JPH04324328A - 測光装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般的には電子的測光装
置に関し、限定するものではないが、特に、受光量に応
じて出力電流が変化する光検出素子、この光検出素子か
らの電流を蓄積する静電容量型の負荷等の一部の素子を
除き、ディジタル化した高信頼性かつ小型の電子的測光
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、電子的測光装置にはホト
ダイオード、ホトトランジスタ等の光検出素子が使用さ
れているが、例えば、ホトダイオードを使用した従来の
測光装置の回路構成を図１５〜図１７に示す。図１５は
ホトダイオードとトランジスタとを組み合わせたもので
、コレクタ接地回路形態に接続されたトランジスタＴｒ
のコレクタとベース間にホトダイオードＰＤを接続し、
このホトダイオードＰＤで検出した光入力をトランジス
タＴｒで増幅し、負荷抵抗であるエミッタ抵抗Ｒ２の両
端間に発生する電圧Ｖ０　として取り出すものである。 なお、Ｒ１はベース抵抗である。図１６及び図１７はそ
れぞれホトダイオードと演算増幅器とを組み合わせたも
ので、図１６の回路ではホトダイオードＰＤで検出した
光入力を演算増幅器ＯＰとその帰還回路の抵抗Ｒ３によ
り電流−電圧変換して電圧出力Ｖ０　として取り出すも
のである。また、図１７の回路ではホトダイオードＰＤ
と直列に分圧用抵抗Ｒ４を接続して検出した光出力に比
例した電圧を発生させ、この電圧を演算増幅器ＯＰ及び
抵抗Ｒ５、Ｒ６より構成された増幅器で増幅して電圧出
力Ｖ０　として取り出すものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の測光装置では、その検出回路がアナログ素子、アナ
ログ回路により構成されているため、電気的ノイズ（雑
音）により誤差が生じ易く、信頼性に欠ける欠点があっ
た。また、部品点数が多いため、小型化、低コスト化を
図るには限界があるという欠点もあった。さらに、図１
８に示すように、測光装置のアナログの検出回路１１の
出力をマイクロコンピュータ１２に供給して演算処理を
行なうためにはアナログ−ディジタル変換器１３を使用
しなければならないという欠点があった。

【０００４】従って、本発明の目的は、最小限の素子を
除きディジタル化して部品点数を大幅に減少させ、小型
、安価に製造できるようにすると共に、高信頼性を有す
る測光装置を提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的は本発明に係る
測光装置によって達成される。要約すれば、本発明は、
受光量に応じて出力電流が変化する光検出素子と、該光
検出素子からの出力電流によって充電される静電容量型
の負荷と、該負荷に充電された充電電圧と予め設定され
た基準電圧とを比較し、充電電圧が基準電圧に達したと
きに出力信号レベルを変化させる電圧検出部と、該電圧
検出部からの出力信号によって前記光検出素子に入射す
る受光量を算出する演算計測部とを具備することを特徴
とする測光装置である。

【０００６】

【実施例】以下、本発明の実施例について添付図面を参
照して詳細に説明する。

【０００７】図１は本発明による測光装置の第１の実施
例の基本構成を示すブロック図である。本実施例では光
検出素子としてホトダイオードＰＤを使用し、このホト
ダイオードＰＤと直列に静電容量型の負荷、本実施例で
はコンデンサＣを接続し、入射する光の照度又は光量に
比例してホトダイオードＰＤから出力される電流ＩＰを
コンデンサＣに蓄積し、電圧ＶＣ　に変換する。この充
電電圧ＶＣ　を電圧検出部２１で検出して予め設定され
た基準電圧と比較し、充電電圧が基準電圧に達すると、
電圧検出部２１は出力信号レベルを変化させる。この信
号レベルの変化により、コンデンサＣに蓄積された電荷
を放電させ、再びこのコンデンサＣにホトダイオードＰ
Ｄからの出力電流ＩＰ　の蓄積を開始させる。一方、演
算計測部、本実施例ではタイマー・カウンタ２２は電圧
検出部２１の出力信号レベルの変化を検出し、この信号
レベルの変化によってコンデンサＣが充電される時間を
計測するか、或は一定時間内のパルス数を計測してホト
ダイオードＰＤの出力電流の大きさを検出し、照度又は
光量を求めるものである。

【０００８】次に、上述したホトダイオードＰＤの出力
電流ＩＰ　から照度又は光量を求める基本動作について
説明する。

【０００９】図２は図１に示す本発明による測光装置の
一具体例を示すもので、光検出素子であるホトダイオー
ドＰＤと静電容量型の負荷であるコンデンサＣとをアナ
ログスイッチ２３を介して直列に接続し、入射する光の
照度又は光量に比例してホトダイオードＰＤを流れる電
流ＩＰ　をアナログスイッチ２３を介してコンデンサＣ
に蓄積し、電圧ＶＣ　に変換する。このコンデンサＣに
蓄積される電圧ＶＣ　は、例えばＣ−ＭＯＳ型の第１及
び第２の２つのシュミットインバータ２４及び２５を直
列に接続した電圧検出部２１で検出される。第１のシュ
ミットインバータ２４は高レベルのスレッショルド電圧
ＶＴＨと低レベルのスレッショルド電圧ＶＴＬの２つの
スレッショルド電圧を有し、入力電圧が高レベルのスレ
ッショルド電圧ＶＴＨより低いときには高レベルの出力
電圧ＶＨ　を発生し、入力電圧が高レベルのスレッショ
ルド電圧ＶＴＨに達すると出力電圧が高レベルＶＨ　か
ら低レベルＶＬ　に切換わり、かつ入力電圧が低レベル
のスレッショルド電圧ＶＴＬに降下するまで低レベルの
出力電圧ＶＬ　を保持し、入力電圧が低レベルのスレッ
ショルド電圧ＶＴＬに降下したときに出力電圧が低レベ
ルＶＬ　から高レベルＶＨ　に切換わるように動作する
。従って、ホトダイオードＰＤに光が入射せず、電流Ｉ
Ｐ　が流れないときには、即ち、コンデンサＣに電荷が
蓄積されないときには、その出力電圧は高レベルＶＨ　
であり、また、コンデンサＣの充電電圧ＶＣ　が高レベ
ルのスレッショルド電圧ＶＴＨに等しくなると、シュミ
ットインバータ２４の出力電圧は高レベルから低レベル
ＶＬに切換わる。さらに、コンデンサＣの蓄積電荷が放
電によりシュミットインバータ２４の低レベルのスレッ
ショルド電圧ＶＴＬにまで低下すると、シュミットイン
バータ２４の出力電圧は低レベルＶＬ　から高レベルＶ
Ｈ　に切換わる。第２のシュミットインバータ２５も高
レベルのスレッショルド電圧ＶＴＨと低レベルのスレッ
ショルド電圧ＶＴＬの２つのスレッショルド電圧を有し
、同様に動作する。即ち、第１のシュミットインバータ
２４から高レベルの電圧信号ＶＨ　が入力されていると
きには低レベルの電圧出力ＶＬ　を発生し、低レベルの
電圧信号ＶＬが入力されているときには高レベルの電圧
出力ＶＨ　を発生する。

【００１０】一方、アナログスイッチ２３は２つの固定
接点ｘ０　及びｘ１　と１つの可動接点ｘを有し、可動
接点ｘはコンデンサＣに接続され、第１の固定接点ｘ０
　はホトダイオードＰＤに接続され、そして第２の固定
接点ｘ１　は放電用抵抗Ｒに接続されている。また、こ
のアナログスイッチ２３の可動接点ｘは、その制御線２
４ａを通じて第１のシュミットインバータ２４から高レ
ベル出力電圧ＶＨ　が印加されたときには、第１の固定
接点ｘ０　と接続され、逆に低レベル出力電圧ＶＬ　が
印加されたときには、可動接点ｘは第２の固定接点ｘ１
　と接続されるように構成されている。

【００１１】上記構成において、ホトダイオードＰＤに
電流が流れず、従ってコンデンサＣに電荷が蓄積されな
い初期状態においては、第１のシュミットインバータ２
４の出力は高レベルＶＨ　にあるから、アナログスイッ
チ２３の可動接点ｘは第１の固定接点ｘ０　と接続され
ている。光量の測定が開始されると、ホトダイオードＰ
Ｄに電流ＩＰ　が流れ、コンデンサＣは充電される。コ
ンデンサＣの充電電圧ＶＣ　がシュミットインバータ２
４の高レベルのスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、
このシュミットインバータ２４の出力電圧は高レベルＶ
Ｈ　から低レベルＶＬ　に切換わる。これによってアナ
ログスイッチ２３の可動接点ｘは第２の固定接点ｘ１　
側に切換わり、コンデンサＣの充電電圧ＶＣ　は抵抗Ｒ
を介して放電される。放電によってコンデンサＣの充電
電圧ＶＣ　がシュミットインバータ２４の低レベルスレ
ッショルド電圧ＶＴＬにまで降下すると、シュミットイ
ンバータ２４の出力電圧は低レベルＶＬ　から高レベル
ＶＨ　に切換わる。これによってアナログスイッチ２３
の可動接点ｘが再び第１の固定接点ｘ０　と接続され、
コンデンサＣに充電電流が流れる。以下、同様の動作が
繰り返される結果、第１のシュミットインバータ２４の
出力電圧Ｖ１　の波形は図３に示すようになる。

【００１２】今、コンデンサＣに流れ込む電流ＩＰ　が
一定であるとすると、コンデンサＣの充電時間ΔｔはΔ
ｔ＝（ＶＴＨ−ＶＴＬ）Ｃ／ＩＰ　　　・・・　　（１
）となる。かくして、タイマー・カウンタ２２により充
電時間Δｔを計測するか、或は一定時間内のパルス数を
計測し、上記関係式（１）に基づく演算処理を行なうこ
とによって、ホトダイオードＰＤの出力電流ＩＰ　の値
を計測することができ、従って、ホトダイオードＰＤに
入射する光の照度又は光量を求めることができる。

【００１３】この点についてさらに説明すると、図４の
（ａ）に示すホトダイオードＰＤとコンデンサＣの直列
回路の等価回路は図４に（ｂ）で示すようになる。即ち
、ホトダイオードＰＤは等価的に定電流源ＩＰ　と見な
すことができる。ｒＰ　はホトダイオードＰＤの内部抵
抗である。ホトダイオードＰＤとして日本電気製のＰＨ
３０９を使用し、動作電圧ＶＤＤ＝５Ｖ、コンデンサＣ
の容量＝１μＦ、ホトダイオードＰＤを流れる電流ＩＰ
　＝１６．６μＡ一定のときのコンデンサＣの充電電圧
ＶＣ　の実測データを図５に示す。

【００１４】τ＝Ｃ・ｒＰ　　　・・・　　（２）であ
るから、図５の実測値より Ｃ・ｒＰ　＝３００×１０−６ ｒＰ　＝３００×１０−６／１×１０−９＝３００ＫΩ
　　　　（ＩＰ　＝１６．６μＡ）これよりコンデンサ
Ｃの充電電圧ＶＣ　が第１のシュミットインバータ２４
の高レベルのスレッショルド電圧ＶＴＨになる充電時間
Δｔを求めたとすると、Ｃ＝Ｑ／Ｖ　　・・・　　（３
）であるので、

【００１５】

【数１】

【００１６】仮にホトダイオードＰＤの内部抵抗ｒＰ　
を無視すると、 ＶＴＨ＝ＩＰ　・Δｔ／Ｃ ∴Δｔ＝ＶＴＨ・Ｃ／ＩＰ　　　・・・　　（５）ホト
ダイオードＰＤの出力電流ＩＰ　とホトダイオードＰＤ
に照射される光の照度Ｌとは図６に示すように比例関係
にあるので Δｔ＝ＶＴＨ・Ｃ／κＬ　　・・・　　（６）ただし、
κは比例定数である。

【００１７】図３の波形図から明瞭なように、コンデン
サＣの充電時間Δｔは第１のシュミットインバータ２４
の低レベルのスレッショルド電圧ＶＴＬから高レベルの
スレッショルド電圧ＶＴＨまでの時間であるから上記式
（６）は次のように書き換えることができる。

【００１８】 Δｔ＝（ＶＴＨ−ＶＴＬ）・Ｃ／κＬ　　・・・　　（
７）即ち、この式（７）は前記した式（１）と同じであ
り、かくして、コンデンサＣの充電電圧ＶＣ　が第１の
シュミットインバータ２４の高レベルのスレッショルド
電圧ＶＴＨになるまでの充電時間Δｔを検出することに
よって照度Ｌを計測できることが分る。勿論、充電時間
Δｔの検出によって光量の計測も行なえる。

【００１９】また、上述したように、充電時間Δｔの代
りにパルス数ＰＰを計測しても照度Ｌを求めることがで
きる。上記式（７）に示すように Δｔ＝（ＶＴＨ−ＶＴＬ）・Ｃ／κＬ であるから、 ＰＰ　＝｛κ′／（ＶＴＨ−ＶＴＬ）・Ｃ｝＊Ｌとなる
。ただし、κ′は比例定数である。かくして、パルス数
ＰＰ　を計測することによっても照度Ｌを求めることが
できる。勿論、パルス数ＰＰ　の計測によって光量を求
めることもできる。本実施例によれば、積算平均化フィ
ルタとしての効果により電気ノイズ及び光ノイズに影響
されることが殆どなくなり、また、光入力をアナログ−
ディジタル変換器を使用する必要なく直接ディジタル出
力に変換できるので、部品点数が少なくなり、集積化及
びコストの低下が可能になり、しかも測定精度が高くな
るという利点がある。

【００２０】図７は図２に示す回路の光検出素子である
ホトダイオードＰＤ及び電圧検出部である２つのシュミ
ットインバータ２４、２５を１個の部品として組み込ん
だ構成例を示す概略断面図である。即ち、ホトダイオー
ドＰＤのチップＴＰＤと２つのシュミットインバータ２
４、２５によって発振回路を形成するＣＭＯＳ−ＩＣチ
ップＴＩＣとを基板にマウントし、例えばＪＯ−５又は
それより小さいパッケージ３１に収納し、回路ではなく
てディジタル出力を有する１個の部品として取り扱える
ように構成したものである。

【００２１】上記実施例ではコンデンサＣの充電時間Δ
ｔ或は一定時間内のパルス数ＰＰ　より照度Ｌを求めた
が、図８に示すようにタイマー・カウンタ２２の出力信
号をワンショットマルチバイブレータ２６に供給し、充
電時間Δｔ或は一定時間内のパルス数ＰＰ　をパルス幅
に変換し、このパルス幅によって照度Ｌを求めるように
してもよい。

【００２２】図９はホトダイオードＰＤの温度特性を補
正する回路を付加した本発明による測光装置の変形例を
示すもので、温度センサＲＴ　をアナログスイッチ２７
に接続し、タイマー・カウンタ２２に付属するマイクロ
コンピュータからの制御線２２ａによってこのアナログ
スイッチ２７を制御してホトダイオードＰＤと温度セン
サＲＴ　を切り換え接続し、必要時に温度センサＲＴ　
からの出力信号を電圧検出部２２を構成するシュミット
インバータ２４、２５よりなる発振回路に供給して対応
するパルス数ＰＴ　を取り出し、その情報によってホト
ダイオードＰＤの温度特性を補正するものである。本実
施例によれば、積算平均化フィルタとしての効果により
電気ノイズ及び光ノイズに強くなり、また、光入力をア
ナログ−ディジタル変換器を使用する必要なく直接ディ
ジタル出力に変換できるので、部品点数が少なくなり、
集積化及びコストの低下が可能になることは勿論、温度
の変化によるホトダイオードＰＤの検出誤差を補正する
ことができるので、測定精度がさらに高くなるという利
点がある。

【００２３】図１０は図９に示す回路のホトダイオード
ＰＤのチップＴＰＤと温度センサＲＴであるサーミスタ
チップＴＴＨと２つのシュミットインバータ２４、２５
を含むＣＭＯＳ−ＩＣチップＴＩＣとを基板にマウント
し、この基板をタイマー・カウンタ２２付属のマイコン
チップＴＭＣと共に、例えばＪＯ−５又はそれより１ラ
ンク上のパッケージ３２に収納し、温度変化に影響され
ないディジタル出力を有する１個の部品として取り扱え
るように構成したものである。

【００２４】図１１は図１０の部品をさらに発展させ、
例えば自動車等の潤滑油の汚れ或は劣化を判断するモジ
ュールとして構成したものである。即ち、潤滑油が自由
に通過できる筺体３３の対向する一方の面に光源として
ＬＥＤ（発光ダイオード）３４を取り付け、他方の面に
ホトダイオードＰＤを取り付けてＬＥＤ３４からの光が
潤滑油を通ってホトダイオードＰＤに入射するようにし
、潤滑油の汚れ或は劣化の度合によって入射光が変化す
るように構成する。また、ホトダイオードＰＤからの電
流出力を処理するＣＭＯＳ−ＩＣチップＴＩＣ及びマイ
コンチップＴＭＣはフラットパッケージによるハイブリ
ッドＩＣ化を計り、薄型の小さなパッケージ３５に収納
して非常に小型化したモジュールに構成したものである
。 このモジュールを使用したペンシル型オイルモニタの一
例を図１２に、また、プリンタ型オイルモニタの一例を
図１３に示す。図１２のオイルモニタ３６はモニタ本体
３６ａにオイルの汚れ或は劣化状態を表示する、例えば
液晶の表示部３７を設け、モニタ本体３６ａの先端の感
知部をオイル中に浸漬したときに、表示部３７のどの表
示位置が発光するかによってオイルの汚れ或は劣化の程
度を判定できるようにしたものである。一方、図１３の
オイルモニタ３８はモニタ本体３８ａに簡易なプリンタ
を組み込んであり、先端の感知部をオイル中に浸漬した
ときにオイルの汚れ或は劣化状態をプリントによって表
示するようにしたものである。これらオイルモニタは小
型、軽量、安価に製造でき、しかも、温度変化の影響を
受けずに正確に潤滑油の汚れが計測できるから、例えば
、ガソリンスタンドやドライバにとって非常に好便な用
具となる。このオイルモニタは自動車等の潤滑油の汚れ
或は劣化の検出に限定されるものではなく、種々のオイ
ルの汚れ或は劣化やオイル以外の光が透過し得る液体、
気体等の汚れ或は劣化を計測できることは言うまでもな
い。

【００２５】さらに、このオイルモニタは、他のセンサ
と組み合わせることにより、各種のエンジンオイル、例
えば、ガスエンジン駆動式のヒートポンプの冷暖房シス
テム等における潤滑油のメイクアップの自動化にも適用
できる。これは、図１４に示したような構成とし、次に
述べるように、全体をシーケンス制御とするとよい。す
なわち、エンジンＮのオイルパンＰ内に配置されたフロ
ートマグネット式或は静電容量式等のレベルセンサＦか
らのオイルレベルを指示する信号を、信号処理部Ｄで制
御用信号に変換するとともに、表示部Ｅでレベル表示す
る。レベルセンサＦによりオイルパンＰ中のレベル低下
が検知されたとき、制御器Ｃにより、ソレノイドバルブ
等からなる供給バルブＢを開き、新油タンクＡよりオイ
ルを補給する。他方、オイルモニタＪからのオイルの劣
化度を指示する信号は、同様に信号処理部Ｋで制御用信
号に変換され、表示部Ｌで劣化度を表示する。劣化度が
一定のスレッショルドレベルを超えたときは、制御器Ｍ
がソレノイドバルブ等からなる排出バルブＧを開き、オ
イルパンＰ中の使用油を排出し、廃油タンクＨに落す。 オイルパンＰ中のレベル低下がレベルセンサＦにより検
知され、制御器Ｃにより供給バルブＢを開き、新油タン
クＡよりオイルを補給し、レベルセンサＦにより所定レ
ベルになったことが検知されると制御器Ｃによりバルブ
Ｂが閉じられる。

【００２６】なお、上記実施例は本発明の単なる例示に
過ぎず、回路構成、使用する素子等は必要に応じて任意
に変更できるものである。例えば、アナログスイッチの
代りに電子スイッチを使用してもよく、勿論、Ｃ−ＭＯ
Ｓシュミットインバータ以外のインバータや他の回路素
子を使用することもでき、また、ホトダイオード以外の
光検出素子やマイクロコンピュータ以外の素子を使用し
てもよい。さらに、発振回路は方形波パルス以外のパル
スを発生するものでもよい。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による測光
装置は、光検出素子を流れる電流を静電容量型の負荷に
蓄積して電圧信号に変換するため、積算平均化フィルタ
としての効果がある。このため、電気ノイズ及び光ノイ
ズに強くなり、また、光入力をアナログ−ディジタル変
換器を使用する必要なく直接ディジタル出力に変換でき
るので、ディジタル素子でかなりの部分を構成できる。 従って、部品点数が少なくなり、集積化及びコストの低
下が可能になる。さらに、温度センサを付加することに
より温度の変化に関係なく、常に正確な計測値が検出で
きるから、測定精度がさらに高くなるという顕著な効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による測光装置の第１の実施例の基本構
成を示すブロック図である。

【図２】本発明による測光装置の一具体例を示す回路構
成図である。

【図３】図２の測光装置に使用されたシュミットインバ
ータの電圧出力を示す波形図である。

【図４】本発明による測光装置の基本動作原理を説明す
るための回路図である。

【図５】図４に示す回路のコンデンサの充電特性を示す
実測図である。

【図６】ホトダイオードに入射する光の照度とホトダイ
オードの出力電流の関係を示す特性図である。

【図７】図２に示す回路を１個の部品として構成した状
態を示す概略断面図である。

【図８】本発明による測光装置の第２の実施例の基本構
成を示すブロック図である。

【図９】本発明による測光装置の第３の実施例を示す回
路構成図である。

【図１０】図９に示す回路を１個の部品として構成した
状態を示す概略断面図である。

【図１１】図９に示す回路をモジュール化した状態を示
す概略断面図である。

【図１２】図１１に示すモジュールを使用したペンシル
型のオイルモニタの一例を示す正面図である。

【図１３】図１１に示すモジュールを使用したプリンタ
型のオイルモニタの一例を示す正面図である。

【図１４】本発明を適用したオイルモニタを使用してエ
ンジンオイルを自動的にメイクアップするシステムの一
例を示す構成図である。

【図１５】従来の測光装置の一例を示す回路図である。

【図１６】従来の測光装置の他の例を示す回路図である
。

【図１７】従来の測光装置のさらに他の例を示す回路図
である。

【図１８】従来の測光装置の基本構成を示すブロック図
である。

【符号の説明】

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受光量に応じて出力電流が変化する光
   検出素子と、該光検出素子からの出力電流によって充電
   される静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充電電
   圧と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧が基
   準電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる電圧
   検出部と、該電圧検出部からの出力信号によって前記光
   検出素子に入射する受光量を算出する演算計測部とを具
   備することを特徴とする測光装置。
2. 【請求項２】　　前記電圧検出部は前記充電電圧が前記
   基準電圧に達したとき毎にパルス信号を発生するパルス
   発振回路であることを特徴とする請求項１の測光装置。
3. 【請求項３】　　前記演算計測部は、前記電圧検出部か
   ら発生されるパルス信号によって前記充電電圧が前記基
   準電圧に達するまでの時間を計測し、該計測した時間か
   ら前記光検出素子に入射する光量を算出することを特徴
   とする請求項２の測光装置。
4. 【請求項４】　　前記演算計測部は、前記電圧検出部か
   ら発生される一定時間内のパルス数を計測し、該パルス
   数から前記光検出素子に入射する光量を算出することを
   特徴とする請求項２の測光装置。
5. 【請求項５】　　前記光検出素子の温度特性を補正する
   温度補正手段をさらに含む請求項１〜４のいずれかに記
   載の測光装置。