JPH0726872B2 - 測光装置 - Google Patents
測光装置Info
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- JPH0726872B2 JPH0726872B2 JP35165891A JP35165891A JPH0726872B2 JP H0726872 B2 JPH0726872 B2 JP H0726872B2 JP 35165891 A JP35165891 A JP 35165891A JP 35165891 A JP35165891 A JP 35165891A JP H0726872 B2 JPH0726872 B2 JP H0726872B2
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- output
- capacitor
- capacitance type
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は一般的には照度(光量)
−周波数変換方式の電子的測光装置に関し、限定するも
のではないが、特に、受光量に応じて出力電流が変化す
る光検出素子、この光検出素子からの電流を蓄積する静
電容量型の負荷等の一部の素子を除き、ディジタル化し
た高信頼性かつ小型の電子的測光装置に関するものであ
る。
−周波数変換方式の電子的測光装置に関し、限定するも
のではないが、特に、受光量に応じて出力電流が変化す
る光検出素子、この光検出素子からの電流を蓄積する静
電容量型の負荷等の一部の素子を除き、ディジタル化し
た高信頼性かつ小型の電子的測光装置に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】周知のように、電子的測光装置にはフォ
トダイオード、フォトトランジスタ等の光検出素子が使
用されているが、例えば、フォトダイオードを使用した
照度(光量)−周波数変換方式の従来の測光装置の基本
回路構成を図5に示す。光検出素子としてのフォトダイ
オードPDを静電容量型の負荷、本例ではコンデンサC
と直列に接続し、入射する光の照度又は光量に比例して
フォトダイオードPDから出力される電流IP をコンデ
ンサCに蓄積し、電圧VC に変換する。この充電電圧V
C を電圧検出部21で検出して予め設定された基準電圧
と比較し、充電電圧が基準電圧に達すると、電圧検出部
21は出力信号レベルを変化させる。この信号レベルの
変化により、コンデンサCに蓄積された電荷を放電さ
せ、再びこのコンデンサCにフォトダイオードPDから
の出力電流IP の蓄積を開始させる。
トダイオード、フォトトランジスタ等の光検出素子が使
用されているが、例えば、フォトダイオードを使用した
照度(光量)−周波数変換方式の従来の測光装置の基本
回路構成を図5に示す。光検出素子としてのフォトダイ
オードPDを静電容量型の負荷、本例ではコンデンサC
と直列に接続し、入射する光の照度又は光量に比例して
フォトダイオードPDから出力される電流IP をコンデ
ンサCに蓄積し、電圧VC に変換する。この充電電圧V
C を電圧検出部21で検出して予め設定された基準電圧
と比較し、充電電圧が基準電圧に達すると、電圧検出部
21は出力信号レベルを変化させる。この信号レベルの
変化により、コンデンサCに蓄積された電荷を放電さ
せ、再びこのコンデンサCにフォトダイオードPDから
の出力電流IP の蓄積を開始させる。
【0003】一方、演算計測部、本例ではタイマー・カ
ウンタ22は電圧検出部21の出力信号レベルの変化を
検出し、この信号レベルの変化によってコンデンサCが
充電される時間を計測するか、或は一定時間内の信号レ
ベルの変化の回数を計測してフォトダイオードPDの出
力電流の大きさを検出し、照度又は光量を求めるもので
ある。
ウンタ22は電圧検出部21の出力信号レベルの変化を
検出し、この信号レベルの変化によってコンデンサCが
充電される時間を計測するか、或は一定時間内の信号レ
ベルの変化の回数を計測してフォトダイオードPDの出
力電流の大きさを検出し、照度又は光量を求めるもので
ある。
【0004】図6は図5に示す測光装置の一具体例を示
すもので、光検出素子であるフォトダイオードPDと静
電容量型の負荷であるコンデンサCとをアナログスイッ
チ23を介して直列に接続し、入射する光の照度又は光
量に比例してフォトダイオードPDを流れる電流IP を
アナログスイッチ23を介してコンデンサCに蓄積し、
電圧VC に変換する。このコンデンサCに蓄積される電
圧VC は、例えばC−MOS型の第1及び第2の2つの
シュミットインバータ24及び25を直列に接続した電
圧検出部21で検出される。第1のシュミットインバー
タ24は高レベルのスレッショルド電圧VTHと低レベル
のスレッショルド電圧VTLの2つのスレッショルド電圧
を有し、入力電圧が高レベルのスレッショルド電圧VTH
より低いときには高レベルの出力電圧VH を発生し、入
力電圧が高レベルのスレッショルド電圧VTHに達すると
出力電圧が高レベルVH から低レベルVL に切換わり、
かつ入力電圧が低レベルのスレッショルド電圧VTLに降
下するまで低レベルの出力電圧VL を保持し、入力電圧
が低レベルのスレッショルド電圧VTLに降下したときに
出力電圧が低レベルVL から高レベルVH に切換わるよ
うに動作する。従って、フォトダイオードPDに光が入
射せず、電流IP が流れないときには、即ち、コンデン
サCに電荷が蓄積されないときには、その出力電圧は高
レベルVH であり、また、コンデンサCの充電電圧VC
が高レベルのスレッショルド電圧VTHに等しくなると、
シュミットインバータ24の出力電圧は高レベルから低
レベルVL に切換わる。さらに、コンデンサCの蓄積電
荷が放電によりシュミットインバータ24の低レベルの
スレッショルド電圧VTLにまで低下すると、シュミット
インバータ24の出力電圧は低レベルVL から高レベル
VH に切換わる。第2のシュミットインバータ25も高
レベルのスレッショルド電圧VTHと低レベルのスレッシ
ョルド電圧VTLの2つのスレッショルド電圧を有し、同
様に動作する。即ち、第1のシュミットインバータ24
から高レベルの電圧信号VH が入力されているときには
低レベルの電圧出力VL を発生し、低レベルの電圧信号
VL が入力されているときには高レベルの電圧出力VH
を発生する。
すもので、光検出素子であるフォトダイオードPDと静
電容量型の負荷であるコンデンサCとをアナログスイッ
チ23を介して直列に接続し、入射する光の照度又は光
量に比例してフォトダイオードPDを流れる電流IP を
アナログスイッチ23を介してコンデンサCに蓄積し、
電圧VC に変換する。このコンデンサCに蓄積される電
圧VC は、例えばC−MOS型の第1及び第2の2つの
シュミットインバータ24及び25を直列に接続した電
圧検出部21で検出される。第1のシュミットインバー
タ24は高レベルのスレッショルド電圧VTHと低レベル
のスレッショルド電圧VTLの2つのスレッショルド電圧
を有し、入力電圧が高レベルのスレッショルド電圧VTH
より低いときには高レベルの出力電圧VH を発生し、入
力電圧が高レベルのスレッショルド電圧VTHに達すると
出力電圧が高レベルVH から低レベルVL に切換わり、
かつ入力電圧が低レベルのスレッショルド電圧VTLに降
下するまで低レベルの出力電圧VL を保持し、入力電圧
が低レベルのスレッショルド電圧VTLに降下したときに
出力電圧が低レベルVL から高レベルVH に切換わるよ
うに動作する。従って、フォトダイオードPDに光が入
射せず、電流IP が流れないときには、即ち、コンデン
サCに電荷が蓄積されないときには、その出力電圧は高
レベルVH であり、また、コンデンサCの充電電圧VC
が高レベルのスレッショルド電圧VTHに等しくなると、
シュミットインバータ24の出力電圧は高レベルから低
レベルVL に切換わる。さらに、コンデンサCの蓄積電
荷が放電によりシュミットインバータ24の低レベルの
スレッショルド電圧VTLにまで低下すると、シュミット
インバータ24の出力電圧は低レベルVL から高レベル
VH に切換わる。第2のシュミットインバータ25も高
レベルのスレッショルド電圧VTHと低レベルのスレッシ
ョルド電圧VTLの2つのスレッショルド電圧を有し、同
様に動作する。即ち、第1のシュミットインバータ24
から高レベルの電圧信号VH が入力されているときには
低レベルの電圧出力VL を発生し、低レベルの電圧信号
VL が入力されているときには高レベルの電圧出力VH
を発生する。
【0005】一方、アナログスイッチ23は2つの固定
接点x0 及びx1 と1つの可動接点xを有し、可動接点
xはコンデンサCに接続され、第1の固定接点x0 はフ
ォトダイオードPDに接続され、そして第2の固定接点
x1 は放電用抵抗Rに接続されている。また、このアナ
ログスイッチ23の可動接点xは、その制御線24aを
通じて第1のシュミットインバータ24から高レベル出
力電圧VH が印加されたときには、第1の固定接点x0
と接続され、逆に低レベル出力電圧VL が印加されたと
きには、可動接点xは第2の固定接点x1 と接続される
ように構成されている。
接点x0 及びx1 と1つの可動接点xを有し、可動接点
xはコンデンサCに接続され、第1の固定接点x0 はフ
ォトダイオードPDに接続され、そして第2の固定接点
x1 は放電用抵抗Rに接続されている。また、このアナ
ログスイッチ23の可動接点xは、その制御線24aを
通じて第1のシュミットインバータ24から高レベル出
力電圧VH が印加されたときには、第1の固定接点x0
と接続され、逆に低レベル出力電圧VL が印加されたと
きには、可動接点xは第2の固定接点x1 と接続される
ように構成されている。
【0006】上記構成において、フォトダイオードPD
に電流が流れず、従ってコンデンサCに電荷が蓄積され
ない初期状態においては、第1のシュミットインバータ
24の出力は高レベルVH にあるから、アナログスイッ
チ23の可動接点xは第1の固定接点x0 と接続されて
いる。光量の測定が開始されると、フォトダイオードP
Dに電流IP が流れ、コンデンサCは充電される。コン
デンサCの充電電圧VC がシュミットインバータ24の
高レベルのスレッショルド電圧VTHに達すると、このシ
ュミットインバータ24の出力電圧は高レベルVH から
低レベルVL に切換わる。これによってアナログスイッ
チ23の可動接点xは第2の固定接点x1 側に切換わ
り、コンデンサCの充電電圧VC は抵抗Rを介して放電
される。放電によってコンデンサCの充電電圧VC がシ
ュミットインバータ24の低レベルスレッショルド電圧
VTLにまで降下すると、シュミットインバータ24の出
力電圧は低レベルVL から高レベルVH に切換わる。こ
れによってアナログスイッチ23の可動接点xが再び第
1の固定接点x0 と接続され、コンデンサCに充電電流
が流れる。以下、同様の動作が繰り返される結果、第1
のシュミットインバータ24の出力電圧V1 の波形は図
7に示すようになる。
に電流が流れず、従ってコンデンサCに電荷が蓄積され
ない初期状態においては、第1のシュミットインバータ
24の出力は高レベルVH にあるから、アナログスイッ
チ23の可動接点xは第1の固定接点x0 と接続されて
いる。光量の測定が開始されると、フォトダイオードP
Dに電流IP が流れ、コンデンサCは充電される。コン
デンサCの充電電圧VC がシュミットインバータ24の
高レベルのスレッショルド電圧VTHに達すると、このシ
ュミットインバータ24の出力電圧は高レベルVH から
低レベルVL に切換わる。これによってアナログスイッ
チ23の可動接点xは第2の固定接点x1 側に切換わ
り、コンデンサCの充電電圧VC は抵抗Rを介して放電
される。放電によってコンデンサCの充電電圧VC がシ
ュミットインバータ24の低レベルスレッショルド電圧
VTLにまで降下すると、シュミットインバータ24の出
力電圧は低レベルVL から高レベルVH に切換わる。こ
れによってアナログスイッチ23の可動接点xが再び第
1の固定接点x0 と接続され、コンデンサCに充電電流
が流れる。以下、同様の動作が繰り返される結果、第1
のシュミットインバータ24の出力電圧V1 の波形は図
7に示すようになる。
【0007】今、コンデンサCに流れ込む電流IP が一
定であるとすると、コンデンサCの充電時間Δt(即
ち、出力電圧V1 の高レベル出力電圧VH の持続時間)
は Δt=(VTH−VTL)C/IP ・・・ (1) となる。かくして、タイマー・カウンタ22により充電
時間Δtを計測するか、或は一定時間内のパルス数を計
測し、上記関係式(1)に基づく演算処理を行なうこと
によって、フォトダイオードPDの出力電流IP の値を
計測することができ、従って、フォトダイオードPDに
入射する光の照度又は光量を求めることができる。
定であるとすると、コンデンサCの充電時間Δt(即
ち、出力電圧V1 の高レベル出力電圧VH の持続時間)
は Δt=(VTH−VTL)C/IP ・・・ (1) となる。かくして、タイマー・カウンタ22により充電
時間Δtを計測するか、或は一定時間内のパルス数を計
測し、上記関係式(1)に基づく演算処理を行なうこと
によって、フォトダイオードPDの出力電流IP の値を
計測することができ、従って、フォトダイオードPDに
入射する光の照度又は光量を求めることができる。
【0008】また、コンデンサCの放電時間Td(即
ち、出力電圧V1 の低レベル出力電圧VL の持続時間)
は次式で表わすことができる。
ち、出力電圧V1 の低レベル出力電圧VL の持続時間)
は次式で表わすことができる。
【0009】 Td=CRlogn {(VTH−IP R)/(VTL−IP R)}・・(2)
【0010】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の測光装置では、アナログスイッチ23の可動接点x
が固定接点x1 側に接続されている場合、即ち、コンデ
ンサCの放電時には、フォトダイオードPDから出力さ
れている電流はその接合容量Cj やアナログスイッチ2
3の固定接点x0 の端子容量Ci を充電しているため、
可動接点xが固定接点x0 側に切換わったときに、これ
ら容量Cj 及びCi に蓄積された電荷がコンデンサCに
放電される。このため実際には、図8に示すように、充
電開始時にはコンデンサCの電圧がVTLからVTL' (た
だしVTL<VTL' )に上昇しており、コンデンサCの充
電はこの上昇した電圧VTL' から始まって高レベルのス
レッショルド電圧VTHになるまでの時間行なわれること
になる。即ち、充電に要する時間が短くなる。その結
果、照度(光量)−周波数変換の特性が不安定となり、
光量計測における誤差が大きくなり、信頼性に欠けると
いう欠点があった。
来の測光装置では、アナログスイッチ23の可動接点x
が固定接点x1 側に接続されている場合、即ち、コンデ
ンサCの放電時には、フォトダイオードPDから出力さ
れている電流はその接合容量Cj やアナログスイッチ2
3の固定接点x0 の端子容量Ci を充電しているため、
可動接点xが固定接点x0 側に切換わったときに、これ
ら容量Cj 及びCi に蓄積された電荷がコンデンサCに
放電される。このため実際には、図8に示すように、充
電開始時にはコンデンサCの電圧がVTLからVTL' (た
だしVTL<VTL' )に上昇しており、コンデンサCの充
電はこの上昇した電圧VTL' から始まって高レベルのス
レッショルド電圧VTHになるまでの時間行なわれること
になる。即ち、充電に要する時間が短くなる。その結
果、照度(光量)−周波数変換の特性が不安定となり、
光量計測における誤差が大きくなり、信頼性に欠けると
いう欠点があった。
【0011】また、アナログスイッチは使用されている
部品の中では比較的高価であり、かつ回路全体を1つの
LSIにする場合に大きな占有面積を必要とするので、
小型化、低コスト化を図るには限界があるという欠点も
あった。さらに、アナログスイッチのオン抵抗により種
々の誤差が生じ得るという欠点があった。
部品の中では比較的高価であり、かつ回路全体を1つの
LSIにする場合に大きな占有面積を必要とするので、
小型化、低コスト化を図るには限界があるという欠点も
あった。さらに、アナログスイッチのオン抵抗により種
々の誤差が生じ得るという欠点があった。
【0012】一方、コンデンサの放電時間Tdを設定す
るには次の制約がある。
るには次の制約がある。
【0013】(1)光量の検知下限を下げて低くするに
はコンデンサCの容量Cをできる限り小さくする必要が
ある。
はコンデンサCの容量Cをできる限り小さくする必要が
ある。
【0014】(2)光量の検知上限を上げるためには抵
抗Rの抵抗値Rをできる限り小さくする必要がある。
抗Rの抵抗値Rをできる限り小さくする必要がある。
【0015】即ち、上記制約を満足させて所要の光量検
知範囲を得るにはコンデンサの放電時間Tdを非常に小
さくしなければならない。高性能な周波数カウンタが使
用できる場合にはコンデンサの放電時間Tdを非常に小
さくしても殆ど問題が生じないが、上述の電子的測光装
置はかなり安価な装置であるので、高価な周波数カウン
タを使用したのでは装置全体のコストが大幅に上昇する
難点があり、このため、通常はマイクロコンピュータ内
蔵のカウンタや汎用カウンタのようなある程度の性能の
安価なカウンタを使用している。従って、コンデンサの
放電時間Td、従って、出力電圧V1 の低レベル出力電
圧VL の持続時間が非常に短いと計測が不可能になると
いう欠点があり(高レベル出力電圧VH の持続時間が非
常に短くても計測不可能になる)、光量検知範囲を制限
しなければならないという欠点があった。
知範囲を得るにはコンデンサの放電時間Tdを非常に小
さくしなければならない。高性能な周波数カウンタが使
用できる場合にはコンデンサの放電時間Tdを非常に小
さくしても殆ど問題が生じないが、上述の電子的測光装
置はかなり安価な装置であるので、高価な周波数カウン
タを使用したのでは装置全体のコストが大幅に上昇する
難点があり、このため、通常はマイクロコンピュータ内
蔵のカウンタや汎用カウンタのようなある程度の性能の
安価なカウンタを使用している。従って、コンデンサの
放電時間Td、従って、出力電圧V1 の低レベル出力電
圧VL の持続時間が非常に短いと計測が不可能になると
いう欠点があり(高レベル出力電圧VH の持続時間が非
常に短くても計測不可能になる)、光量検知範囲を制限
しなければならないという欠点があった。
【0016】従って、本発明の1つの目的は、照度(光
量)−周波数変換の特性を安定化させ、信頼性を高める
と共に、小型化、コストダウンが可能な測光装置を提供
することである。
量)−周波数変換の特性を安定化させ、信頼性を高める
と共に、小型化、コストダウンが可能な測光装置を提供
することである。
【0017】本発明の他の目的は、安価な周波数カウン
タにより高精度な計測が行なえるようにした測光装置を
提供することである。
タにより高精度な計測が行なえるようにした測光装置を
提供することである。
【0018】
【課題を解決するための手段】上記目的は本発明に係る
測光装置によって達成される。要約すれば、本発明は、
その一面においては、受光量に応じて出力電流が変化す
る光検出素子と、該光検出素子からの出力電流によって
充電される静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充
電電圧と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧
が基準電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる
電圧検出部と、該電圧検出部からの出力信号レベルの変
化によって前記静電容量型の負荷の放電路を形成するス
イッチ手段とを具備し、前記スイッチ手段は、前記静電
容量型の負荷の放電時に前記光検出素子や該スイッチ手
段が有する容量に前記光検出素子からの出力電流によっ
て電荷が蓄積されないアナログのオン・オフスイッチ又
はダイオードであることを特徴とする測光装置である。
測光装置によって達成される。要約すれば、本発明は、
その一面においては、受光量に応じて出力電流が変化す
る光検出素子と、該光検出素子からの出力電流によって
充電される静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充
電電圧と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧
が基準電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる
電圧検出部と、該電圧検出部からの出力信号レベルの変
化によって前記静電容量型の負荷の放電路を形成するス
イッチ手段とを具備し、前記スイッチ手段は、前記静電
容量型の負荷の放電時に前記光検出素子や該スイッチ手
段が有する容量に前記光検出素子からの出力電流によっ
て電荷が蓄積されないアナログのオン・オフスイッチ又
はダイオードであることを特徴とする測光装置である。
【0019】また、本発明は、他の面においては、受光
量に応じて出力電流が変化する光検出素子と、該光検出
素子からの出力電流によって充電される静電容量型の負
荷と、該負荷に充電された充電電圧と予め設定された基
準電圧とを比較し、充電電圧が基準電圧に達したとき毎
にパルス信号を発生する電圧検出部と、該電圧検出部の
出力側に直列に接続され、前記静電容量型の負荷の放電
時間に対応する電圧レベルの時間幅を所要の長さに伸ば
されたパルス出力信号を発する波形整形回路と、該波形
整形回路からの前記パルス出力信号によって前記光検出
素子に入射する受光量を算出する演算計測部とを具備
し、前記波形整形回路は、前記電圧検出部の出力側に直
列に接続されたシュミットインバーク、ダイオード及び
他のシュミットインバータの直列体と、該ダイオードの
出力側と接地間に並列に接続された抵抗及びコンデンサ
の並列体とを有することを特徴とする測光装置である。
量に応じて出力電流が変化する光検出素子と、該光検出
素子からの出力電流によって充電される静電容量型の負
荷と、該負荷に充電された充電電圧と予め設定された基
準電圧とを比較し、充電電圧が基準電圧に達したとき毎
にパルス信号を発生する電圧検出部と、該電圧検出部の
出力側に直列に接続され、前記静電容量型の負荷の放電
時間に対応する電圧レベルの時間幅を所要の長さに伸ば
されたパルス出力信号を発する波形整形回路と、該波形
整形回路からの前記パルス出力信号によって前記光検出
素子に入射する受光量を算出する演算計測部とを具備
し、前記波形整形回路は、前記電圧検出部の出力側に直
列に接続されたシュミットインバーク、ダイオード及び
他のシュミットインバータの直列体と、該ダイオードの
出力側と接地間に並列に接続された抵抗及びコンデンサ
の並列体とを有することを特徴とする測光装置である。
【0020】
【実施例】以下、本発明の実施例について添付図面を参
照して詳細に説明する。
照して詳細に説明する。
【0021】図1は本発明による測光装置の第1の実施
例の要部を示す回路図である。本実施例では光検出素子
としてフォトダイオードPDを使用し、このフォトダイ
オードPDと直列に静電容量型の負荷、本実施例ではコ
ンデンサCを接続し、入射する光の照度又は光量に比例
してフォトダイオードPDから出力される電流IP をコ
ンデンサCに蓄積し、電圧VC に変換する。このコンデ
ンサCに蓄積される電圧VC は、例えばC−MOS型の
第1のシュミットインバータ24に入力される。なお、
シュミットインバータ24の機能、動作態様等は上述し
た通りであるので、ここでは省略する。
例の要部を示す回路図である。本実施例では光検出素子
としてフォトダイオードPDを使用し、このフォトダイ
オードPDと直列に静電容量型の負荷、本実施例ではコ
ンデンサCを接続し、入射する光の照度又は光量に比例
してフォトダイオードPDから出力される電流IP をコ
ンデンサCに蓄積し、電圧VC に変換する。このコンデ
ンサCに蓄積される電圧VC は、例えばC−MOS型の
第1のシュミットインバータ24に入力される。なお、
シュミットインバータ24の機能、動作態様等は上述し
た通りであるので、ここでは省略する。
【0022】本実施例はアナログスイッチ30として1
つの固定接点x0と1つの可動接点xを有するオン・オ
フスイッチを使用し、可動接点xをフォトダイオードP
DとコンデンサCとの接続部に接続し、固定接点x0 を
放電用抵抗Rに接続したものである。また、このアナロ
グスイッチ30は、制御線24aを通じて第1のシュミ
ットインバータ24から高レベル出力電圧VH が印加さ
れたときには、可動接点xが固定接点x0 と接続されな
い図示のオフ状態にあり、逆に低レベル出力電圧VL が
印加されたときには、可動接点xが固定接点x0 と接続
されたオン状態になるように構成されている。
つの固定接点x0と1つの可動接点xを有するオン・オ
フスイッチを使用し、可動接点xをフォトダイオードP
DとコンデンサCとの接続部に接続し、固定接点x0 を
放電用抵抗Rに接続したものである。また、このアナロ
グスイッチ30は、制御線24aを通じて第1のシュミ
ットインバータ24から高レベル出力電圧VH が印加さ
れたときには、可動接点xが固定接点x0 と接続されな
い図示のオフ状態にあり、逆に低レベル出力電圧VL が
印加されたときには、可動接点xが固定接点x0 と接続
されたオン状態になるように構成されている。
【0023】上記構成において、フォトダイオードPD
に電流が流れず、従ってコンデンサCに電荷が蓄積され
ない初期状態においては、第1のシュミットインバータ
24の出力は高レベルVH にあるから、アナログスイッ
チ30はオフ状態にあり、コンデンサCは充電可能状態
にある。光量の測定が開始されると、フォトダイオード
PDに電流IP が流れ、コンデンサCは充電される。コ
ンデンサCの充電電圧VC がシュミットインバータ24
の高レベルのスレッショルド電圧VTHに達すると、この
シュミットインバータ24の出力電圧は高レベルVH か
ら低レベルVLに切換わる。これによってアナログスイ
ッチ30の可動接点xが固定接点x0と接続され、オン
状態となるので、コンデンサCの充電電圧VC は抵抗R
を介して放電される。放電によってコンデンサCの充電
電圧VC がシュミットインバータ24の低レベルスレッ
ショルド電圧VTLにまで降下すると、シュミットインバ
ータ24の出力電圧は低レベルVL から高レベルVH に
切換わる。これによってアナログスイッチ30は再びオ
フ状態となり、コンデンサCに充電電流が流れる。以
下、同様の動作が繰り返される結果、第1のシュミット
インバータ24の出力電圧V1 の波形は前述した図7に
示すようになる。
に電流が流れず、従ってコンデンサCに電荷が蓄積され
ない初期状態においては、第1のシュミットインバータ
24の出力は高レベルVH にあるから、アナログスイッ
チ30はオフ状態にあり、コンデンサCは充電可能状態
にある。光量の測定が開始されると、フォトダイオード
PDに電流IP が流れ、コンデンサCは充電される。コ
ンデンサCの充電電圧VC がシュミットインバータ24
の高レベルのスレッショルド電圧VTHに達すると、この
シュミットインバータ24の出力電圧は高レベルVH か
ら低レベルVLに切換わる。これによってアナログスイ
ッチ30の可動接点xが固定接点x0と接続され、オン
状態となるので、コンデンサCの充電電圧VC は抵抗R
を介して放電される。放電によってコンデンサCの充電
電圧VC がシュミットインバータ24の低レベルスレッ
ショルド電圧VTLにまで降下すると、シュミットインバ
ータ24の出力電圧は低レベルVL から高レベルVH に
切換わる。これによってアナログスイッチ30は再びオ
フ状態となり、コンデンサCに充電電流が流れる。以
下、同様の動作が繰り返される結果、第1のシュミット
インバータ24の出力電圧V1 の波形は前述した図7に
示すようになる。
【0024】このように、本実施例では簡単な構造のオ
ン・オフスイッチ30を使用し、コンデンサCの放電時
にこのスイッチ30をオンにし、フォトダイオードPD
からの出力電流IP によってその接合容量Cj やアナロ
グスイッチ30の可動接点或は固定接点の端子容量Ci
が充電されないようにしたので、コンデンサCの充電開
始電圧は常にVTLとなり、充電に要する時間が短くなる
ことはなくなる。従って、照度(光量)−周波数変換の
特性が安定となり、信頼性が一段と高くなるので計測精
度が向上する。また、簡単な構造のアナログスイッチで
あるので比較的安価であり、かつ占有面積も少なくなる
から、小型化、低コスト化を図ることができる。
ン・オフスイッチ30を使用し、コンデンサCの放電時
にこのスイッチ30をオンにし、フォトダイオードPD
からの出力電流IP によってその接合容量Cj やアナロ
グスイッチ30の可動接点或は固定接点の端子容量Ci
が充電されないようにしたので、コンデンサCの充電開
始電圧は常にVTLとなり、充電に要する時間が短くなる
ことはなくなる。従って、照度(光量)−周波数変換の
特性が安定となり、信頼性が一段と高くなるので計測精
度が向上する。また、簡単な構造のアナログスイッチで
あるので比較的安価であり、かつ占有面積も少なくなる
から、小型化、低コスト化を図ることができる。
【0025】図2は本発明による測光装置の第2の実施
例の要部を示す回路図である。本実施例でも光検出素子
としてフォトダイオードPDを使用し、このフォトダイ
オードPDと直列に静電容量型の負荷であるコンデンサ
Cを接続し、入射する光の照度又は光量に比例してフォ
トダイオードPDから出力される電流IP をコンデンサ
Cに蓄積し、このコンデンサCに蓄積される電圧VC を
C−MOS型の第1のシュミットインバータ24に入力
する回路構成は上記第1の実施例と同じであるので、そ
の動作説明はここでは省略する。
例の要部を示す回路図である。本実施例でも光検出素子
としてフォトダイオードPDを使用し、このフォトダイ
オードPDと直列に静電容量型の負荷であるコンデンサ
Cを接続し、入射する光の照度又は光量に比例してフォ
トダイオードPDから出力される電流IP をコンデンサ
Cに蓄積し、このコンデンサCに蓄積される電圧VC を
C−MOS型の第1のシュミットインバータ24に入力
する回路構成は上記第1の実施例と同じであるので、そ
の動作説明はここでは省略する。
【0026】本実施例ではアナログスイッチの代わりに
ダイオードD1を使用し、このダイオードD1を、第1
のシュミットインバータ24の出力と入力間にフォトダ
イオードPDとは逆極性で、抵抗R1を介して接続した
ものである。
ダイオードD1を使用し、このダイオードD1を、第1
のシュミットインバータ24の出力と入力間にフォトダ
イオードPDとは逆極性で、抵抗R1を介して接続した
ものである。
【0027】上記構成において、フォトダイオードPD
に電流が流れず、従って、コンデンサCに電荷が蓄積さ
れない初期状態においては、第1のシュミットインバー
タ24の出力電圧は高レベルVH にあるから、ダイオー
ドD1は逆方向にバイアスされ、スイッチオフと同じ機
能をなす。それ故、抵抗R1には電流が流れず、コンデ
ンサCは充電可能状態にある。光量の測定が開始される
と、フォトダイオードPDに電流IP が流れ、コンデン
サCは充電される。コンデンサCの充電電圧VC がシュ
ミットインバータ24の高レベルのスレッショルド電圧
VTHに達すると、このシュミットインバータ24の出力
電圧は高レベルVH から低レベルVL に切換わる。これ
によってダイオードD1は順方向にバイアスされ、スイ
ッチオンと同じ機能をなすから、コンデンサCの充電電
圧VC 及びフォトダイオードPDの出力電流IP は抵抗
R1及びダイオードD1を介して流れ、コンデンサCの
充電電圧は放電される。放電によってコンデンサCの充
電電圧VC がシュミットインバータ24の低レベルスレ
ッショルド電圧VTLにまで降下すると、シュミットイン
バータ24の出力電圧は低レベルVL から高レベルVH
に切換わる。これによってダイオードD1は再び逆バイ
アスされてオフ状態となるから、コンデンサCに充電電
流が流れる。以下、同様の動作が繰り返される結果、第
1のシュミットインバータ24の出力電圧V1 の波形は
第1の実施例と同様に前述した図7に示すようになる。
に電流が流れず、従って、コンデンサCに電荷が蓄積さ
れない初期状態においては、第1のシュミットインバー
タ24の出力電圧は高レベルVH にあるから、ダイオー
ドD1は逆方向にバイアスされ、スイッチオフと同じ機
能をなす。それ故、抵抗R1には電流が流れず、コンデ
ンサCは充電可能状態にある。光量の測定が開始される
と、フォトダイオードPDに電流IP が流れ、コンデン
サCは充電される。コンデンサCの充電電圧VC がシュ
ミットインバータ24の高レベルのスレッショルド電圧
VTHに達すると、このシュミットインバータ24の出力
電圧は高レベルVH から低レベルVL に切換わる。これ
によってダイオードD1は順方向にバイアスされ、スイ
ッチオンと同じ機能をなすから、コンデンサCの充電電
圧VC 及びフォトダイオードPDの出力電流IP は抵抗
R1及びダイオードD1を介して流れ、コンデンサCの
充電電圧は放電される。放電によってコンデンサCの充
電電圧VC がシュミットインバータ24の低レベルスレ
ッショルド電圧VTLにまで降下すると、シュミットイン
バータ24の出力電圧は低レベルVL から高レベルVH
に切換わる。これによってダイオードD1は再び逆バイ
アスされてオフ状態となるから、コンデンサCに充電電
流が流れる。以下、同様の動作が繰り返される結果、第
1のシュミットインバータ24の出力電圧V1 の波形は
第1の実施例と同様に前述した図7に示すようになる。
【0028】このように、本実施例ではアナログスイッ
チの代わりにダイオードD1を使用し、コンデンサCの
放電時に、このダイオードD1を順方向にバイアスして
オン状態にし、コンデンサCの充電電圧を放電させると
共に、フォトダイオードPDからの出力電流IP をダイ
オードD1を通じて流すようにしたので、フォトダイオ
ードPDの接合容量Cj が充電されることがなくなり、
コンデンサCの充電開始電圧は常にVTLとなる。従っ
て、充電に要する時間が短くなることはなくなり、照度
(光量)−周波数変換の特性が安定となり、信頼性が一
段と高くなるので計測精度が向上する。また、アナログ
スイッチを使用しないので安価であり、かつ占有面積も
かなり少なくなるから、小型化、低コスト化を図ること
ができる。さらに、アナログスイッチのオン抵抗により
種々の誤差が生じ得るという欠点も除去される。
チの代わりにダイオードD1を使用し、コンデンサCの
放電時に、このダイオードD1を順方向にバイアスして
オン状態にし、コンデンサCの充電電圧を放電させると
共に、フォトダイオードPDからの出力電流IP をダイ
オードD1を通じて流すようにしたので、フォトダイオ
ードPDの接合容量Cj が充電されることがなくなり、
コンデンサCの充電開始電圧は常にVTLとなる。従っ
て、充電に要する時間が短くなることはなくなり、照度
(光量)−周波数変換の特性が安定となり、信頼性が一
段と高くなるので計測精度が向上する。また、アナログ
スイッチを使用しないので安価であり、かつ占有面積も
かなり少なくなるから、小型化、低コスト化を図ること
ができる。さらに、アナログスイッチのオン抵抗により
種々の誤差が生じ得るという欠点も除去される。
【0029】図3は本発明による測光装置の第3の実施
例の要部を示す回路図である。本実施例は第1のシュミ
ットインバータ24の出力側に構成簡単な波形整形回路
を接続し、出力電圧V1 を波形整形して出力電圧V1 の
低レベル出力電圧VL の持続時間、即ち、コンデンサC
の放電時間Tdを長くし、汎用カウンタやマイクロコン
ピュータ内蔵のカウンタのような安価なカウンタで出力
波形を十分な精度で計測することができるようにしたも
のである。
例の要部を示す回路図である。本実施例は第1のシュミ
ットインバータ24の出力側に構成簡単な波形整形回路
を接続し、出力電圧V1 を波形整形して出力電圧V1 の
低レベル出力電圧VL の持続時間、即ち、コンデンサC
の放電時間Tdを長くし、汎用カウンタやマイクロコン
ピュータ内蔵のカウンタのような安価なカウンタで出力
波形を十分な精度で計測することができるようにしたも
のである。
【0030】上記波形整形回路は第1のシュミットイン
バータ24の出力側に直列に第3のシュミットインバー
タ31とダイオードD2及び第2のシュミットインバー
タ25を接続し、このダイオードD2の出力側と接地間
に抵抗R2及びコンデンサC2を並列に接続した構成を
有し、この波形整形回路で波形整形された出力信号が第
2のシュミットインバータ25の入力に供給される。
バータ24の出力側に直列に第3のシュミットインバー
タ31とダイオードD2及び第2のシュミットインバー
タ25を接続し、このダイオードD2の出力側と接地間
に抵抗R2及びコンデンサC2を並列に接続した構成を
有し、この波形整形回路で波形整形された出力信号が第
2のシュミットインバータ25の入力に供給される。
【0031】次に、上記波形整形回路の動作について簡
単に説明する。第1のシュミットインバータ24の出力
電圧V1 は第3のシュミットインバータ31によって反
転され、その出力電圧波形は図4の(A)に示すように
なる。この出力波形はその高レベルの部分、即ち、コン
デンサCの放電時間Tdに対応する部分がダイオードD
2を通じてコンデンサC2を充電し、低レベルの部分、
即ち、コンデンサCの充電時間Δtに対応する部分はダ
イオードD2が逆バイアスとなるので阻止される。従っ
て、第3のシュミットインバータ31の出力波形が高レ
ベルから低レベルになると、コンデンサC2に充電され
た電圧は時定数τ=C2 ・R2 (ただしC2 はコンデン
サC2の容量、R2 は抵抗R2の抵抗値)に従って抵抗
R2を通じて除々に放電するから、第2のシュミットイ
ンバータ25の入力に供給される電圧波形は図4の
(B)に示すようになる。その結果、第2のシュミット
インバータ25の出力電圧波形は図4の(C)に示すよ
うになり、コンデンサCの放電時間Tdよりも長い所要
の時間幅Td' を得ることができる。この時間幅Td'
は波形整形回路のコンデンサC2及び抵抗R2の値C
2 、R2 を適当に設定することによって所望の任意の値
に設定できるから、汎用カウンタやマイクロコンピュー
タ内蔵のカウンタのようなある程度の性能を有する安価
なカウンタによって確実に計測することができる時間幅
Td' に容易に設定することができる。
単に説明する。第1のシュミットインバータ24の出力
電圧V1 は第3のシュミットインバータ31によって反
転され、その出力電圧波形は図4の(A)に示すように
なる。この出力波形はその高レベルの部分、即ち、コン
デンサCの放電時間Tdに対応する部分がダイオードD
2を通じてコンデンサC2を充電し、低レベルの部分、
即ち、コンデンサCの充電時間Δtに対応する部分はダ
イオードD2が逆バイアスとなるので阻止される。従っ
て、第3のシュミットインバータ31の出力波形が高レ
ベルから低レベルになると、コンデンサC2に充電され
た電圧は時定数τ=C2 ・R2 (ただしC2 はコンデン
サC2の容量、R2 は抵抗R2の抵抗値)に従って抵抗
R2を通じて除々に放電するから、第2のシュミットイ
ンバータ25の入力に供給される電圧波形は図4の
(B)に示すようになる。その結果、第2のシュミット
インバータ25の出力電圧波形は図4の(C)に示すよ
うになり、コンデンサCの放電時間Tdよりも長い所要
の時間幅Td' を得ることができる。この時間幅Td'
は波形整形回路のコンデンサC2及び抵抗R2の値C
2 、R2 を適当に設定することによって所望の任意の値
に設定できるから、汎用カウンタやマイクロコンピュー
タ内蔵のカウンタのようなある程度の性能を有する安価
なカウンタによって確実に計測することができる時間幅
Td' に容易に設定することができる。
【0032】このように、本実施例によれば、光量の検
知範囲の下限を低くして広げるために、また、検知範囲
の上限を上げて広げるために、コンデンサCの放電時間
Tdを非常に短くした場合に、この非常に短い放電時間
Tdが波形整形回路によって所要の長さの時間幅に伸ば
されるから、マイクロコンピュータ内蔵のカウンタや汎
用カウンタのようなある程度の性能の安価なカウンタで
高精度に波形を計測することができる。従って、安価な
カウンタの使用により光量の検知範囲を広げることがで
きる利点があり、また、高性能な周波数カウンタを使用
する必要がないので、大幅なコストダウンが可能になる
という利点がある。
知範囲の下限を低くして広げるために、また、検知範囲
の上限を上げて広げるために、コンデンサCの放電時間
Tdを非常に短くした場合に、この非常に短い放電時間
Tdが波形整形回路によって所要の長さの時間幅に伸ば
されるから、マイクロコンピュータ内蔵のカウンタや汎
用カウンタのようなある程度の性能の安価なカウンタで
高精度に波形を計測することができる。従って、安価な
カウンタの使用により光量の検知範囲を広げることがで
きる利点があり、また、高性能な周波数カウンタを使用
する必要がないので、大幅なコストダウンが可能になる
という利点がある。
【0033】さらに、上記第1の実施例又は第2の実施
例と上記第3の実施例とを組み合わせれば、両実施例の
利点を有効に取り入れた電子的測光装置が構成できるこ
とは明らかである。
例と上記第3の実施例とを組み合わせれば、両実施例の
利点を有効に取り入れた電子的測光装置が構成できるこ
とは明らかである。
【0034】なお、本発明による電子的測光装置は単に
照度(光量)を測定するだけでなく、種々のオイルの汚
れ或は劣化やオイル以外の光が透過し得る液体、気体等
の汚れ或は劣化を計測できる。例えば自動車のエンジン
オイル等の潤滑油の汚れ或は劣化を検知する装置等に適
用して有用なものである。
照度(光量)を測定するだけでなく、種々のオイルの汚
れ或は劣化やオイル以外の光が透過し得る液体、気体等
の汚れ或は劣化を計測できる。例えば自動車のエンジン
オイル等の潤滑油の汚れ或は劣化を検知する装置等に適
用して有用なものである。
【0035】また、上記実施例は本発明の単なる例示に
過ぎず、回路構成、使用する素子等は必要に応じて任意
に変更できるものである。例えば、C−MOSシュミッ
トインバータ以外のインバータや他の回路素子を使用す
ることもでき、また、フォトダイオード以外の光検出素
子やマイクロコンピュータ以外の素子を使用してもよ
い。さらに、発振回路は方形波パルス以外のパルスを発
生するものでもよい。
過ぎず、回路構成、使用する素子等は必要に応じて任意
に変更できるものである。例えば、C−MOSシュミッ
トインバータ以外のインバータや他の回路素子を使用す
ることもでき、また、フォトダイオード以外の光検出素
子やマイクロコンピュータ以外の素子を使用してもよ
い。さらに、発振回路は方形波パルス以外のパルスを発
生するものでもよい。
【0036】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による測光
装置は、充電された静電容量型の負荷の放電時に、光検
出素子からの出力電流によってその接合容量やアナログ
スイッチの可動接点或は固定接点の端子容量が充電され
ないようにしたので、静電容量型の負荷の充電開始電圧
は常に低レベルの一定電圧となり、充電に要する時間が
短くなることはなくなる。従って、照度(光量)−周波
数変換の特性が安定となり、信頼性が一段と高くなるの
で高精度の計測が行なえる。また、占有面積も少なくな
るから、小型化が可能になる。さらに、静電容量型の負
荷の放電時間を非常に短くして光量の検知範囲を広くし
た場合に、この非常に短い放電時間を波形整形回路によ
って所要の長さの時間幅に伸ばすようにしたので、マイ
クロコンピュータ内蔵のカウンタや汎用カウンタのよう
なある程度の性能の安価なカウンタで高精度に波形を計
測することができる。従って、高性能な周波数カウンタ
を使用する必要がないので、大幅なコストダウンが可能
になる等の多くの顕著な効果がある。
装置は、充電された静電容量型の負荷の放電時に、光検
出素子からの出力電流によってその接合容量やアナログ
スイッチの可動接点或は固定接点の端子容量が充電され
ないようにしたので、静電容量型の負荷の充電開始電圧
は常に低レベルの一定電圧となり、充電に要する時間が
短くなることはなくなる。従って、照度(光量)−周波
数変換の特性が安定となり、信頼性が一段と高くなるの
で高精度の計測が行なえる。また、占有面積も少なくな
るから、小型化が可能になる。さらに、静電容量型の負
荷の放電時間を非常に短くして光量の検知範囲を広くし
た場合に、この非常に短い放電時間を波形整形回路によ
って所要の長さの時間幅に伸ばすようにしたので、マイ
クロコンピュータ内蔵のカウンタや汎用カウンタのよう
なある程度の性能の安価なカウンタで高精度に波形を計
測することができる。従って、高性能な周波数カウンタ
を使用する必要がないので、大幅なコストダウンが可能
になる等の多くの顕著な効果がある。
【図1】本発明による測光装置の第1の実施例の要部を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図2】本発明による測光装置の第2の実施例の要部を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図3】本発明による測光装置の第3の実施例の要部を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図4】図3に示す第3の実施例の各部における電圧出
力を示す波形図である。
力を示す波形図である。
【図5】従来の測光装置の基本回路構成を示すブロック
図である。
図である。
【図6】図5に示す従来の測光装置の一具体例を示す回
路図である。
路図である。
【図7】測光装置に使用されているシュミットインバー
タの電圧出力を示す波形図である。
タの電圧出力を示す波形図である。
【図8】図6に示す測光装置に使用されているコンデン
サの実際の充放電特性を示す波形図である。
サの実際の充放電特性を示す波形図である。
24、25、31 シュミットインバータ 30 アナログスイッチ PD フォトダイオード C、C1、C2 コンデンサ R、R1、R2 抵抗 D、D1、D2 ダイオード
Claims (7)
- 【請求項1】 受光量に応じて出力電流が変化する光検
出素子と、該光検出素子からの出力電流によって充電さ
れる静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充電電圧
と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧が基準
電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる電圧検
出部と、該電圧検出部からの出力信号レベルの変化によ
って前記静電容量型の負荷の放電路を形成するスイッチ
手段とを具備し、前記スイッチ手段は、前記静電容量型
の負荷の放電時に前記光検出素子や該スイッチ手段が有
する容量に前記光検出素子からの出力電流によって電荷
が蓄積されないアナログのオン・オフスイッチであるこ
とを特徴とする測光装置。 - 【請求項2】 前記電圧検出部は前記充電電圧が前記基
準電圧に達したとき毎にパルス信号を発生するパルス発
振回路であることを特徴とする請求項1の測光装置。 - 【請求項3】 前記電圧検出部が、さらに、発生された
パルス信号の前記静電容量型の負荷の放電時間に対応す
る電圧レベルの時間幅を所要の長さに伸ばす波形整形回
路を備えていることを特徴とする請求項2の測光装置。 - 【請求項4】 受光量に応じて出力電流が変化する光検
出素子と、該光検出素子からの出力電流によって充電さ
れる静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充電電圧
と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧が基準
電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる電圧検
出部と、該電圧検出部からの出力信号レベルの変化によ
って前記静電容量型の負荷の放電路を形成するスイッチ
手段とを具備し、前記スイッチ手段は、前記静電容量型
の負荷の放電時に前記光検出素子や該スイッチ手段が有
する容量に前記光検出素子からの出力電流によって電荷
が蓄積されないダイオードであることを特徴とする測光
装置。 - 【請求項5】 前記電圧検出部は前記充電電圧が前記基
準電圧に達したとき毎にパルス信号を発生するパルス発
振回路であることを特徴とする請求項4の測光装置。 - 【請求項6】 前記電圧検出部が、さらに、発生された
パルス信号の前記静電容量型の負荷の放電時間に対応す
る電圧レベルの時間幅を所要の長さに伸ばす波形整形回
路を備えていることを特徴とする請求項5の測光装置。 - 【請求項7】 受光量に応じて出力電流が変化する光検
出素子と、該光検出素子からの出力電流によって充電さ
れる静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充電電圧
と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧が基準
電圧に達したとき毎にパルス信号を発生する電圧検出部
と、該電圧検出部の出力側に直列に接続され、前記静電
容量型の負荷の放電時間に対応する電圧レベルの時間幅
を所要の長さに伸ばされたパルス出力信号を発する波形
整形回路と、該波形整形回路からの前記パルス出力信号
によって前記光検出素子に入射する受光量を算出する演
算計測部とを具備し、前記波形整形回路は、前記電圧検
出部の出力側に直列に接続されたシュミットインバー
タ、ダイオード及び他のシュミットインバータの直列体
と、該ダイオードの出力側と接地間に並列に接続された
抵抗及びコンデンサの並列体とを有することを特徴とす
る測光装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35165891A JPH0726872B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 測光装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP35165891A JPH0726872B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 測光装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05164609A JPH05164609A (ja) | 1993-06-29 |
JPH0726872B2 true JPH0726872B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=18418748
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP35165891A Expired - Fee Related JPH0726872B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 測光装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0726872B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011128628A (ja) * | 2005-12-01 | 2011-06-30 | Hitachi Displays Ltd | 表示装置 |
JP4859638B2 (ja) | 2006-11-22 | 2012-01-25 | 株式会社 日立ディスプレイズ | 表示装置 |
JP6088306B2 (ja) * | 2013-03-18 | 2017-03-01 | エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 | 受光回路 |
JP6218404B2 (ja) * | 2013-03-18 | 2017-10-25 | エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 | 受光回路 |
US10141285B2 (en) | 2013-09-19 | 2018-11-27 | Palo Alto Research Center Incorporated | Externally induced charge patterning using rectifying devices |
-
1991
- 1991-12-12 JP JP35165891A patent/JPH0726872B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
JPH05164609A (ja) | 1993-06-29 |
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