（ΔＰ）は一部の短い区
間を除いて正の値をとり、概ね、準同期復調信号の搬送
波の位相がｎπ／２（ｎ＝１，３，５，…）の際、最大
値をとることがわかる。つまり、Δωｔ＝ｎπ／２の際
には、数９は数１０で表される。
間を除いて正の値をとり、概ね、準同期復調信号の搬送
波の位相がｎπ／２（ｎ＝１，３，５，…）の際、最大
値をとることがわかる。つまり、Δωｔ＝ｎπ／２の際
には、数９は数１０で表される。
【００４１】
【数１０】 数１０から理解できるように、Δωｔ＝ｎπ／２の場合
には、誤差検出回路２７の出力は直交誤差を表し、それ
以外の位相においては、直交誤差が小さく見積もられる
ことになる。
には、誤差検出回路２７の出力は直交誤差を表し、それ
以外の位相においては、直交誤差が小さく見積もられる
ことになる。
【００４２】なお、図示はしないが、同様にして、直交
復調信号Ｑの誤差を検出する場合についても図２に示す
例と同様に構成できる。この場合には、レジスタ２７ａ
及び２７ｂには直交復調信号Ｑが与えられることにな
る。この際、誤差検出回路２７は、数１１で示す誤差
（ΔＱ）を出力する。
復調信号Ｑの誤差を検出する場合についても図２に示す
例と同様に構成できる。この場合には、レジスタ２７ａ
及び２７ｂには直交復調信号Ｑが与えられることにな
る。この際、誤差検出回路２７は、数１１で示す誤差
（ΔＱ）を出力する。
【００４３】
【数１１】 次に、図３を参照して、本発明で用いられる象限判定回
路２３及び誤差検出回路２７について説明する。
路２３及び誤差検出回路２７について説明する。
【００４４】図３において、図２に示す構成要素と同一
の構成要素について、同一の参照番号を付す。図３にお
いて、象限判定回路２３は、さらにＡＮＤゲート２３ｆ
及びインバータ２３ｇを備えており、同様に、誤差検出
回路２７は、さらにレジスタ２７ｄ及び２７ｅ、減算回
路２７ｆ、及び加算回路２７ｇとを備えている。図示の
誤差検出回路２７においては、レジスタ２７ａ及び２７
ｂと減算回路２７ｃとによってＰ誤差検出部２７１が構
成され、レジスタ２７ｄ及び２７ｅと減算回路２７ｆと
によってＱ誤差検出部２７２が構成される。
の構成要素について、同一の参照番号を付す。図３にお
いて、象限判定回路２３は、さらにＡＮＤゲート２３ｆ
及びインバータ２３ｇを備えており、同様に、誤差検出
回路２７は、さらにレジスタ２７ｄ及び２７ｅ、減算回
路２７ｆ、及び加算回路２７ｇとを備えている。図示の
誤差検出回路２７においては、レジスタ２７ａ及び２７
ｂと減算回路２７ｃとによってＰ誤差検出部２７１が構
成され、レジスタ２７ｄ及び２７ｅと減算回路２７ｆと
によってＱ誤差検出部２７２が構成される。
【００４５】前述のように、Ｐ（ｔ）＝１，Ｑ（ｔ）＝
−１であると、ＡＮＤゲート２３ｄの出力が論理１とな
り、Ｐ（ｔ）＝１，Ｑ（ｔ）＝１であると、ＡＮＤゲー
ト２３ｃの出力が論理１となる。さらに、Ｐ（ｔ）＝−
１，Ｑ（ｔ）＝１（つまり、第２象限に信号点がある
と）であると、ＡＮＤゲート２３ｆの出力は論理１とな
る。
−１であると、ＡＮＤゲート２３ｄの出力が論理１とな
り、Ｐ（ｔ）＝１，Ｑ（ｔ）＝１であると、ＡＮＤゲー
ト２３ｃの出力が論理１となる。さらに、Ｐ（ｔ）＝−
１，Ｑ（ｔ）＝１（つまり、第２象限に信号点がある
と）であると、ＡＮＤゲート２３ｆの出力は論理１とな
る。
【００４６】ＡＮＤゲート２３ｃの出力が論理１となる
と、レジスタ２７ａ及び２７ｄにそれぞれ直交復調信号
Ｐ（ｔ）及びＱ（ｔ）の振幅値が格納される。ＡＮＤゲ
ート２３ｄの出力が論理１となると、レジスタ２７ｂ直
交復調信号Ｐ（ｔ）の振幅値が格納される。そして、Ａ
ＮＤゲート２３ｆの出力が論理１となると、レジスタ２
７ｅ直交復調信号Ｑ（ｔ）の振幅値が格納される。減算
回路２７ｃはレジスタ２７ａ及び２７ｂの出力を受け、
これら出力の減算を行い、誤差（ΔＰ）を出力する。同
様にして、減算回路２７ｆはレジスタ２７ｄ及び２７ｅ
の出力を受け、これら出力の減算を行い、誤差（ΔＱ）
を出力する。これら、誤差ΔＰ及びΔＱは加算回路２７
ｇに与えられ、ここで加算される。そして、加算回路２
７ｇからは差値として（ΔＰ＋ΔＱ）が出力され、搬送
波再生回路２６に与えられる。つまり、図３に示す誤差
検出回路２７からは、数１２で表す差値が出力される。
と、レジスタ２７ａ及び２７ｄにそれぞれ直交復調信号
Ｐ（ｔ）及びＱ（ｔ）の振幅値が格納される。ＡＮＤゲ
ート２３ｄの出力が論理１となると、レジスタ２７ｂ直
交復調信号Ｐ（ｔ）の振幅値が格納される。そして、Ａ
ＮＤゲート２３ｆの出力が論理１となると、レジスタ２
７ｅ直交復調信号Ｑ（ｔ）の振幅値が格納される。減算
回路２７ｃはレジスタ２７ａ及び２７ｂの出力を受け、
これら出力の減算を行い、誤差（ΔＰ）を出力する。同
様にして、減算回路２７ｆはレジスタ２７ｄ及び２７ｅ
の出力を受け、これら出力の減算を行い、誤差（ΔＱ）
を出力する。これら、誤差ΔＰ及びΔＱは加算回路２７
ｇに与えられ、ここで加算される。そして、加算回路２
７ｇからは差値として（ΔＰ＋ΔＱ）が出力され、搬送
波再生回路２６に与えられる。つまり、図３に示す誤差
検出回路２７からは、数１２で表す差値が出力される。
【００４７】
【数１２】 このように、Ｐ（ｔ）とＱ（ｔ）両者の誤差を加算する
ことによって、誤差検出回路２７からの出力（差値）は
時間的に変化せず、すべての位相において直交誤差を表
すことになる。
ことによって、誤差検出回路２７からの出力（差値）は
時間的に変化せず、すべての位相において直交誤差を表
すことになる。
【００４８】図４を参照して、搬送波再生回路２６につ
いて説明する。
いて説明する。
【００４９】搬送波再生回路２６は、位相誤差検出回路
２６ａを備えており、位相誤差検出回路２６ａでは直交
復調信号Ｐ及びＱを受けて、再生搬送波の位相に対応し
たアドレス（第１のアドレス）と再生搬送波の位相より
π／２遅れた位相に対応するアドレス（第２のアドレ
ス）とを交互にアドレス列として発生する。これらアド
レス列はマルチプレクサ２６ｂ及びアドレスシフト回路
２６ｃに与えられる。
２６ａを備えており、位相誤差検出回路２６ａでは直交
復調信号Ｐ及びＱを受けて、再生搬送波の位相に対応し
たアドレス（第１のアドレス）と再生搬送波の位相より
π／２遅れた位相に対応するアドレス（第２のアドレ
ス）とを交互にアドレス列として発生する。これらアド
レス列はマルチプレクサ２６ｂ及びアドレスシフト回路
２６ｃに与えられる。
【００５０】ここで、図５を参照して、アドレスシフト
回路２６ｃは位相アドレス変換回路２６１を備えてお
り、位相アドレス変換回路２６１は誤差検出回路２７か
らの差値を受けて、差値に対応するアドレスの差分（ア
ドレス差分値）に変換する。アキュームレータ２６２に
は、アドレスシフト量δが格納されており、加算回路２
６３でアドレス差分値とアドレスシフト量が加算され、
この加算結果が再びアドレスシフト量としてアキューム
レータ２６２に格納される。加算回路２６４では、アキ
ュームレータ２６２からのアドレスシフト量と位相誤差
検出回路２６ａから与えられるアドレス列とを加算し
て、加算アドレス列としてマルチプレクサ２６ｂに与え
られる。
回路２６ｃは位相アドレス変換回路２６１を備えてお
り、位相アドレス変換回路２６１は誤差検出回路２７か
らの差値を受けて、差値に対応するアドレスの差分（ア
ドレス差分値）に変換する。アキュームレータ２６２に
は、アドレスシフト量δが格納されており、加算回路２
６３でアドレス差分値とアドレスシフト量が加算され、
この加算結果が再びアドレスシフト量としてアキューム
レータ２６２に格納される。加算回路２６４では、アキ
ュームレータ２６２からのアドレスシフト量と位相誤差
検出回路２６ａから与えられるアドレス列とを加算し
て、加算アドレス列としてマルチプレクサ２６ｂに与え
られる。
【００５１】アドレスシフト量δの更新は、数１０及び
数１２によって、次のようにして行う。
数１２によって、次のようにして行う。
【００５２】δ（更新後）＝δ（更新前）＋誤差検出回
路２７の出力／２ マルチプレクサ２６ｂではアドレス列及び加算アドレス
列を選択的に選択アドレス列として出力する。つまり、
マルチプレクサ２６ｂからは所定のタイミングでアドレ
ス列及び加算アドレス列が選択的に出力されることにな
る。
路２７の出力／２ マルチプレクサ２６ｂではアドレス列及び加算アドレス
列を選択的に選択アドレス列として出力する。つまり、
マルチプレクサ２６ｂからは所定のタイミングでアドレ
ス列及び加算アドレス列が選択的に出力されることにな
る。
【００５３】上記の選択アドレス列はサイン／コサイン
ＲＯＭ２６ｄに与えられる。サイン／コサインＲＯＭ２
６ｄには一周期を越えるサイン波形データ及びコサイン
波形データがそれぞれ個別にアドレスに対応して格納さ
れている。つまり、サイン／コサインＲＯＭ２６ｄは一
周期分のサイン波形データ及びコサイン波形データをそ
れぞれ個別のアドレスに対応させて格納するとともにア
ドレスシフトに対応するための波形データも格納されて
いる。
ＲＯＭ２６ｄに与えられる。サイン／コサインＲＯＭ２
６ｄには一周期を越えるサイン波形データ及びコサイン
波形データがそれぞれ個別にアドレスに対応して格納さ
れている。つまり、サイン／コサインＲＯＭ２６ｄは一
周期分のサイン波形データ及びコサイン波形データをそ
れぞれ個別のアドレスに対応させて格納するとともにア
ドレスシフトに対応するための波形データも格納されて
いる。
【００５４】サイン／コサインＲＯＭ２６ｄからは選択
アドレス列に応じてサイン波形データ及びコサイン波形
データが選択的に読み出される。前述のように、アドレ
ス列には第１及び第２のアドレスが含まれており、これ
に対応して、加算アドレス列にも第１及び第２のシフト
アドレスが含まれることなる。この結果、サイン／コサ
インＲＯＭ２６ｄは第１乃至第４の再生搬送波データが
読み出されることになり、これらは、それぞれラッチ回
路２６ｅ乃至２６ｈでラッチされ、再生搬送波信号とし
て複素乗算回路２１に与えられる。そして、複素乗算回
路２１では再生搬送波信号に基づいて位相処理を行い、
直交復調信号Ｐ及びＱを出力する。
アドレス列に応じてサイン波形データ及びコサイン波形
データが選択的に読み出される。前述のように、アドレ
ス列には第１及び第２のアドレスが含まれており、これ
に対応して、加算アドレス列にも第１及び第２のシフト
アドレスが含まれることなる。この結果、サイン／コサ
インＲＯＭ２６ｄは第１乃至第４の再生搬送波データが
読み出されることになり、これらは、それぞれラッチ回
路２６ｅ乃至２６ｈでラッチされ、再生搬送波信号とし
て複素乗算回路２１に与えられる。そして、複素乗算回
路２１では再生搬送波信号に基づいて位相処理を行い、
直交復調信号Ｐ及びＱを出力する。
【００５５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、直交
乗算回路の出力に直交誤差が生じても搬送波再生回路に
よって自動的に直交誤差が補正されて符号間干渉が除去
されるから、広帯域に亘って精度よく復調できるという
効果がある。
乗算回路の出力に直交誤差が生じても搬送波再生回路に
よって自動的に直交誤差が補正されて符号間干渉が除去
されるから、広帯域に亘って精度よく復調できるという
効果がある。
【００５６】さらに、本発明では、直交乗算回路に可変
位相回路を備えることなく、また、補正をディジタル的
に行っているから、別にアナログ回路を備える必要がな
く、また、π／２移相回路の調整を厳密に行う必要がな
いから、低コストでしかも小型化を達成できる。
位相回路を備えることなく、また、補正をディジタル的
に行っているから、別にアナログ回路を備える必要がな
く、また、π／２移相回路の調整を厳密に行う必要がな
いから、低コストでしかも小型化を達成できる。
【図１】本発明によるディジタル復調回路の一実施例を
示すブロックである。
示すブロックである。
【図２】図１に示す象限判定回路及び誤差検出回路の一
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図３】図１に示す象限判定回路及び誤差検出回路の他
の例を示すブロック図である。
の例を示すブロック図である。
【図４】図１に示す搬送波再生回路の一例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】図４に示すアドレスシフト回路の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図６】従来のディジタル復調回路を示すブロック図で
ある。
ある。
１０，２５ 直交乗算回路 １１，１２ 乗算回路 １３ シンセサイザー １４ π／２移相回路 １５ 可変移相回路 １６，１７ 低域濾波回路 １８，１９ Ａ／Ｄ変換回路 ２０ 搬送波再生復調回路 ２１ 複素乗算回路 ２２，２６ 搬送波再生回路 ２３ 象限判定回路 ２４，２７ 誤差検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年８月１０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４０】
【数９】 数９から明らかなように、誤差（ΔＰ）は一部の短い区
間を除いてθ−δの符号に応じて正又は負の値をとり、
概ね、準同期復調信号の搬送波の位相がｎπ／２（ｎ＝
１，３，５，…）の際、その振幅が最大値をとることが
わかる。つまり、Δωｔ＝ｎπ／２の際には、数９は数
１０で表される。
間を除いてθ−δの符号に応じて正又は負の値をとり、
概ね、準同期復調信号の搬送波の位相がｎπ／２（ｎ＝
１，３，５，…）の際、その振幅が最大値をとることが
わかる。つまり、Δωｔ＝ｎπ／２の際には、数９は数
１０で表される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５０】ここで、図５を参照して、アドレスシフト
回路２６ｃは位相アドレス変換回路２６１を備えてお
り、位相アドレス変換回路２６１は誤差検出回路２７か
らの差値を受けて、差値に対応するアドレスの差分（ア
ドレス差分値）に変換する。アキュームレータ２６２に
は、前述δに対応したアドレスシフト量が格納されてお
り、加算回路２６３でアドレス差分値とアドレスシフト
量が加算され、この加算結果が再びアドレスシフト量と
してアキュームレータ２６２に格納される。加算回路２
６４では、アキュームレータ２６２からのアドレスシフ
ト量と位相誤差検出回路２６ａから与えられるアドレス
列とを加算して、加算アドレス列としてマルチプレクサ
２６ｂに与えられる。
回路２６ｃは位相アドレス変換回路２６１を備えてお
り、位相アドレス変換回路２６１は誤差検出回路２７か
らの差値を受けて、差値に対応するアドレスの差分（ア
ドレス差分値）に変換する。アキュームレータ２６２に
は、前述δに対応したアドレスシフト量が格納されてお
り、加算回路２６３でアドレス差分値とアドレスシフト
量が加算され、この加算結果が再びアドレスシフト量と
してアキュームレータ２６２に格納される。加算回路２
６４では、アキュームレータ２６２からのアドレスシフ
ト量と位相誤差検出回路２６ａから与えられるアドレス
列とを加算して、加算アドレス列としてマルチプレクサ
２６ｂに与えられる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５１】以上により、前述δの更新は、数１０及び
数１２によって、次のようにして行う。
数１２によって、次のようにして行う。
Claims (5)
- 【請求項１】 直交復調を行う際に用いられ、受信信号
を受け該受信信号を準同期直交復調を行って準同期直交
復調信号を生成する直交乗算手段と、該準同期直交信号
を再生搬送波信号に基づいて同期復調処理して、直交復
調信号を出力する搬送波再生復調手段と、該直交復調信
号を受けて信号位相平面において前記直交復調信号がい
ずれの象限に属するか判定して判定信号を生成する象限
判定手段と、該判定信号に基づいて前記直交復調信号の
位相誤差を求める誤差検出手段とを有し、前記搬送波再
生復調手段には該位相誤差と前記直交復調信号に応じて
前記再生搬送信号を生成する搬送波再生手段が備えられ
ていることを特徴とするディジタル復調回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載されたディジタル復調回
路において、前記準同期直交信号をディジタル信号列に
変換する変換手段を備えており、前記準同期直交信号は
前記ディジタル信号列として前記搬送波再生復調手段に
与えられるようにしたことを特徴とするディジタル復調
回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載されたディジタル復調回
路において、前記直交乗算手段は、搬送波周波数に準同
期した準同期搬送波信号を発生する発振手段と、該準同
期搬送波信号の位相をπ／２移相して移相搬送波信号を
生成する移相手段と、前記受信信号及び前記準同期搬送
波信号が与えられ前記準同期直交復調信号の第１の信号
成分を生成する第１の乗算手段と、前記受信信号及び前
記移相搬送波信号が与えられ前記準同期直交復調信号の
第２の信号成分を生成する第２の乗算手段とを有するこ
とを特徴とするディジタル復調回路。 - 【請求項４】 請求項２に記載されたディジタル復調回
路において、前記象限判定手段は、前記直交復調信号に
応じて信号位相平面上の少なくとも第１象限と第２象限
又は第１象限と第４象限のいずれか一方の組み合わせに
係わる象限を判定して、該判定された組み合わせ象限に
おける軸に投影された信号点に対応して前記判定信号と
してロードクロック信号を発生するようにしたことを特
徴するディジタル復調回路。 - 【請求項５】 請求項４に記載されたディジタル復調回
路において、前記誤差検出手段は、前記ディジタル信号
列は第１及び第２の信号成分を備えており、該第１及び
該第２の信号成分のうち少なくとも一方であって前記象
限判定手段によって判定対象とされた前記組み合わせ象
限における前記軸に対応した信号成分を受けて該軸に投
影される各信号点の振幅値を前記ロードクロック信号に
応じて格納振幅値として格納した後、該格納振幅値間の
差値を求めて該差値に応じて前記位相誤差を生成するよ
うにしたことを特徴とするディジタル復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6086216A JP2853728B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | ディジタル復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6086216A JP2853728B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | ディジタル復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07297874A true JPH07297874A (ja) | 1995-11-10 |
| JP2853728B2 JP2853728B2 (ja) | 1999-02-03 |
Family
ID=13880594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6086216A Expired - Fee Related JP2853728B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | ディジタル復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2853728B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7027529B1 (en) | 1999-09-13 | 2006-04-11 | Fujitsu Limited | Demodulation method and demodulation apparatus |
| US7456683B2 (en) | 2005-06-09 | 2008-11-25 | Panasonic Corporation | Amplitude error compensating device and quadrature skew error compensating device |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02146844A (ja) * | 1988-11-28 | 1990-06-06 | Nec Corp | 直交位相誤差検出回路 |
| JPH02149155A (ja) * | 1988-11-30 | 1990-06-07 | Nec Corp | ディジタル復調回路 |
| JPH0690265A (ja) * | 1992-09-08 | 1994-03-29 | Fujitsu Ltd | 準同期検波復調部 |
-
1994
- 1994-04-25 JP JP6086216A patent/JP2853728B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02146844A (ja) * | 1988-11-28 | 1990-06-06 | Nec Corp | 直交位相誤差検出回路 |
| JPH02149155A (ja) * | 1988-11-30 | 1990-06-07 | Nec Corp | ディジタル復調回路 |
| JPH0690265A (ja) * | 1992-09-08 | 1994-03-29 | Fujitsu Ltd | 準同期検波復調部 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7027529B1 (en) | 1999-09-13 | 2006-04-11 | Fujitsu Limited | Demodulation method and demodulation apparatus |
| US7456683B2 (en) | 2005-06-09 | 2008-11-25 | Panasonic Corporation | Amplitude error compensating device and quadrature skew error compensating device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2853728B2 (ja) | 1999-02-03 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19981021 |
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