JP2964196B2 - ディジタル直交検波復調器 - Google Patents
ディジタル直交検波復調器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、位相，振幅またはその
両方によって情報を伝送する変調波信号を復調するため
のディジタル直交検波復調器に関し、特にｎ相位相変調
波または振幅変調波等からなる中間周波数信号を直接サ
ンプルして得られたデータに補正を加えることによっ
て、直交した振幅出力または位相出力を得るディジタル
直交検波復調器に関するものである。
両方によって情報を伝送する変調波信号を復調するため
のディジタル直交検波復調器に関し、特にｎ相位相変調
波または振幅変調波等からなる中間周波数信号を直接サ
ンプルして得られたデータに補正を加えることによっ
て、直交した振幅出力または位相出力を得るディジタル
直交検波復調器に関するものである。
【０００２】電気信号または光信号によってデータ伝送
を行う際に、情報によって位相，振幅またはその両方を
変調した信号を伝送し、受信側でこれを検波復調しても
との情報を再現する方法が、一般に用いられている。
を行う際に、情報によって位相，振幅またはその両方を
変調した信号を伝送し、受信側でこれを検波復調しても
との情報を再現する方法が、一般に用いられている。
【０００３】このような、位相，振幅またはその両方に
よって情報を伝送する変調波信号を復調するための検波
復調器においては、変調波信号を直接サンプルして得ら
れたデータに、所要の補正を加えることによって、直交
した振幅出力または位相出力を得られるようにすること
が要望される。
よって情報を伝送する変調波信号を復調するための検波
復調器においては、変調波信号を直接サンプルして得ら
れたデータに、所要の補正を加えることによって、直交
した振幅出力または位相出力を得られるようにすること
が要望される。
【０００４】
【従来の技術】図２４は、従来の検波復調器を例示した
ものであって、１１，１２はミキサ、１３はローカル発
振器、１４は９０°ハイブリッド、１５，１６はローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）、１７，１８はアナログディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）、１９は検波部、２０はビットタイ
ミング再生回路（ＢＴＲ）、２１はクロック発生器、２
２は自動周波数制御部（ＡＦＣ）である。以下各部の名
称を括弧内の略号を用いて説明する。
ものであって、１１，１２はミキサ、１３はローカル発
振器、１４は９０°ハイブリッド、１５，１６はローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）、１７，１８はアナログディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）、１９は検波部、２０はビットタイ
ミング再生回路（ＢＴＲ）、２１はクロック発生器、２
２は自動周波数制御部（ＡＦＣ）である。以下各部の名
称を括弧内の略号を用いて説明する。
【０００５】ミキサ１１，１２は、一方の入力に、中間
周波数（ＩＦ）信号（キャリア周波数ｆc , 位相φ）を
加えられ、他方の入力に、ローカル発振器１３のローカ
ル信号（周波数ｆl ）を、９０°ハイブリッド１４を経
て互いに直交するように移相した信号をそれぞれ加えら
れることによって、両信号の和と差の周波数の信号を発
生するが、ＬＰＦ１５，１６によって和の周波数成分を
除去されるので、差の周波数成分からなる、ｃｏｓ｛２
π（ｆc −ｆl ）＋φ｝，ｓｉｎ｛２π（ｆc−ｆl ）
＋φ｝が、ベースバンド信号としてＬＰＦ１５，１６か
ら出力される。
周波数（ＩＦ）信号（キャリア周波数ｆc , 位相φ）を
加えられ、他方の入力に、ローカル発振器１３のローカ
ル信号（周波数ｆl ）を、９０°ハイブリッド１４を経
て互いに直交するように移相した信号をそれぞれ加えら
れることによって、両信号の和と差の周波数の信号を発
生するが、ＬＰＦ１５，１６によって和の周波数成分を
除去されるので、差の周波数成分からなる、ｃｏｓ｛２
π（ｆc −ｆl ）＋φ｝，ｓｉｎ｛２π（ｆc−ｆl ）
＋φ｝が、ベースバンド信号としてＬＰＦ１５，１６か
ら出力される。
【０００６】Ａ／Ｄ１７，１８は、ＢＴＲ２０からのク
ロックに応じて、ＬＰＦ１５，１６からの、アナログ信
号からなる直交したベースバンド信号成分を、ディジタ
ル信号に変換して検波部１９に入力する。検波部１９で
は、両信号成分に対して同期検波や遅延検波等の所要の
検波復調処理を行って、ＩＦ信号によって伝送されたデ
ータ列ＤＡＴＡを復元する。
ロックに応じて、ＬＰＦ１５，１６からの、アナログ信
号からなる直交したベースバンド信号成分を、ディジタ
ル信号に変換して検波部１９に入力する。検波部１９で
は、両信号成分に対して同期検波や遅延検波等の所要の
検波復調処理を行って、ＩＦ信号によって伝送されたデ
ータ列ＤＡＴＡを復元する。
【０００７】ＢＴＲ２０は、位相同期回路（ＰＬＬ）を
有し、クロック発生器２１からのクロックを分周して、
検波部１９からのデータ列に同期したクロックを発生し
て、Ａ／Ｄ１７，１８に供給する。ＡＦＣ２２は、検波
部１９からのデータ列に同期して、例えばクロック発生
器２１の自動周波数制御を行うことによって、検波部１
９におけるデータ列に対して、クロック発生器２１のク
ロック周波数を同期させる。なお、ＡＦＣ２２は、他の
目的に使用してもよい。またＡ／Ｄ１７，１８は、ＢＴ
Ｒ２０からのクロックによって、データ点においてのみ
変換動作を行うことによって、消費電流の低減を図って
いる。
有し、クロック発生器２１からのクロックを分周して、
検波部１９からのデータ列に同期したクロックを発生し
て、Ａ／Ｄ１７，１８に供給する。ＡＦＣ２２は、検波
部１９からのデータ列に同期して、例えばクロック発生
器２１の自動周波数制御を行うことによって、検波部１
９におけるデータ列に対して、クロック発生器２１のク
ロック周波数を同期させる。なお、ＡＦＣ２２は、他の
目的に使用してもよい。またＡ／Ｄ１７，１８は、ＢＴ
Ｒ２０からのクロックによって、データ点においてのみ
変換動作を行うことによって、消費電流の低減を図って
いる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図２４に示された従来
の検波復調器において、ミキサ１１，１２，ＬＰＦ１
５，１６，９０°ハイブリッド１４，ローカル発振器１
３はアナログ回路であって、それぞれの素子が大きく、
回路規模を縮小する上で不利なだけでなく、調整が困難
であり、かつ安定度の上でも問題がある。
の検波復調器において、ミキサ１１，１２，ＬＰＦ１
５，１６，９０°ハイブリッド１４，ローカル発振器１
３はアナログ回路であって、それぞれの素子が大きく、
回路規模を縮小する上で不利なだけでなく、調整が困難
であり、かつ安定度の上でも問題がある。
【０００９】本発明は、このような従来技術の問題点を
解決しようとするものであって、位相，振幅またはその
両方によって情報を伝送する変調波信号を復調するため
の検波復調器において、入力変調波信号を直接サンプル
して、直交検波成分を取り出すことができるようにする
ことによって、ディジタル回路で構成することができ、
従って回路規模を縮小することが可能な、ディジタル直
交検波復調器を提供することを目的としている。
解決しようとするものであって、位相，振幅またはその
両方によって情報を伝送する変調波信号を復調するため
の検波復調器において、入力変調波信号を直接サンプル
して、直交検波成分を取り出すことができるようにする
ことによって、ディジタル回路で構成することができ、
従って回路規模を縮小することが可能な、ディジタル直
交検波復調器を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル直交
検波復調器は、(1) 周波数ｆc の搬送波の位相と振幅と
の何れか一方または両方により情報を伝送する変調波を
復調するディジタル直交検波復調器であって、前記変調
波を同一周期で異なる位相のサンプリングクロック
ｆsa，ｆsbによりサンプリングしてサンプル値Ｓa ，Ｓ
b を出力するサンプリング手段２，３と、このサンプリ
ング手段２，３によるサンプル値Ｓa ，Ｓbから前記変
調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する変換手段４
（５）とを備え、この変換手段は、前記サンプリングク
ロックｆsa，ｆsbの位相の直交関係からのずれ角をθと
して、 Ｉ＝Ｓb Ｑ＝Ｓa ／ｃｏｓθ−Ｓb ｔａｎθ の変換を行って直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する構成を
備えている。
検波復調器は、(1) 周波数ｆc の搬送波の位相と振幅と
の何れか一方または両方により情報を伝送する変調波を
復調するディジタル直交検波復調器であって、前記変調
波を同一周期で異なる位相のサンプリングクロック
ｆsa，ｆsbによりサンプリングしてサンプル値Ｓa ，Ｓ
b を出力するサンプリング手段２，３と、このサンプリ
ング手段２，３によるサンプル値Ｓa ，Ｓbから前記変
調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する変換手段４
（５）とを備え、この変換手段は、前記サンプリングク
ロックｆsa，ｆsbの位相の直交関係からのずれ角をθと
して、 Ｉ＝Ｓb Ｑ＝Ｓa ／ｃｏｓθ−Ｓb ｔａｎθ の変換を行って直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する構成を
備えている。
【００１１】また本発明は、(2) 周波数ｆ c の搬送波の
位相と振幅との何れか一方または両方により情報を伝送
する変調波を復調するディジタル直交検波復調器であっ
て、変調波を同一周期で異なる位相のサンプリングクロ
ックｆ sa ，ｆ sb によりサンプリングしてサンプル値
Ｓ a ，Ｓ b を出力するサンプリング手段と、このサンプ
リング手段によるサンプル値Ｓ a ，Ｓ b と、前記サンプ
リングクロックｆ sa ，ｆ sb の位相の直交関係からのずれ
角θとにより φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ の変換を行って前記変調波の位相φを求める変換手段を
備えている。
位相と振幅との何れか一方または両方により情報を伝送
する変調波を復調するディジタル直交検波復調器であっ
て、変調波を同一周期で異なる位相のサンプリングクロ
ックｆ sa ，ｆ sb によりサンプリングしてサンプル値
Ｓ a ，Ｓ b を出力するサンプリング手段と、このサンプ
リング手段によるサンプル値Ｓ a ，Ｓ b と、前記サンプ
リングクロックｆ sa ，ｆ sb の位相の直交関係からのずれ
角θとにより φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ の変換を行って前記変調波の位相φを求める変換手段を
備えている。
【００１２】また本発明は、(3) 直交する２成分Ｉ，Ｑ
を出力する変換手段または変調波の位相φを求める変換
手段の出力を基にクロックを再生して、サンプリングク
ロックｆ sa ，ｆ sb を発生するビットタイミング再生回路
と、このビットタイミング再 生回路からの再生クロック
の位相の進み，遅れに応じて前記サンプリング手段また
は前記変換手段の出力位相を補正する補正手段を設ける
ことができる。
を出力する変換手段または変調波の位相φを求める変換
手段の出力を基にクロックを再生して、サンプリングク
ロックｆ sa ，ｆ sb を発生するビットタイミング再生回路
と、このビットタイミング再 生回路からの再生クロック
の位相の進み，遅れに応じて前記サンプリング手段また
は前記変換手段の出力位相を補正する補正手段を設ける
ことができる。
【００１３】また本発明は、(4) ビットタイミング再生
回路の再生クロックの位相の進み，遅れを積分して、補
正手段における補正を行わせる積分手段を設けることが
できる。
回路の再生クロックの位相の進み，遅れを積分して、補
正手段における補正を行わせる積分手段を設けることが
できる。
【００１４】また本発明は、(5) マスタクロックに従っ
て前記サンプリングクロックｆ sa ，ｆ sb を発生させると
共に、前記搬送波周波ｆ c と前記マスタクロックの周波
数との差に応じて、前記サンプリング手段または前記変
換手段の出力の位相を補正する補正手段を設けることが
できる。
て前記サンプリングクロックｆ sa ，ｆ sb を発生させると
共に、前記搬送波周波ｆ c と前記マスタクロックの周波
数との差に応じて、前記サンプリング手段または前記変
換手段の出力の位相を補正する補正手段を設けることが
できる。
【００１５】
【作用】本発明においては、入力変調波信号を、２つの
タイミングでサンプリングして、直交検波のｃｏｓ成分
と、ｓｉｎ成分に相当するものを抽出するものであり、
以下、図１〜図１１を参照して本発明の原理的作用を説
明する。
タイミングでサンプリングして、直交検波のｃｏｓ成分
と、ｓｉｎ成分に相当するものを抽出するものであり、
以下、図１〜図１１を参照して本発明の原理的作用を説
明する。
【００１６】図１は、本発明の原理的構成を示したもの
であって、(a) は変調波の振幅Ｓを復調する場合の構
成、(b) は変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを復調する場
合の構成、(c) は変調波の位相φを復調する場合の構成
をそれぞれ示している。
であって、(a) は変調波の振幅Ｓを復調する場合の構
成、(b) は変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを復調する場
合の構成、(c) は変調波の位相φを復調する場合の構成
をそれぞれ示している。
【００１７】図１(a) に示されるように、位相または振
幅またはその両方に情報が含まれる変調方式の信号を復
調するディジタル直交検波復調器の最も基本的な構成と
して、搬送波周波数ｆ c の変調波を、サンプリング回路
で周波数ｆ s でサンプルして、変調波の振幅Ｓを直接得
るようにする。
幅またはその両方に情報が含まれる変調方式の信号を復
調するディジタル直交検波復調器の最も基本的な構成と
して、搬送波周波数ｆ c の変調波を、サンプリング回路
で周波数ｆ s でサンプルして、変調波の振幅Ｓを直接得
るようにする。
【００１８】図２は、サンプル方式による周波数変換を
説明するものである。いま、周波数ｆ c のＩＦ信号を、
ある周波数ｆ s でサンプルすると、サンプリング出力に
は、図２に示されるように、ｆ d ＝｜ｆ s −ｆ c ｜なる
周波数成分が現れる。
説明するものである。いま、周波数ｆ c のＩＦ信号を、
ある周波数ｆ s でサンプルすると、サンプリング出力に
は、図２に示されるように、ｆ d ＝｜ｆ s −ｆ c ｜なる
周波数成分が現れる。
【００１９】キャリア周波数ｆ c , キャリアの持つ位相
φのとき、ＩＦ信号は次のように表される。 ｃｏｓ（２πｆ c ｔ＋φ） … これを周波数ｆ s でサンプルするとして、式を書き替
えると、 ｃｏｓ（２πｆ c ｔ＋φ）＝ｃｏｓ｛２π（ｆ s ＋ｆ d ）ｔ＋φ｝ ただし、ｆ d ＝ｆ c −ｆ s ｆ c ／２＜ｆ s ＜２＊ｆ c
φのとき、ＩＦ信号は次のように表される。 ｃｏｓ（２πｆ c ｔ＋φ） … これを周波数ｆ s でサンプルするとして、式を書き替
えると、 ｃｏｓ（２πｆ c ｔ＋φ）＝ｃｏｓ｛２π（ｆ s ＋ｆ d ）ｔ＋φ｝ ただし、ｆ d ＝ｆ c −ｆ s ｆ c ／２＜ｆ s ＜２＊ｆ c
【００２０】サンプルする周期はＴ s ＝１／ｆ s であっ
て、そのタイミングはｔ＝ｔ s ＊ｋ＝ｋ／ｆ s （ｋは自
然数）となる。これを式に代入すると、 ｃｏｓ｛２π（ｆ s ＋ｆ d ）ｔ s ＊ｋ＋φ｝ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆ s ＋ｆ d ）ｋ／ｆ s ＋φ｝ ＝ｃｏｓ｛２πｋ（１＋ｆ d ／ｆ s ）＋φ｝ …
て、そのタイミングはｔ＝ｔ s ＊ｋ＝ｋ／ｆ s （ｋは自
然数）となる。これを式に代入すると、 ｃｏｓ｛２π（ｆ s ＋ｆ d ）ｔ s ＊ｋ＋φ｝ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆ s ＋ｆ d ）ｋ／ｆ s ＋φ｝ ＝ｃｏｓ｛２πｋ（１＋ｆ d ／ｆ s ）＋φ｝ …
【００２１】ｋは自然数であるから、上式において三角
関数であるｃｏｓ内の第１項である１は消去できるの
で、式は次のように表すことができる。 ｃｏｓ（２πｋｆ d ／ｆ s ＋φ） … これを再びｔの関数として表すと、 ｃｏｓ（２πｆ d ｔ＋φ） … となる。
関数であるｃｏｓ内の第１項である１は消去できるの
で、式は次のように表すことができる。 ｃｏｓ（２πｋｆ d ／ｆ s ＋φ） … これを再びｔの関数として表すと、 ｃｏｓ（２πｆ d ｔ＋φ） … となる。
【００２２】式から明らかなように、ＩＦ信号ｃｏｓ
（２πｆ c ｔ＋φ）を周波数ｆ s でサンプルしたとき得
られる周波数ｆ d は、もとのキャリア周波数ｆ c の位相
情報φをそのまま有している。これから逆に、周波数成
分ｆ d の位相を知ることによって、もとのＩＦ信号ｆ c
の位相を知ることができる。
（２πｆ c ｔ＋φ）を周波数ｆ s でサンプルしたとき得
られる周波数ｆ d は、もとのキャリア周波数ｆ c の位相
情報φをそのまま有している。これから逆に、周波数成
分ｆ d の位相を知ることによって、もとのＩＦ信号ｆ c
の位相を知ることができる。
【００２３】また図１(b) に示されるように、位相また
は振幅またはその両方に情報が含まれる変調方式の信号
を復調するディジタル直交検波復調器において、周期が
同じ で位相が異なる２つのクロックで変調波をサンプル
し、それによって得られたサンプル値から変換を行っ
て、変調波の直交する２成分を得ることができる。
は振幅またはその両方に情報が含まれる変調方式の信号
を復調するディジタル直交検波復調器において、周期が
同じ で位相が異なる２つのクロックで変調波をサンプル
し、それによって得られたサンプル値から変換を行っ
て、変調波の直交する２成分を得ることができる。
【００２４】位相を示す情報としては、２つの直交した
振幅成分が必要である。そのため、変調波である周波数
ｆ c のＩＦ信号を、周期が同じで位相が異なる２つのク
ロックｆ sa , ｆ sb のタイミングによってサンプルし、得
られたサンプル値Ｓ a, Ｓ b から、変調波の直交する２成
分Ｉ，Ｑを得ることができる。
振幅成分が必要である。そのため、変調波である周波数
ｆ c のＩＦ信号を、周期が同じで位相が異なる２つのク
ロックｆ sa , ｆ sb のタイミングによってサンプルし、得
られたサンプル値Ｓ a, Ｓ b から、変調波の直交する２成
分Ｉ，Ｑを得ることができる。
【００２５】また変換手段を設けて、キャリア周波数ｆ
C の変調波に対する、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb
の位相が、直交関係からθずれているとき得られるサン
プル値Ｓ a, Ｓ b から、Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−
Ｓ b ｔａｎθという変換を行うことによって、直交する
２成分を得ることができる。
C の変調波に対する、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb
の位相が、直交関係からθずれているとき得られるサン
プル値Ｓ a, Ｓ b から、Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−
Ｓ b ｔａｎθという変換を行うことによって、直交する
２成分を得ることができる。
【００２６】図３は、変調波のサンプルタイミングと位
相平面とを示したものであって、(a) はキャリア周波数
ｆ C の変調波とサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb との関
係（ただし、変調波とサンプリングクロックの位相関係
は概要を示し、正確に表示したものではない）を示し、
(b) はこの場合のサンプル値Ｓ a, Ｓ b を位相平面上にお
いて示している。また図４は、位相平面上における直交
振幅と位相の導出を説明するものである。
相平面とを示したものであって、(a) はキャリア周波数
ｆ C の変調波とサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb との関
係（ただし、変調波とサンプリングクロックの位相関係
は概要を示し、正確に表示したものではない）を示し、
(b) はこの場合のサンプル値Ｓ a, Ｓ b を位相平面上にお
いて示している。また図４は、位相平面上における直交
振幅と位相の導出を説明するものである。
【００２７】位相平面上における両サンプル値Ｓ a, Ｓ b
の直交度からのずれ角θは、変調波ｆ c とサンプリング
クロックｆ sa , ｆ sb との位相差（時間差）から求めるこ
とができる。いま、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb に
よるサンプリングのタイミングをｔ sa, ｔ sb とし、その
時間差をΔｔとすると、サンプルされたデータはそれぞ
れ、 Ｓ a ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sa ＋φ） … Ｓ b ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sb ＋φ）＝ｃｏｓ｛２πｆ c （ｔ sa ＋Δｔ）＋φ｝ ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sa ＋２πｆ c Δｔ＋φ） … となるので、サンプル値Ｓ a, Ｓ b の位相差は、θ’＝２
πｆ c Δｔとなる。従っ てサンプル値Ｓ a, Ｓ b の直交関
係からのずれθは、次のようになる。 θ＝π／２−θ’＝π／２−２πｆ c Δｔ
の直交度からのずれ角θは、変調波ｆ c とサンプリング
クロックｆ sa , ｆ sb との位相差（時間差）から求めるこ
とができる。いま、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb に
よるサンプリングのタイミングをｔ sa, ｔ sb とし、その
時間差をΔｔとすると、サンプルされたデータはそれぞ
れ、 Ｓ a ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sa ＋φ） … Ｓ b ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sb ＋φ）＝ｃｏｓ｛２πｆ c （ｔ sa ＋Δｔ）＋φ｝ ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sa ＋２πｆ c Δｔ＋φ） … となるので、サンプル値Ｓ a, Ｓ b の位相差は、θ’＝２
πｆ c Δｔとなる。従っ てサンプル値Ｓ a, Ｓ b の直交関
係からのずれθは、次のようになる。 θ＝π／２−θ’＝π／２−２πｆ c Δｔ
【００２８】このようにして求められたサンプル値Ｓ a,
Ｓ b と位相差θとから、サンプル値Ｓ a またはＳ b での
位相を基準とした２つの直交する振幅成分を、幾何学的
に求めることができる。ここではサンプル値Ｓ b を基準
とすると、両振幅成分は、 Ｉ＝Ｓ b Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−Ｓ b ｔａｎθ となる。
Ｓ b と位相差θとから、サンプル値Ｓ a またはＳ b での
位相を基準とした２つの直交する振幅成分を、幾何学的
に求めることができる。ここではサンプル値Ｓ b を基準
とすると、両振幅成分は、 Ｉ＝Ｓ b Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−Ｓ b ｔａｎθ となる。
【００２９】図５は、位相関係が異なる場合の位相平面
を示したものであって、各記号は、図３の場合と同じで
あり、両振幅成分Ｉ，Ｑおよび位相角θも同様にして求
めることができる。
を示したものであって、各記号は、図３の場合と同じで
あり、両振幅成分Ｉ，Ｑおよび位相角θも同様にして求
めることができる。
【００３０】また変調波のキャリア周波数ｆ c と、サン
プリングクロックｆ sb , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝
（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔ
ｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係になるように
することによって、Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a または、Ｉ＝−
Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a として、回路構成を簡単にすることもで
きる。
プリングクロックｆ sb , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝
（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔ
ｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係になるように
することによって、Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a または、Ｉ＝−
Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a として、回路構成を簡単にすることもで
きる。
【００３１】変調波の周波数ｆ c と、サンプリングクロ
ックｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝（１／４ｆc ）
×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）の関係にあるとき、サン
プル値Ｓ a, Ｓ b は、そのまま直交成分の振幅を表す。
ックｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝（１／４ｆc ）
×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）の関係にあるとき、サン
プル値Ｓ a, Ｓ b は、そのまま直交成分の振幅を表す。
【００３２】これは、図４に示された位相平面におい
て、θ＝０のときに等しい。すなわちこの場合は、２π
ｆ c Δｔ＝π／２である。これを前述の式，の式に
代入すると、 Ｓ a ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sa ＋φ） Ｓ b ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sb ＋φ）＝ｃｏｓ｛２πｆ c （ｔ sa ＋Δｔ）＋φ｝ ＝ｃｏｓ｛２πｆ c ｔ sa ＋（π／２）＋φ｝ ＝ｓｉｎ（２πｆ c ｔ sa ＋φ｝ 従って Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a が得られる。
て、θ＝０のときに等しい。すなわちこの場合は、２π
ｆ c Δｔ＝π／２である。これを前述の式，の式に
代入すると、 Ｓ a ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sa ＋φ） Ｓ b ＝ｃｏｓ（２πｆ c ｔ sb ＋φ）＝ｃｏｓ｛２πｆ c （ｔ sa ＋Δｔ）＋φ｝ ＝ｃｏｓ｛２πｆ c ｔ sa ＋（π／２）＋φ｝ ＝ｓｉｎ（２πｆ c ｔ sa ＋φ｝ 従って Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a が得られる。
【００３３】同様に、変調波の周波数ｆ c と、サンプリ
ングクロックｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝（１／
４ｆc ）×（３＋４ｎ）（ｎは自然数）の関係にあると
き、サンプル値Ｓ a, Ｓ b は、θ＝πの状態に等しいの
で、Ｉの符号を反転することによって、直交成分Ｉ，Ｑ
を求めることができる。すなわち、 Ｉ＝−Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a
ングクロックｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝（１／
４ｆc ）×（３＋４ｎ）（ｎは自然数）の関係にあると
き、サンプル値Ｓ a, Ｓ b は、θ＝πの状態に等しいの
で、Ｉの符号を反転することによって、直交成分Ｉ，Ｑ
を求めることができる。すなわち、 Ｉ＝−Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a
【００３４】また、図１(c) に示されるように、位相ま
たは振幅またはその両方に情報が含まれる変調方式の信
号を復調するディジタル直交検波復調器において、変調
波に対して、周期が同じで位相が異なる２つのクロック
ｆ sa , ｆ sb でサンプルして、得られたサンプル値Ｓ a, Ｓ
b から、 φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ で示される変換を行うことによって、変調波の位相φを
得るようにする。
たは振幅またはその両方に情報が含まれる変調方式の信
号を復調するディジタル直交検波復調器において、変調
波に対して、周期が同じで位相が異なる２つのクロック
ｆ sa , ｆ sb でサンプルして、得られたサンプル値Ｓ a, Ｓ
b から、 φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ で示される変換を行うことによって、変調波の位相φを
得るようにする。
【００３５】すなわち、サンプル値Ｓ b を基準とする変
調波ｆ c の位相φは、図４を参照して、 ｔａｎφ＝ＯＱ／ＯＩ＝（ＯＰ／ｃｏｓθ−ＯＩｔａｎθ）／ＯＩ ＝ＯＰ／（ＯＩｃｏｓθ）−ｔａｎθ であるから、 φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ … として求めることができる。
調波ｆ c の位相φは、図４を参照して、 ｔａｎφ＝ＯＱ／ＯＩ＝（ＯＰ／ｃｏｓθ−ＯＩｔａｎθ）／ＯＩ ＝ＯＰ／（ＯＩｃｏｓθ）−ｔａｎθ であるから、 φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ … として求めることができる。
【００３６】また、変調波のキャリア周波数ｆ c と、サ
ンプリングクロックｆ sa , ｆ sb の位相による時間差Δｔ
が、Δｔ＝（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然
数）ま たはΔｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係
にすることによって、φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）
または、φ＝−ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）として、回
路構成を簡単にすることができる。
ンプリングクロックｆ sa , ｆ sb の位相による時間差Δｔ
が、Δｔ＝（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然
数）ま たはΔｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係
にすることによって、φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）
または、φ＝−ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）として、回
路構成を簡単にすることができる。
【００３７】この場合は、Δｔ＝（１／４ｆc ）×（１
＋４ｎ）のとき、θ＝０であり、Δｔ＝（１／４ｆc ）
×（３＋４ｎ）のとき、θ＝πであるから、上述の式
によって、位相角θ＝０のとき、φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ
a ／Ｓ b ）となり、位相角θ＝πのとき、φ＝−ａｒｃ
ｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）となる。
＋４ｎ）のとき、θ＝０であり、Δｔ＝（１／４ｆc ）
×（３＋４ｎ）のとき、θ＝πであるから、上述の式
によって、位相角θ＝０のとき、φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ
a ／Ｓ b ）となり、位相角θ＝πのとき、φ＝−ａｒｃ
ｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）となる。
【００３８】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、変調波をサンプリングするクロックｆ s 、または、
サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成するためのクロ
ックを、サンプル用のクロック発生器を設けて、これか
ら供給するようにすることができる。
て、変調波をサンプリングするクロックｆ s 、または、
サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成するためのクロ
ックを、サンプル用のクロック発生器を設けて、これか
ら供給するようにすることができる。
【００３９】変調波をサンプリングするクロックｆ s 、
または、サンプリングクロックｆ sa, ｆ sb を作成するた
めのクロックを、サンプル用のクロック発生器から供給
することにより、サンプリングクロックを任意の周波数
に選定することができる。
または、サンプリングクロックｆ sa, ｆ sb を作成するた
めのクロックを、サンプル用のクロック発生器から供給
することにより、サンプリングクロックを任意の周波数
に選定することができる。
【００４０】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、変調波をサンプリングするクロックｆ s 、または、
サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成するためのクロ
ックを、ベースバンド信号を処理するためのマスタクロ
ックｆ m を分周することによって、作成することができ
る。
て、変調波をサンプリングするクロックｆ s 、または、
サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成するためのクロ
ックを、ベースバンド信号を処理するためのマスタクロ
ックｆ m を分周することによって、作成することができ
る。
【００４１】変調波をサンプリングするクロックｆ s 、
または、サンプリングクロックｆ sa, ｆ sb を作成するた
めのクロックを、ベースバンド信号を処理するための、
マスタクロック発生器からのクロックｆ m を分周して作
成することができる。これによって、発振器が１つ不要
になるので、ハードウエア規模を縮小することが可能と
なる。
または、サンプリングクロックｆ sa, ｆ sb を作成するた
めのクロックを、ベースバンド信号を処理するための、
マスタクロック発生器からのクロックｆ m を分周して作
成することができる。これによって、発振器が１つ不要
になるので、ハードウエア規模を縮小することが可能と
なる。
【００４２】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、変調波をサンプリングするクロックｆ s 、または、
サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成するためのクロ
ックとして、伝送信号のビットタイミングを抽出する、
ＢＴＲ( ビットタイミング再生回路) からの再生クロッ
クを用いるようにする。
て、変調波をサンプリングするクロックｆ s 、または、
サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成するためのクロ
ックとして、伝送信号のビットタイミングを抽出する、
ＢＴＲ( ビットタイミング再生回路) からの再生クロッ
クを用いるようにする。
【００４３】変調波をサンプリングするクロックｆ s 、
または、サンプリングクロックｆ sa, ｆ sb を作成するた
めのクロックとして、伝送信号のビットタイミングを抽
出するＢＴＲからの再生クロックを用いることができ
る。これによって、発振器を省略してハードウエア規模
を縮小するとともに、入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ
変換器の動作速度を低くすることができる。
または、サンプリングクロックｆ sa, ｆ sb を作成するた
めのクロックとして、伝送信号のビットタイミングを抽
出するＢＴＲからの再生クロックを用いることができ
る。これによって、発振器を省略してハードウエア規模
を縮小するとともに、入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ
変換器の動作速度を低くすることができる。
【００４４】また、ディジタル検波復調器において、Ｂ
ＴＲからの再生クロックのジッタに基づいて、変調波に
対するサンプル点が変動することによって、復調信号の
位相が変化するのを、復調位相にサンプル点のずれの積
分値に応じた補正を加えることによって、正しい位相の
復調出力を得ることができる。
ＴＲからの再生クロックのジッタに基づいて、変調波に
対するサンプル点が変動することによって、復調信号の
位相が変化するのを、復調位相にサンプル点のずれの積
分値に応じた補正を加えることによって、正しい位相の
復調出力を得ることができる。
【００４５】図６は、ジッタによるサンプル点の位相の
変化とその補正方法とを説明するものであって、(a) は
ジッタによるサンプル点の位相の変化を示し、(b) は補
正方法を示している。
変化とその補正方法とを説明するものであって、(a) は
ジッタによるサンプル点の位相の変化を示し、(b) は補
正方法を示している。
【００４６】ＢＴＲによって再生されたクロックを用い
て、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成した場合、
ＢＴＲは信号によるアイパターンの中央でデータを取り
込むように動作するので、常にジッタを持っている。そ
のため、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb もジッタを持
ち、サンプルされた点の位相は、ジッタの解像度の単位
で変化する。この場合のジッタによる位相変化は、次の
ようになる。
て、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作成した場合、
ＢＴＲは信号によるアイパターンの中央でデータを取り
込むように動作するので、常にジッタを持っている。そ
のため、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb もジッタを持
ち、サンプルされた点の位相は、ジッタの解像度の単位
で変化する。この場合のジッタによる位相変化は、次の
ようになる。
【００４７】いま、ＢＴＲからのサンプルタイミングに
おける、ジッタに基づく時間変化を±ｔ j とすると、ジ
ッタがないときのサンプル点の位相をＳとし、ジッタに
よって変化したサンプル点の位相をＳ’とすると、 となる。ここでｋは、初期状態から積分されたサンプル
点の移動量を示している。
おける、ジッタに基づく時間変化を±ｔ j とすると、ジ
ッタがないときのサンプル点の位相をＳとし、ジッタに
よって変化したサンプル点の位相をＳ’とすると、 となる。ここでｋは、初期状態から積分されたサンプル
点の移動量を示している。
【００４８】変調波のキャリア周波数ｆ c と、サンプル
タイミングの時間変化±ｔ j は既知なので、Ｓ’の位相
から±２πｆ c ｋｔ j を減じる補正を行うことによっ
て、正しい位相の復調出力を得ることができる。
タイミングの時間変化±ｔ j は既知なので、Ｓ’の位相
から±２πｆ c ｋｔ j を減じる補正を行うことによっ
て、正しい位相の復調出力を得ることができる。
【００４９】図７は、ジッタによる位相変化の補正回路
を示したものであって、３０は復調データの位相補正を
行う位相補正部である。ＢＴＲ３１において、クロック
進み遅れ決定部３２は、ジッタによるクロックの進み，
遅れを決定し、アップダウン（Ｕ／Ｄ）カウンタ３３
は、決定された進み，遅れによってアップカウントまた
はダウンカウントすることによって、サンプルタイミン
グの時間変化量を積分する。補正データ選択部３４は、
Ｕ／Ｄカウンタ３３の積分結果に基づいて、復調データ
の位相補正を行うための補正データを選択する。タイミ
ング調整遅延部３５は、選択された補正データに基づい
て、位相補正部３０を制御し、これによって位相補正部
３０においてデータの位相補正が行われて、補正された
復調データが出力される。
を示したものであって、３０は復調データの位相補正を
行う位相補正部である。ＢＴＲ３１において、クロック
進み遅れ決定部３２は、ジッタによるクロックの進み，
遅れを決定し、アップダウン（Ｕ／Ｄ）カウンタ３３
は、決定された進み，遅れによってアップカウントまた
はダウンカウントすることによって、サンプルタイミン
グの時間変化量を積分する。補正データ選択部３４は、
Ｕ／Ｄカウンタ３３の積分結果に基づいて、復調データ
の位相補正を行うための補正データを選択する。タイミ
ング調整遅延部３５は、選択された補正データに基づい
て、位相補正部３０を制御し、これによって位相補正部
３０においてデータの位相補正が行われて、補正された
復調データが出力される。
【００５０】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、特に遅延検波を用いる場合には、ＢＴＲからの再生
クロックのジッタに基づいて、変調波に対するサンプル
点が変動することによって、復調信号の位相が変化する
のに対して、１つ前のサンプル値との差に応じた補正を
復調位相に加えることによって、正しい位相の復調出力
を得ることができる。
て、特に遅延検波を用いる場合には、ＢＴＲからの再生
クロックのジッタに基づいて、変調波に対するサンプル
点が変動することによって、復調信号の位相が変化する
のに対して、１つ前のサンプル値との差に応じた補正を
復調位相に加えることによって、正しい位相の復調出力
を得ることができる。
【００５１】図８は、遅延検波の場合の補正方法を説明
するものである。変調波のキャリア周波数ｆ c に対し
て、９０°の位相差を有するサンプルクロックｆ sa , ｆ
sb によ ってサンプルすることによって、検波復調が行わ
れるが、ＢＴＲの動作に基づいて、サンプリングクロッ
クｆ sa , ｆ sb には、図示のように位相の進み , 遅れが生
じ、これによってサンプルされたデータの位相も変化す
る。
するものである。変調波のキャリア周波数ｆ c に対し
て、９０°の位相差を有するサンプルクロックｆ sa , ｆ
sb によ ってサンプルすることによって、検波復調が行わ
れるが、ＢＴＲの動作に基づいて、サンプリングクロッ
クｆ sa , ｆ sb には、図示のように位相の進み , 遅れが生
じ、これによってサンプルされたデータの位相も変化す
る。
【００５２】この際、サンプリングクロックに位相変化
が生じたとき、サンプルデータの位相をこれに対応して
変化させることによって、１つ前のデータと同じ位相に
なるので、遅延検波結果は、常に０となる。
が生じたとき、サンプルデータの位相をこれに対応して
変化させることによって、１つ前のデータと同じ位相に
なるので、遅延検波結果は、常に０となる。
【００５３】図９は、遅延検波時の位相変化の補正回路
を示したものであって、図７におけると同じものを同じ
番号で示している。遅延検波時には、ジッタに基づく１
つ前のデータの位相との変化分のみを補正すればよいの
で、積分動作を行うためのＵ／Ｄカウンタが不要となる
以外は、その動作は図７の場合と同様である。
を示したものであって、図７におけると同じものを同じ
番号で示している。遅延検波時には、ジッタに基づく１
つ前のデータの位相との変化分のみを補正すればよいの
で、積分動作を行うためのＵ／Ｄカウンタが不要となる
以外は、その動作は図７の場合と同様である。
【００５４】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために同期していない
ことに基づく、サンプル値の位相ずれに対して、復調信
号に周波数差に対応した補正を加えることによって、正
しい位相を得ることができる。
て、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために同期していない
ことに基づく、サンプル値の位相ずれに対して、復調信
号に周波数差に対応した補正を加えることによって、正
しい位相を得ることができる。
【００５５】変調波ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために、マスタクロッ
クを分周して得られたクロックｆ s でサンプルすると、
変調波に対して同じタイミングでサンプリングを行うこ
とができないため、復調信号の位相が徐々に変化する。
クロックｆ m とに周波数差があるために、マスタクロッ
クを分周して得られたクロックｆ s でサンプルすると、
変調波に対して同じタイミングでサンプリングを行うこ
とができないため、復調信号の位相が徐々に変化する。
【００５６】この場合の位相のずれは、ｎ番目のタイミ
ングをｔ sn ＝（１／ｆ s ）×ｎ（ｎは自然数）とする
と、サンプル値はそれぞれ Ｓ 1 ＝２πｆ c ｔ s1 ＋φ＝２πｆ c ／ｔ s ＋φ Ｓ 2 ＝２πｆ c ｔ s2 ＋φ＝（２πｆ c ／ｔ s ）×２＋φ ： Ｓ n ＝２πｆ c ｔ sn ＋φ＝（２πｆ c ／ｔ s ）×ｎ＋φ となる。
ングをｔ sn ＝（１／ｆ s ）×ｎ（ｎは自然数）とする
と、サンプル値はそれぞれ Ｓ 1 ＝２πｆ c ｔ s1 ＋φ＝２πｆ c ／ｔ s ＋φ Ｓ 2 ＝２πｆ c ｔ s2 ＋φ＝（２πｆ c ／ｔ s ）×２＋φ ： Ｓ n ＝２πｆ c ｔ sn ＋φ＝（２πｆ c ／ｔ s ）×ｎ＋φ となる。
【００５７】キャリア周波数ｆ c は既知なので、サンプ
ル値Ｓ n の位相から（２πｆ c ／ｔ s ）×ｎを減じる補
正を行うことで、正しい復調位相を得ることができる。
これは、回路構成上生じる周波数差を補正するもので、
送受信ローカル発振器の周波数安定度やドップラシフト
による周波数差を補正するものではない。後者の補正
は、例えば図２４に示されたＡＦＣが行うことができ
る。
ル値Ｓ n の位相から（２πｆ c ／ｔ s ）×ｎを減じる補
正を行うことで、正しい復調位相を得ることができる。
これは、回路構成上生じる周波数差を補正するもので、
送受信ローカル発振器の周波数安定度やドップラシフト
による周波数差を補正するものではない。後者の補正
は、例えば図２４に示されたＡＦＣが行うことができ
る。
【００５８】図１０は、周波数差に対する位相補正回路
を示したものであって、図７におけると同じものを同じ
番号で示している。この場合は、カウンタ３６によって
周波数差をカウントし、補正データ部３７におけるカウ
ント値に対応する補正データによって、タイミング調整
遅延部３５が位相補正部３０を制御することによって、
復調データに対する位相補正を行って、補正されたデー
タを出力する。
を示したものであって、図７におけると同じものを同じ
番号で示している。この場合は、カウンタ３６によって
周波数差をカウントし、補正データ部３７におけるカウ
ント値に対応する補正データによって、タイミング調整
遅延部３５が位相補正部３０を制御することによって、
復調データに対する位相補正を行って、補正されたデー
タを出力する。
【００５９】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために同期していない
ことに基づく、サンプル値の位相ずれに対して、周波数
差が小さいときは、ＡＦＣによって周波数を引き込むこ
とによって、正しい位相の復調信号を得ることができ
る。
て、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために同期していない
ことに基づく、サンプル値の位相ずれに対して、周波数
差が小さいときは、ＡＦＣによって周波数を引き込むこ
とによって、正しい位相の復調信号を得ることができ
る。
【００６０】キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用
のマスタクロックｆ m との周波数差が小さく、特に問題
にならないときは、復調出力信号に基づいて、ＡＦＣに
よって、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマ
スタクロックｆ m との周波数差を引き込ませることがで
きる。
のマスタクロックｆ m との周波数差が小さく、特に問題
にならないときは、復調出力信号に基づいて、ＡＦＣに
よって、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマ
スタクロックｆ m との周波数差を引き込ませることがで
きる。
【００６１】また、ディジタル直交検波復調器におい
て、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために同期していない
ことに基づく、サンプル値の位相ずれに対して、特に遅
延検波の場合は、１つ前のサンプル値との差に応じた補
正を復調位相に加えることによって、正しい位相の復調
出力を得ることができる。
て、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックｆ m とに周波数差があるために同期していない
ことに基づく、サンプル値の位相ずれに対して、特に遅
延検波の場合は、１つ前のサンプル値との差に応じた補
正を復調位相に加えることによって、正しい位相の復調
出力を得ることができる。
【００６２】遅延検波の場合は、１つ前のデータの位相
との差だけを補正すればよい。周波数差による１つ前の
データの位相との差は、常に、２πｆ c ／ｆ s であって
一定なので、一定の補正値によって補正すればよく、図
７に示されたような積分部は不要である。
との差だけを補正すればよい。周波数差による１つ前の
データの位相との差は、常に、２πｆ c ／ｆ s であって
一定なので、一定の補正値によって補正すればよく、図
７に示されたような積分部は不要である。
【００６３】図１１は、遅延検波時の周波数差による位
相補正回路を示したものであって、図１０におけると同
じものを同じ番号で示している。この場合は、補正デー
タ部３７における一定の補正データによって、タイミン
グ調整遅延部３５が位相補正部３０を制御することによ
って、遅延検波された復調データに対する位相補正を行
って、補正されたデータを出力する。
相補正回路を示したものであって、図１０におけると同
じものを同じ番号で示している。この場合は、補正デー
タ部３７における一定の補正データによって、タイミン
グ調整遅延部３５が位相補正部３０を制御することによ
って、遅延検波された復調データに対する位相補正を行
って、補正されたデータを出力する。
【００６４】また、位相または振幅またはその両方に情
報が含まれる変調方式の信号を復調するディジタル検波
復調器において、変調波周波数ｆ c と、ベースバンド信
号用のマスタクロックｆ m とが、ｆ m ＝（ｆ c ／４）
（１＋２ｎ）＊ｋ（ｋは自然数）の関係になるようにし
て、常に正しい位相を有する復調出力を得ることができ
る。
報が含まれる変調方式の信号を復調するディジタル検波
復調器において、変調波周波数ｆ c と、ベースバンド信
号用のマスタクロックｆ m とが、ｆ m ＝（ｆ c ／４）
（１＋２ｎ）＊ｋ（ｋは自然数）の関係になるようにし
て、常に正しい位相を有する復調出力を得ることができ
る。
【００６５】変調波のキャリア周波数ｆ c と、ベースバ
ンド信号用のマスタクロックｆ m とが、ｆ m ＝（ｆ c ／
４）（１＋２ｎ）＊ｋ（ｋは自然数）の関係にあるとき
は、変調波周波数ｆ c と、マスタクロックｆ m とが常に
同期しているので、位相補正回路が不要となり、回路構
成が簡単になる。
ンド信号用のマスタクロックｆ m とが、ｆ m ＝（ｆ c ／
４）（１＋２ｎ）＊ｋ（ｋは自然数）の関係にあるとき
は、変調波周波数ｆ c と、マスタクロックｆ m とが常に
同期しているので、位相補正回路が不要となり、回路構
成が簡単になる。
【００６６】
【実施例】図１２は、本発明の実施例（１）の要部を示
したものであって、４１はアナログディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）である。前述のように、Ａ／Ｄ４１は、キャ
リア周波数ｆ c の変調波からなる入力ＩＦ信号を、Ａ／
Ｄ４１において周波数ｆ s でサンプリングして、変調波
の振幅のサンプル値を抽出することによって、復調出 力
Ｓを得ることにより、アナログ信号による周波数変換を
必要としないものである。
したものであって、４１はアナログディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）である。前述のように、Ａ／Ｄ４１は、キャ
リア周波数ｆ c の変調波からなる入力ＩＦ信号を、Ａ／
Ｄ４１において周波数ｆ s でサンプリングして、変調波
の振幅のサンプル値を抽出することによって、復調出 力
Ｓを得ることにより、アナログ信号による周波数変換を
必要としないものである。
【００６７】図１３は、本発明の実施例（２）を示した
ものであって、４２，４３はアナログディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）、４４はサンプル値を直交復調出力に変換す
る変換器である。
ものであって、４２，４３はアナログディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）、４４はサンプル値を直交復調出力に変換す
る変換器である。
【００６８】図１の(b) について作用を説明したよう
に、Ａ／Ｄ４２，４３は、キャリア周波数ｆ c の変調波
からなる入力ＩＦ信号を、サンプリングクロックｆ sa ,
ｆ sb によってサンプルして、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を発生
し、変換器４４は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を変換すること
によって、変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを復調して出
力する。
に、Ａ／Ｄ４２，４３は、キャリア周波数ｆ c の変調波
からなる入力ＩＦ信号を、サンプリングクロックｆ sa ,
ｆ sb によってサンプルして、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を発生
し、変換器４４は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を変換すること
によって、変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを復調して出
力する。
【００６９】図１４は、実施例（２）の変形例を示した
ものであって、４５はアナログディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）、４６はオア回路（ＯＲ）、４７，４８はフリップ
フロップ（ＦＦ）である。
ものであって、４５はアナログディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）、４６はオア回路（ＯＲ）、４７，４８はフリップ
フロップ（ＦＦ）である。
【００７０】図１４において、Ａ／Ｄ４５は、キャリア
周波数ｆ c の変調波からなる入力ＩＦ信号を、オア回路
４６を介して与えられるサンプリングクロックｆ sa , ｆ
sb によって、時分割的にサンプルしてサンプル値を出力
し、ＦＦ４７，４８は、サンプリングクロックｆ sa , ｆ
sb に応じて、サンプル値をラッチし、そのサンプル値Ｓ
a, Ｓ b を変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑとして出力す
る。
周波数ｆ c の変調波からなる入力ＩＦ信号を、オア回路
４６を介して与えられるサンプリングクロックｆ sa , ｆ
sb によって、時分割的にサンプルしてサンプル値を出力
し、ＦＦ４７，４８は、サンプリングクロックｆ sa , ｆ
sb に応じて、サンプル値をラッチし、そのサンプル値Ｓ
a, Ｓ b を変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑとして出力す
る。
【００７１】図１４の実施例によれば、１個のアナログ
ディジタル変換器を時分割的に使用してサンプリングを
行うので、回路規模を縮小することができる。
ディジタル変換器を時分割的に使用してサンプリングを
行うので、回路規模を縮小することができる。
【００７２】図１５は、実施例（２）の他の変形例を示
したものであって、図１４におけると同じものを同じ番
号で示し、６５は復調出力からビットタイミングを再生
するビットタイミング再生回路（ＢＴＲ）、６６はリー
ドオンリーメモリ（ＲＯＭ） である。
したものであって、図１４におけると同じものを同じ番
号で示し、６５は復調出力からビットタイミングを再生
するビットタイミング再生回路（ＢＴＲ）、６６はリー
ドオンリーメモリ（ＲＯＭ） である。
【００７３】図６および図７を参照して説明したよう
に、変調波をサンプルするサンプリングクロックｆ sa ,
ｆ sb を作成するためのクロックとして、伝送信号のビッ
トタイミングを抽出するためのＢＴＲ( ビットタイミン
グ再生回路) からの再生クロックを用い、このＢＴＲか
らの再生クロックのジッタに基づいて、変調波に対する
サンプル点が変動することによる復調信号の位相の変化
を、サンプル点のずれに対応した値を出力する変換器を
設けることによって、正しい位相の直交復調出力Ｉ，Ｑ
を得ることができる。なお、復調出力として位相φを出
力するようにすることもできる。
に、変調波をサンプルするサンプリングクロックｆ sa ,
ｆ sb を作成するためのクロックとして、伝送信号のビッ
トタイミングを抽出するためのＢＴＲ( ビットタイミン
グ再生回路) からの再生クロックを用い、このＢＴＲか
らの再生クロックのジッタに基づいて、変調波に対する
サンプル点が変動することによる復調信号の位相の変化
を、サンプル点のずれに対応した値を出力する変換器を
設けることによって、正しい位相の直交復調出力Ｉ，Ｑ
を得ることができる。なお、復調出力として位相φを出
力するようにすることもできる。
【００７４】この場合の変換器としては、サンプル値Ｓ
a ，Ｓ b と、キャリア周波数ｆ c とＢＴＲ６５からのサ
ンプリングクロックとの位相ずれとから、補正された復
調データを発生するＲＯＭ６６を用いることができる。
a ，Ｓ b と、キャリア周波数ｆ c とＢＴＲ６５からのサ
ンプリングクロックとの位相ずれとから、補正された復
調データを発生するＲＯＭ６６を用いることができる。
【００７５】図１６は、本発明の実施例（３）を示した
ものであって、図１３および図１４におけると同じもの
を同じ番号で示している。
ものであって、図１３および図１４におけると同じもの
を同じ番号で示している。
【００７６】前述のように、キャリア周波数ｆ c の変調
波からなる入力ＩＦ信号に対して、サンプリングクロッ
クｆ sa , ｆ sb の位相が直交度から角度θずれていると
き、Ａ／Ｄ４５は、入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介
して与えられるサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb によっ
て、時分割的にサンプルしてサンプル値を出力し、ＦＦ
４７，４８は、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb に応じ
て、サンプル値をラッチして、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を出
力する。変換器４４は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b から、Ｉ＝
Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−Ｓ b ｔａｎθという変換を
施すことによって、直交する２成分からなる復調出力
Ｉ，Ｑを得ることができる。
波からなる入力ＩＦ信号に対して、サンプリングクロッ
クｆ sa , ｆ sb の位相が直交度から角度θずれていると
き、Ａ／Ｄ４５は、入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介
して与えられるサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb によっ
て、時分割的にサンプルしてサンプル値を出力し、ＦＦ
４７，４８は、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb に応じ
て、サンプル値をラッチして、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を出
力する。変換器４４は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b から、Ｉ＝
Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−Ｓ b ｔａｎθという変換を
施すことによって、直交する２成分からなる復調出力
Ｉ，Ｑを得ることができる。
【００７７】図１７は、本発明の実施例（４）を示した
ものであって、図１６におけると同じものを同じ番号で
示している。
ものであって、図１６におけると同じものを同じ番号で
示している。
【００７８】図４を参照して説明したように、キャリア
周波数ｆ c の変調波からなる入力ＩＦ信号に対して、サ
ンプリングクロックｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝
（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔ
ｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係にあるとき、
Ａ／Ｄ４５は、入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介して
与えられる、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb によっ
て、時分割的にサンプルしてサンプル値を出力し、ＦＦ
４７，４８は、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb に応じ
て、サンプル値をラッチすることによって、サンプル値
Ｓ a, Ｓ b を出力し、変換器４４は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b
から、Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a またはＩ＝−Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a
として出力することによって、直交する２成分からなる
復調出力を得ることができる。
周波数ｆ c の変調波からなる入力ＩＦ信号に対して、サ
ンプリングクロックｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝
（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔ
ｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係にあるとき、
Ａ／Ｄ４５は、入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介して
与えられる、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb によっ
て、時分割的にサンプルしてサンプル値を出力し、ＦＦ
４７，４８は、サンプリングクロックｆ sa , ｆ sb に応じ
て、サンプル値をラッチすることによって、サンプル値
Ｓ a, Ｓ b を出力し、変換器４４は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b
から、Ｉ＝Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a またはＩ＝−Ｓ b ，Ｑ＝Ｓ a
として出力することによって、直交する２成分からなる
復調出力を得ることができる。
【００７９】図１８は、本発明の実施例（５）を示した
ものであって、図１７におけると同じものを同じ番号で
示し、４９はサンプル値を変調波の位相に変換する変換
器である。
ものであって、図１７におけると同じものを同じ番号で
示し、４９はサンプル値を変調波の位相に変換する変換
器である。
【００８０】図１(c) を参照して説明したように、Ａ／
Ｄ４５は、入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介して与え
られ、周期が同じで位相の異なるサンプリングクロック
ｆ sa, ｆ sb によって、時分割的にサンプルしてサンプル
値を出力し、ＦＦ４７，４８は、サンプリングクロック
ｆ sa , ｆ sb に応じて、サンプル値をラッチすることによ
って、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を出力し、変換器４９は、サ
ンプル値Ｓ a, Ｓ b から、φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ
b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝という変換を施すことによっ
て、変調波の位相φを出力する。
Ｄ４５は、入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介して与え
られ、周期が同じで位相の異なるサンプリングクロック
ｆ sa, ｆ sb によって、時分割的にサンプルしてサンプル
値を出力し、ＦＦ４７，４８は、サンプリングクロック
ｆ sa , ｆ sb に応じて、サンプル値をラッチすることによ
って、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を出力し、変換器４９は、サ
ンプル値Ｓ a, Ｓ b から、φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ
b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝という変換を施すことによっ
て、変調波の位相φを出力する。
【００８１】図１９は、本発明の実施例（６）を示した
ものであって、図１８におけると同じものを同じ番号で
示している。
ものであって、図１８におけると同じものを同じ番号で
示している。
【００８２】前述のように、キャリア周波数ｆ c の変調
波からなる入力ＩＦ信号に対して、サンプリングクロッ
クｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝（１／４ｆc ）×
（１ ＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔｔ＝（１／４ｆc
）×（３＋４ｎ）の関係にあるとき、Ａ／Ｄ４５は、
入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介したサンプリングク
ロックｆ sa , ｆ sb によって、時分割的にサンプルしてサ
ンプル値を出力し、ＦＦ４７，４８は、サンプリングク
ロックｆ sa , ｆ sb に応じて、サンプル値をラッチするこ
とによって、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を出力し、変換器４９
は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b から、φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ a
／Ｓ b ）またはφ＝−ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）とし
て、変調波の位相φを出力する。
波からなる入力ＩＦ信号に対して、サンプリングクロッ
クｆ sa , ｆ sb の時間差Δｔが、Δｔ＝（１／４ｆc ）×
（１ ＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔｔ＝（１／４ｆc
）×（３＋４ｎ）の関係にあるとき、Ａ／Ｄ４５は、
入力ＩＦ信号を、オア回路４６を介したサンプリングク
ロックｆ sa , ｆ sb によって、時分割的にサンプルしてサ
ンプル値を出力し、ＦＦ４７，４８は、サンプリングク
ロックｆ sa , ｆ sb に応じて、サンプル値をラッチするこ
とによって、サンプル値Ｓ a, Ｓ b を出力し、変換器４９
は、サンプル値Ｓ a, Ｓ b から、φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｓ a
／Ｓ b ）またはφ＝−ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）とし
て、変調波の位相φを出力する。
【００８３】図２０は、本発明の実施例（７）を示した
ものであって、図１９におけると同じものを同じ番号で
示し、５１はリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、５２は
クロック発生器、５３はＢＴＲ、５４はアップダウン
（Ｕ／Ｄ）カウンタ、５５はジッタ位相補正データ部、
５６は加算部、５７はカウンタ、５８は周波数差補正デ
ータ部、５９は加算部、６０はＡＦＣである。
ものであって、図１９におけると同じものを同じ番号で
示し、５１はリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、５２は
クロック発生器、５３はＢＴＲ、５４はアップダウン
（Ｕ／Ｄ）カウンタ、５５はジッタ位相補正データ部、
５６は加算部、５７はカウンタ、５８は周波数差補正デ
ータ部、５９は加算部、６０はＡＦＣである。
【００８４】図１(a) を参照して説明したように、Ａ／
Ｄ４５は、周波数ｆ c のＩＦ信号をサンプリングして変
調波の振幅のサンプル値を得る。この時に、オア回路４
６から与えられるサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb が時
間的にずれているので、Ａ／Ｄ４５を共用化し、時分割
で利用する。そして、ＦＦ４７，４８により、サンプリ
ングクロックｆ sa , ｆ sb でサンプリングしたデータを、
それぞれのサンプル値Ｓ a, Ｓ b に分離する。
Ｄ４５は、周波数ｆ c のＩＦ信号をサンプリングして変
調波の振幅のサンプル値を得る。この時に、オア回路４
６から与えられるサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb が時
間的にずれているので、Ａ／Ｄ４５を共用化し、時分割
で利用する。そして、ＦＦ４７，４８により、サンプリ
ングクロックｆ sa , ｆ sb でサンプリングしたデータを、
それぞれのサンプル値Ｓ a, Ｓ b に分離する。
【００８５】前述の図１(c) を参照して説明したよう
に、振幅変化を示すサンプル値Ｓ a, Ｓ b を入力して、Ｒ
ＯＭ５１からなる変換器によって、位相φに変換する。
に、振幅変化を示すサンプル値Ｓ a, Ｓ b を入力して、Ｒ
ＯＭ５１からなる変換器によって、位相φに変換する。
【００８６】また前述のように、サンプリングクロック
ｆ sa , ｆ sb を、ベースバンド信号用のマスタクロックと
してのＢＴＲ５３からのタイミング信号を用いる。クロ
ック発生器５２は、ＢＴＲ５３にクロックを供給する。
ｆ sa , ｆ sb を、ベースバンド信号用のマスタクロックと
してのＢＴＲ５３からのタイミング信号を用いる。クロ
ック発生器５２は、ＢＴＲ５３にクロックを供給する。
【００８７】また、作用として説明したように、ＢＴＲ
５３の動作に基づいて、サンプル点 がずれることによっ
て復調位相が変化するときは、Ｕ／Ｄカウンタ５４にお
いて、ＢＴＲ５３におけるジッタによるサンプリングタ
イミングの時間変化を積分し、ジッタ位相補正データ部
５５において、この積分結果に基づいて、復調データの
位相補正を行うための補正データを選択し、加算部５６
において、選択された補正データをＲＯＭ５１の出力に
加算することによって、ジッタによる位相変化を補正す
る。
５３の動作に基づいて、サンプル点 がずれることによっ
て復調位相が変化するときは、Ｕ／Ｄカウンタ５４にお
いて、ＢＴＲ５３におけるジッタによるサンプリングタ
イミングの時間変化を積分し、ジッタ位相補正データ部
５５において、この積分結果に基づいて、復調データの
位相補正を行うための補正データを選択し、加算部５６
において、選択された補正データをＲＯＭ５１の出力に
加算することによって、ジッタによる位相変化を補正す
る。
【００８８】または、作用として説明したように、キャ
リア周波数ｆ c とベースバンド用のマスタクロックに周
波数差があることによるサンプルデータに位相ずれが生
じるときは、カウンタ５７によって周波数差を積分し、
周波数差補正データ部５８において、この積分結果に基
づいて、復調データの位相補正を行うための補正データ
を選択し、加算部５９において、選択された補正データ
をＲＯＭ５１の出力に加算することによって、周波数差
による位相変化を補正する。
リア周波数ｆ c とベースバンド用のマスタクロックに周
波数差があることによるサンプルデータに位相ずれが生
じるときは、カウンタ５７によって周波数差を積分し、
周波数差補正データ部５８において、この積分結果に基
づいて、復調データの位相補正を行うための補正データ
を選択し、加算部５９において、選択された補正データ
をＲＯＭ５１の出力に加算することによって、周波数差
による位相変化を補正する。
【００８９】または、図１０を参照して説明したよう
に、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックとの周波数差が小さいときは、ＡＦＣ６０によ
り、この周波数差を引き込むことによって、正しい位相
の復調信号を得る。
に、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマスタ
クロックとの周波数差が小さいときは、ＡＦＣ６０によ
り、この周波数差を引き込むことによって、正しい位相
の復調信号を得る。
【００９０】なお、図２０の実施例において、ＲＯＭ５
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正と、周波数差に基づく補正とを、直交する２
成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ行うようにしてもよい。
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正と、周波数差に基づく補正とを、直交する２
成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ行うようにしてもよい。
【００９１】図２１は、本発明の実施例（８）を示した
ものであって、図２０におけると同じものを同じ番号で
示し、６１は遅延回路（Ｄ）、６２は加算部である。
ものであって、図２０におけると同じものを同じ番号で
示し、６１は遅延回路（Ｄ）、６２は加算部である。
【００９２】また、図８および図９を参照して作用を説
明したように、ＢＴＲからの再生クロックのジッタに基
づいて、復調信号の位相が変化するとき、遅延検波を用
いる場合には、ジッタに基づく１つ前のデータの位相と
の変化分のみを補正すればよ いので、ＢＴＲ５３におけ
るジッタによるサンプリングタイミングの時間変化を積
分することなく、ジッタ位相補正データ部５５に加えて
復調データの位相補正を行うための補正データを選択
し、加算部５６において、選択された補正データをＲＯ
Ｍ５１の出力に加算することによって、ジッタによる位
相変化を補正する。
明したように、ＢＴＲからの再生クロックのジッタに基
づいて、復調信号の位相が変化するとき、遅延検波を用
いる場合には、ジッタに基づく１つ前のデータの位相と
の変化分のみを補正すればよ いので、ＢＴＲ５３におけ
るジッタによるサンプリングタイミングの時間変化を積
分することなく、ジッタ位相補正データ部５５に加えて
復調データの位相補正を行うための補正データを選択
し、加算部５６において、選択された補正データをＲＯ
Ｍ５１の出力に加算することによって、ジッタによる位
相変化を補正する。
【００９３】また、図１１を参照して作用を説明したよ
うに、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマス
タクロックｆ s とに周波数差があることに基づく、サン
プル値の位相ずれがあるとき、遅延検波の場合は、１つ
前のデータの位相との差だけを補正すればよいが、周波
数差による１つ前のデータの位相との差は、常に、２π
ｆ c ／ｆ s であって一定なので、一定の補正値によって
補正すればよいので、加算部５９において、周波数差補
正データ部５８における一定の補正データを加算するこ
とによって、遅延検波された復調データに対する位相補
正を行って、補正されたデータを出力する。ジッタによ
る位相変化の補正を行わないときは、遅延回路６１を経
て加算部６２において、周波数差補正データを加算し
て、位相補正された出力を発生する。
うに、キャリア周波数ｆ c とベースバンド信号用のマス
タクロックｆ s とに周波数差があることに基づく、サン
プル値の位相ずれがあるとき、遅延検波の場合は、１つ
前のデータの位相との差だけを補正すればよいが、周波
数差による１つ前のデータの位相との差は、常に、２π
ｆ c ／ｆ s であって一定なので、一定の補正値によって
補正すればよいので、加算部５９において、周波数差補
正データ部５８における一定の補正データを加算するこ
とによって、遅延検波された復調データに対する位相補
正を行って、補正されたデータを出力する。ジッタによ
る位相変化の補正を行わないときは、遅延回路６１を経
て加算部６２において、周波数差補正データを加算し
て、位相補正された出力を発生する。
【００９４】なお、図２１の実施例において、ＲＯＭ５
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正と、周波数差に基づく補正とを、直交する２
成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ行うようにしてもよい。
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正と、周波数差に基づく補正とを、直交する２
成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ行うようにしてもよい。
【００９５】図２２は、本発明の実施例（９）を示した
ものであって、図２１におけると同じものを同じ番号で
示している。
ものであって、図２１におけると同じものを同じ番号で
示している。
【００９６】前述の図１(c) を参照して作用を説明した
ように、変調波のキャリア周波数ｆ c と、サンプリング
クロックｆ sa , ｆ sb の位相による時間差Δｔを、Δｔ＝
（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔ
ｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係にして、φ＝
ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）または、φ＝−ａｒｃｔ ａ
ｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）としてＲＯＭ５１から、位相変化φを
出力するようにして回路構成を簡単にすることができ
る。
ように、変調波のキャリア周波数ｆ c と、サンプリング
クロックｆ sa , ｆ sb の位相による時間差Δｔを、Δｔ＝
（１／４ｆc ）×（１＋４ｎ）（ｎは自然数）またはΔ
ｔ＝（１／４ｆc ）×（３＋４ｎ）の関係にして、φ＝
ａｒｃｔａｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）または、φ＝−ａｒｃｔ ａ
ｎ（Ｓ a ／Ｓ b ）としてＲＯＭ５１から、位相変化φを
出力するようにして回路構成を簡単にすることができ
る。
【００９７】また、前述の作用として説明したように、
変調波のキャリア周波数ｆ c と、ベースバンド信号用の
マスタクロックｆ m とが、ｆ m ＝（ｆ c ／４）（１＋２
ｎ）＊ｋ（ｋは自然数）の関係にあるときは、変調波周
波数ｆ c と、マスタクロックｆ m とが常に同期している
ので、位相補正回路が不要となり、回路構成が簡単にな
る。
変調波のキャリア周波数ｆ c と、ベースバンド信号用の
マスタクロックｆ m とが、ｆ m ＝（ｆ c ／４）（１＋２
ｎ）＊ｋ（ｋは自然数）の関係にあるときは、変調波周
波数ｆ c と、マスタクロックｆ m とが常に同期している
ので、位相補正回路が不要となり、回路構成が簡単にな
る。
【００９８】なお、図２２の実施例において、ＲＯＭ５
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正を、直交する２成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ
行うようにしてもよい。
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正を、直交する２成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ
行うようにしてもよい。
【００９９】図２３は、本発明の実施例（１０）を示し
たものであって、図２０におけると同じものを同じ番号
で示し、６３はサンプル用のクロック発生器、６４はク
ロック発生器６３のクロックを分周する分周器である。
たものであって、図２０におけると同じものを同じ番号
で示し、６３はサンプル用のクロック発生器、６４はク
ロック発生器６３のクロックを分周する分周器である。
【０１００】前述の作用について説明したように、変調
波をサンプルするサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作
成するためのクロックを、サンプル用のクロック発生器
６３および分周器６４を設けて、これから供給するよう
にしたので、サンプリングクロックを任意の周波数に選
定することができる。
波をサンプルするサンプリングクロックｆ sa , ｆ sb を作
成するためのクロックを、サンプル用のクロック発生器
６３および分周器６４を設けて、これから供給するよう
にしたので、サンプリングクロックを任意の周波数に選
定することができる。
【０１０１】なお、図２３の実施例において、ＲＯＭ５
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正と、周波数差に基づく補正とを、直交する２
成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ行うようにしてもよい。
１から位相φの出力を得る代わりに、直交する２成分
Ｉ，Ｑを出力するようにし、ＢＴＲ５３の進み，遅れに
基づく補正と、周波数差に基づく補正とを、直交する２
成分Ｉ，Ｑに対してそれぞれ行うようにしてもよい。
【０１０２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
位相または振幅またはその両方に情報 が含まれる変調方
式の信号を復調するディジタル直交検波復調器におい
て、入力変調波信号を直接サンプルして得られたデータ
に、サンプリングクロックの位相の直交関係からのずれ
角θを基に所要の補正を加えた変換処理により、直交す
る２成分Ｉ，Ｑを出力することができるものであり、デ
ィジタル回路により構成できることによって、小型化を
図ることができるとともに、安定でかつ正確な復調動作
を可能とすることができる。
位相または振幅またはその両方に情報 が含まれる変調方
式の信号を復調するディジタル直交検波復調器におい
て、入力変調波信号を直接サンプルして得られたデータ
に、サンプリングクロックの位相の直交関係からのずれ
角θを基に所要の補正を加えた変換処理により、直交す
る２成分Ｉ，Ｑを出力することができるものであり、デ
ィジタル回路により構成できることによって、小型化を
図ることができるとともに、安定でかつ正確な復調動作
を可能とすることができる。
【図１】本発明の原理的構成を示す図であって、(a) は
変調波の振幅Ｓを復調する場合の構成、(b) は変調波の
直交する２成分Ｉ，Ｑを復調する場合の構成、(c) は変
調波の位相φを復調する場合の構成をそれぞれ示してい
る。
変調波の振幅Ｓを復調する場合の構成、(b) は変調波の
直交する２成分Ｉ，Ｑを復調する場合の構成、(c) は変
調波の位相φを復調する場合の構成をそれぞれ示してい
る。
【図２】サンプル方式による周波数変換を説明する図で
ある。
ある。
【図３】変調波のサンプルタイミングと位相平面とを示
す図である。
す図である。
【図４】位相平面上における直交振幅と位相の導出を説
明する図である。
明する図である。
【図５】位相関係が異なる場合の位相平面を示す図であ
る。
る。
【図６】ジッタによるサンプル点の位相の変化とその補
正方法とを説明する図である。
正方法とを説明する図である。
【図７】ジッタによる位相変化の補正回路を示す図であ
る。
る。
【図８】遅延検波の場合の補正方法を説明する図であ
る。
る。
【図９】遅延検波時の位相変化の補正回路を示す図であ
る。
る。
【図１０】周波数差に対する位相補正回路を示す図であ
る。
る。
【図１１】遅延検波時の周波数差による位相補正回路を
示す図である。
示す図である。
【図１２】本発明の実施例（１）を示す図である。
【図１３】本発明の実施例（２）を示す図である。
【図１４】実施例（２）の変形例を示す図である。
【図１５】実施例（２）の他の変形例を示す図である。
【図１６】本発明の実施例（３）を示す図である。
【図１７】本発明の実施例（４）を示す図である。
【図１８】本発明の実施例（５）を示す図である。
【図１９】本発明の実施例（６）を示す図である。
【図２０】本発明の実施例（７）を示す図である。
【図２１】本発明の実施例（８）を示す図である。
【図２２】本発明の実施例（９）を示す図である。
【図２３】本発明の実施例（１０）を示す図である。
【図２４】従来の検波復調器を例示する図である。
１ サンプリング手段 ２ サンプリング手段 ３ サンプリング手段 ４ 変換手段 ５ 変換手段 ６ ＢＴＲ ７ 補正手段 ８ 積分手段 ９ 補正手段 １０ 積分手段
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−89651（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−256253（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−178046（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−46157（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−280547（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−136837（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−260107（ＪＰ，Ａ) 1992年電子情報通信学会春季大会講演 論文集，分冊２，Ｐ．２−343 1992年電子情報通信学会秋季大会講演 論文集，分冊２，Ｐ．２−247 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (5)
- 【請求項１】 周波数ｆc の搬送波の位相と振幅との何
れか一方または両方により情報を伝送する変調波を復調
するディジタル直交検波復調器において、 前記変調波を同一周期で異なる位相のサンプリングクロ
ックｆ sa ，ｆ sb によりサンプリングしてサンプル値
Ｓ a ，Ｓ b を出力するサンプリング手段と、 該サンプリング手段によるサンプル値Ｓ a ，Ｓ b から前
記変調波の直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する変換手段と
を備え、 該変換手段は、前記サンプリングクロックｆ sa ，ｆ sb の
位相の直交関係からのずれ角をθとして、 Ｉ＝Ｓ b Ｑ＝Ｓ a ／ｃｏｓθ−Ｓ b ｔａｎθ の変換を行って直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する構成を
備えた ことを特徴とするディジタル直交検波復調器。 - 【請求項２】 周波数ｆc の搬送波の位相と振幅との何
れか一方または両方により情報を伝送する変調波を復調
するディジタル直交検波復調器において、 前記変調波を同一周期で異なる位相のサンプリングクロ
ックｆ sa ，ｆ sb によりサンプリングしてサンプル値
Ｓ a ，Ｓ b を出力するサンプリング手段と、 該サンプリング手段によるサンプル値Ｓ a ，Ｓ b と、前
記サンプリングクロックｆ sa ，ｆ sb の位相の直交関係か
らのずれ角θとにより φ＝ａｒｃｔａｎ｛Ｓ a ／（Ｓ b ｃｏｓθ）−ｔａｎθ｝ の変換を行って前記変調波の位相φを求める変換手段と
を備えたことを特徴とするディジタル直交検波復調器。 - 【請求項３】 直交する２成分Ｉ，Ｑを出力する変換手
段または変調波の位相φを求める変換手段の出力を基に
クロックを再生して、前記サンプリングクロックｆ sa ，
ｆ sb を発生するビットタイミング再生回路と、該ビット
タイミング再生回路からの再生クロックの位相の進み，
遅れに応じて前記サンプリング手段または前記変換手段
の出力位相を補正する補正手段を設けたことを特徴とす
る請求項１または２記載のディジタル直交検波復調器。 - 【請求項４】 前記ビットタイミング再生回路の再生ク
ロックの位相の進み ，遅れを積分して、前記補正手段に
おける補正を行わせる積分手段を設けたことを特徴とす
る請求項３記載のディジタル直交検波復調器。 - 【請求項５】 マスタクロックに従って前記サンプリン
グクロックｆ sa ，ｆ sb を発生させると共に、前記搬送波
周波ｆ c と前記マスタクロックの周波数との差に応じ
て、前記サンプリング手段または前記変換手段の出力の
位相を補正する補正手段を設けたことを特徴とする請求
項１乃至４の何れか１項記載のディジタル直交検波復調
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4142909A JP2964196B2 (ja) | 1992-06-03 | 1992-06-03 | ディジタル直交検波復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4142909A JP2964196B2 (ja) | 1992-06-03 | 1992-06-03 | ディジタル直交検波復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05336185A JPH05336185A (ja) | 1993-12-17 |
| JP2964196B2 true JP2964196B2 (ja) | 1999-10-18 |
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ID=15326440
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4142909A Expired - Fee Related JP2964196B2 (ja) | 1992-06-03 | 1992-06-03 | ディジタル直交検波復調器 |
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| JP (1) | JP2964196B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP5078562B2 (ja) * | 2007-11-07 | 2012-11-21 | パイオニア株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びその記録媒体 |
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| JP2017011320A (ja) * | 2015-06-16 | 2017-01-12 | 住友電気工業株式会社 | 復調装置、直交変調信号の復調方法及び無線通信装置 |
-
1992
- 1992-06-03 JP JP4142909A patent/JP2964196B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| １９９２年電子情報通信学会春季大会講演論文集，分冊２，Ｐ．２−３４３ |
| １９９２年電子情報通信学会秋季大会講演論文集，分冊２，Ｐ．２−２４７ |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05336185A (ja) | 1993-12-17 |
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