JPH07240638A - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- JPH07240638A JPH07240638A JP3154494A JP3154494A JPH07240638A JP H07240638 A JPH07240638 A JP H07240638A JP 3154494 A JP3154494 A JP 3154494A JP 3154494 A JP3154494 A JP 3154494A JP H07240638 A JPH07240638 A JP H07240638A
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- power
- distortion
- effect transistor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低波形歪み及び低消費電力の両者を満足させ
つつ、広帯域にわたる高周波信号の増幅を行う高周波増
幅器を提供する。 【構成】 高周波増幅用の電界効果トランジスタを使用
し、この電界効果トランジスタの歪と隣接チャネル漏洩
電力に対する電力付加効率が最大となる条件を満足する
インピーダンス整合回路を電界効果トランジスタに設け
ると共に、電界効果トランジスタのバイアスを設定する
構成とした。
つつ、広帯域にわたる高周波信号の増幅を行う高周波増
幅器を提供する。 【構成】 高周波増幅用の電界効果トランジスタを使用
し、この電界効果トランジスタの歪と隣接チャネル漏洩
電力に対する電力付加効率が最大となる条件を満足する
インピーダンス整合回路を電界効果トランジスタに設け
ると共に、電界効果トランジスタのバイアスを設定する
構成とした。
Description
【０００１】
【産業上の分野】本発明は、広帯域にわたる高周波信号
を、低波形歪み且つ低消費電力で増幅する高周波増幅器
に関する。
を、低波形歪み且つ低消費電力で増幅する高周波増幅器
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＧａＡｓＦＥＴのように電子移動
度の大きなマイクロ波増幅用トランジスタを使用するこ
とにより、数十ＧＨｚまでのマイクロ波の増幅器を、半
導体集積回路（ＩＣなど）で実現することができるよう
になった。
度の大きなマイクロ波増幅用トランジスタを使用するこ
とにより、数十ＧＨｚまでのマイクロ波の増幅器を、半
導体集積回路（ＩＣなど）で実現することができるよう
になった。
【０００３】しかし、このようなトランジスタは非線型
能動素子であるから、入力電力Ｐｉｎが小さいときに
は、その出力電力Ｐｏｕｔ は入力電力Ｐinに比例し、
且つ出力電力Ｐout の信号の周波数成分が入力電力Ｐin
の信号の周波数（基本周波数）ｆのみとなるが、入力電
力Ｐinが大きくなるに従って、出力電力Ｐout は周波数
ｆの電力Ｐf の他に、２次の波形歪による周波数（２×
ｆ）の電力Ｐ2fや、３次の波形歪による周波数（３×
ｆ）の電力Ｐ3fが急増する。
能動素子であるから、入力電力Ｐｉｎが小さいときに
は、その出力電力Ｐｏｕｔ は入力電力Ｐinに比例し、
且つ出力電力Ｐout の信号の周波数成分が入力電力Ｐin
の信号の周波数（基本周波数）ｆのみとなるが、入力電
力Ｐinが大きくなるに従って、出力電力Ｐout は周波数
ｆの電力Ｐf の他に、２次の波形歪による周波数（２×
ｆ）の電力Ｐ2fや、３次の波形歪による周波数（３×
ｆ）の電力Ｐ3fが急増する。
【０００４】このような高次の高調波成分（特に、３次
の波形歪による高調波成分）は、無線通信分野などにお
いては、隣接チャネル間での混信などの重大な問題を招
く。携帯電話の分野を例に説明すると、基地局などの無
線通信用固定局では、各チャネルに割り当てられる所定
周波数帯域の信号毎に増幅するのではなく、多数チャネ
ルにわたる広帯域の信号（異なった周波数の複数の信
号）を一つの高周波増幅器で一括して増幅することで、
高周波増幅器の数を大幅に低減するようにシステム構成
されるので、特に３次の波形歪の存在による３次相互変
調歪が増加して、隣接チャネル間での混信などを引き起
こす。又、デジタル変調方式を適用する携帯電話では、
このような高次の相互変調歪に起因した隣接チャネル漏
洩電力の発生も重大な問題となる。
の波形歪による高調波成分）は、無線通信分野などにお
いては、隣接チャネル間での混信などの重大な問題を招
く。携帯電話の分野を例に説明すると、基地局などの無
線通信用固定局では、各チャネルに割り当てられる所定
周波数帯域の信号毎に増幅するのではなく、多数チャネ
ルにわたる広帯域の信号（異なった周波数の複数の信
号）を一つの高周波増幅器で一括して増幅することで、
高周波増幅器の数を大幅に低減するようにシステム構成
されるので、特に３次の波形歪の存在による３次相互変
調歪が増加して、隣接チャネル間での混信などを引き起
こす。又、デジタル変調方式を適用する携帯電話では、
このような高次の相互変調歪に起因した隣接チャネル漏
洩電力の発生も重大な問題となる。
【０００５】そこで従来の通信技術では、かかる３次相
互変調歪を低減するために、飽和出力電力の大きなＦＥ
Ｔ（電界効果トランジスタ）を用いると共に、このＦＥ
Ｔを小さな出力電力範囲で使用していた。尚、このよう
にＦＥＴを小さな出力電力範囲で使用する方法を、バッ
クオフと呼んでいる。
互変調歪を低減するために、飽和出力電力の大きなＦＥ
Ｔ（電界効果トランジスタ）を用いると共に、このＦＥ
Ｔを小さな出力電力範囲で使用していた。尚、このよう
にＦＥＴを小さな出力電力範囲で使用する方法を、バッ
クオフと呼んでいる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このバ
ックオフの技法は、ＦＥＴを小さな出力電力範囲でのみ
使用するので線型性が得られて３次相互変調歪を低減す
ることができるが、電源で設定される動作電源範囲を有
効に利用しないので、相対的に消費電力の増加を招いて
いる。かかる問題点を図９と共に詳述する。
ックオフの技法は、ＦＥＴを小さな出力電力範囲でのみ
使用するので線型性が得られて３次相互変調歪を低減す
ることができるが、電源で設定される動作電源範囲を有
効に利用しないので、相対的に消費電力の増加を招いて
いる。かかる問題点を図９と共に詳述する。
【０００７】図９はこのバックオフの技法を説明するた
めの原理図である。同図において、横軸は高周波増幅器
の入力電力（単位；ｄＢｍ）、縦軸はその出力電力（単
位；ｄＢｍ）と電力付加効率（単位；％）を表してお
り、周波数ｆの信号の入力電力Ｐinの増減変化に対す
る、基本波出力電力Ｐf と、３次相互変調歪出力電力Ｐ
IM3 、及び電力付加効率ηadd の変化を示す。尚、電力
付加効率ηadd とは、電源から供給された直流電力ＰDC
がどれだけマイクロ波の電力に変換されるかを示す評価
量（即ち、ＦＥＴの電力増幅特性の良否の目安となる）
であり、 ηadd ＝１００×（Ｐf −Ｐin）／ＰDC （％） の関係式で求められる。
めの原理図である。同図において、横軸は高周波増幅器
の入力電力（単位；ｄＢｍ）、縦軸はその出力電力（単
位；ｄＢｍ）と電力付加効率（単位；％）を表してお
り、周波数ｆの信号の入力電力Ｐinの増減変化に対す
る、基本波出力電力Ｐf と、３次相互変調歪出力電力Ｐ
IM3 、及び電力付加効率ηadd の変化を示す。尚、電力
付加効率ηadd とは、電源から供給された直流電力ＰDC
がどれだけマイクロ波の電力に変換されるかを示す評価
量（即ち、ＦＥＴの電力増幅特性の良否の目安となる）
であり、 ηadd ＝１００×（Ｐf −Ｐin）／ＰDC （％） の関係式で求められる。
【０００８】図９に示すように、入力電力Ｐinが次第に
増加すると、基本波出力電力Ｐf は、ある入力電力Ｐ
in1 までは一定増加率に比例して線型増加していき、そ
れを超えるとしだいに増加率が非線型で減少していき、
ある入力電力Ｐin2 において飽和する。一方、３次相互
変調歪出力電力ＰIM3 も、入力電力Ｐin1 の増加に伴っ
て同様な出力電力特性となる。但し、線型増加範囲にお
ける出力電力Ｐf の増加率Ｇf と３次相互変調歪出力電
力ＰIM3 の増加率ＧIM3 は、Ｇf ＜ＧIM3 の関係にある
ので、これらの増加率Ｇf ，ＧIM3 に基いて出力電力Ｐ
f ，ＰIM3 を延長すると交点ＩＰ３が得られ、この交点
（インターセプトポイントという）ＩＰ３に対応する出
力電力ＰIP3 によって、動作電力領域（ダイナミックレ
ンジ）の上限が決められる。
増加すると、基本波出力電力Ｐf は、ある入力電力Ｐ
in1 までは一定増加率に比例して線型増加していき、そ
れを超えるとしだいに増加率が非線型で減少していき、
ある入力電力Ｐin2 において飽和する。一方、３次相互
変調歪出力電力ＰIM3 も、入力電力Ｐin1 の増加に伴っ
て同様な出力電力特性となる。但し、線型増加範囲にお
ける出力電力Ｐf の増加率Ｇf と３次相互変調歪出力電
力ＰIM3 の増加率ＧIM3 は、Ｇf ＜ＧIM3 の関係にある
ので、これらの増加率Ｇf ，ＧIM3 に基いて出力電力Ｐ
f ，ＰIM3 を延長すると交点ＩＰ３が得られ、この交点
（インターセプトポイントという）ＩＰ３に対応する出
力電力ＰIP3 によって、動作電力領域（ダイナミックレ
ンジ）の上限が決められる。
【０００９】又、電力付加効率ηadd は、図示の如く、
ある入力電力Ｐin2 において最大値ηMAX となる。した
がって、電力付加効率ηadd がηMAX となる条件を満足
する入力電力Ｐinを供給すれば、直流電力ＰDCを最も有
効に利用することとなる。しかし、ηadd ＝ηMAX のと
きの基本出力電力Ｐf と３次相互変調歪出力電力ＰIM3
の差ΔＰout は、通信規格などで規定される対ノイズ特
性を満足しない。そこで、３次相互変調歪出力電力Ｐ
IM3 の低減を主、電力付加効率ηadd の最適化を従とし
て、３次歪みＩＭ３（＝Ｐf −ＰIM3 ）が例えば−４０
ｄＢｃとなるような規格条件を満足する上限範囲で入力
電力Ｐinを制限する。同図中にはこの入力電力の上限を
Ｐin1 で示しているが、このときの電力付加効率ηadd
はηIM3 となり、ηIM3 ＜ηMAX の関係となる。そし
て、ηadd ＝ηMAX となるときの入力電力（同図中では
Ｐin2 ）と、ηadd ＝ηIM3 となるときの入力電力Ｐ
in1 との差ＢＯ（＝Ｐin2 −Ｐin1 ）分の電源供給電力
が有効に利用されないこととなるので、相対的に消費電
力の増加となっていた。
ある入力電力Ｐin2 において最大値ηMAX となる。した
がって、電力付加効率ηadd がηMAX となる条件を満足
する入力電力Ｐinを供給すれば、直流電力ＰDCを最も有
効に利用することとなる。しかし、ηadd ＝ηMAX のと
きの基本出力電力Ｐf と３次相互変調歪出力電力ＰIM3
の差ΔＰout は、通信規格などで規定される対ノイズ特
性を満足しない。そこで、３次相互変調歪出力電力Ｐ
IM3 の低減を主、電力付加効率ηadd の最適化を従とし
て、３次歪みＩＭ３（＝Ｐf −ＰIM3 ）が例えば−４０
ｄＢｃとなるような規格条件を満足する上限範囲で入力
電力Ｐinを制限する。同図中にはこの入力電力の上限を
Ｐin1 で示しているが、このときの電力付加効率ηadd
はηIM3 となり、ηIM3 ＜ηMAX の関係となる。そし
て、ηadd ＝ηMAX となるときの入力電力（同図中では
Ｐin2 ）と、ηadd ＝ηIM3 となるときの入力電力Ｐ
in1 との差ＢＯ（＝Ｐin2 −Ｐin1 ）分の電源供給電力
が有効に利用されないこととなるので、相対的に消費電
力の増加となっていた。
【００１０】このように、従来の高周波増幅器は、広帯
域増幅によって派生する３次相互変調歪を低減するため
に、消費電力の低減化が十分に行われず、且つ有効な技
術的手段も講じられていなかった。
域増幅によって派生する３次相互変調歪を低減するため
に、消費電力の低減化が十分に行われず、且つ有効な技
術的手段も講じられていなかった。
【００１１】本発明は、このような課題に鑑みて成され
たものであり、低波形歪み及び低消費電力の両者を満足
させつつ、広帯域にわたる高周波信号の増幅を行う高周
波増幅器を提供することを目的とする。
たものであり、低波形歪み及び低消費電力の両者を満足
させつつ、広帯域にわたる高周波信号の増幅を行う高周
波増幅器を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために本発明は、電界効果トランジスタを有する高周
波増幅器において、前記電界効果トランジスタの一定の
３次歪に対して電力付加効率が最大となるときの出力イ
ンピーダンスに整合するインピーダンス整合回路を、前
記電界効果トランジスタに接続する構成とした。また、
前記電界効果トランジスタを、一定の３次歪に対して電
力付加効率が最大となる状態にバイアスする構成とし
た。又、前記電界効果トランジスタの一定の隣接チャネ
ル漏洩電力に対して電力付加効率が最大となるときの出
力インピーダンスに整合するインピーダンス整合回路
を、前記電界効果トランジスタに接続する構成とした。
又、前記電界効果トランジスタを、一定の隣接チャネル
漏洩電力に対して電力付加効率が最大となる状態にバイ
アスする構成とした。
るために本発明は、電界効果トランジスタを有する高周
波増幅器において、前記電界効果トランジスタの一定の
３次歪に対して電力付加効率が最大となるときの出力イ
ンピーダンスに整合するインピーダンス整合回路を、前
記電界効果トランジスタに接続する構成とした。また、
前記電界効果トランジスタを、一定の３次歪に対して電
力付加効率が最大となる状態にバイアスする構成とし
た。又、前記電界効果トランジスタの一定の隣接チャネ
ル漏洩電力に対して電力付加効率が最大となるときの出
力インピーダンスに整合するインピーダンス整合回路
を、前記電界効果トランジスタに接続する構成とした。
又、前記電界効果トランジスタを、一定の隣接チャネル
漏洩電力に対して電力付加効率が最大となる状態にバイ
アスする構成とした。
【００１３】
【作用】このような構成を有する本発明の高周波増幅器
によれば、歪と隣接チャネル漏洩電力に対する電力付加
効率が最大となる条件に基いてインピーダンス回路を設
けると共に、電界効果トランジスタのバイアスを設定す
るので、歪と隣接チャネル漏洩電力を低減し且つ消費電
力を低減することができる高周波増幅器が実現される。
によれば、歪と隣接チャネル漏洩電力に対する電力付加
効率が最大となる条件に基いてインピーダンス回路を設
けると共に、電界効果トランジスタのバイアスを設定す
るので、歪と隣接チャネル漏洩電力を低減し且つ消費電
力を低減することができる高周波増幅器が実現される。
【００１４】
【実施例】本発明の一実施例を図面と共に説明する。図
１に基いて回路構成を説明する。この実施例では、能動
素子としてＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ Ｑが使用され、その
ソースがグランド端子に接続され、ゲートにコイルＬ1
とコンデンサＣ1 から成るインピーダンス整合回路Ａin
が接続され、ドレインにコイルＬ2 とコンデンサＣ2 か
ら成るインピーダンス整合回路Ａout が接続され、更に
ＦＥＴ ＱがＡＢ級の増幅動作を行うように直流バイア
ス（動作点）が設定されている。
１に基いて回路構成を説明する。この実施例では、能動
素子としてＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ Ｑが使用され、その
ソースがグランド端子に接続され、ゲートにコイルＬ1
とコンデンサＣ1 から成るインピーダンス整合回路Ａin
が接続され、ドレインにコイルＬ2 とコンデンサＣ2 か
ら成るインピーダンス整合回路Ａout が接続され、更に
ＦＥＴ ＱがＡＢ級の増幅動作を行うように直流バイア
ス（動作点）が設定されている。
【００１５】そして、これらインピーダンス整合回路Ａ
inとＡout の夫々の出力インピーダンスＺ11とＺ22は、
次の設計原理（条件）に従って決定されている。この設
計原理を明確化するために、本発明者が行った考察及び
実験を比較・考量しつつ説明する。
inとＡout の夫々の出力インピーダンスＺ11とＺ22は、
次の設計原理（条件）に従って決定されている。この設
計原理を明確化するために、本発明者が行った考察及び
実験を比較・考量しつつ説明する。
【００１６】ＦＥＴ Ｑの高次歪を発生させる最大の原
因として、負荷インピーダンスとの整合性を考慮した。
即ち、ＦＥＴ Ｑに縦続接続される負荷回路とＦＥＴ
Ｑの出力端との間に不整合が在ると、ＦＥＴ Ｑの出力
信号（マイクロ波）が反射してＦＥＴ Ｑに戻り、干渉
による歪みが発生する。そこで、ＦＥＴ Ｑの出力電力
Ｐout とその出力インピーダンスＺQOの関係（以下、Ｐ
out 対ＺQOという）と、３次歪インターセプトポイント
ＩＰ３（図９を参照）の電力ＰIP3 と出力インピーダン
スＺQOの関係（以下、ＰIP3 対ＺQOという）と、隣接チ
ャネル漏洩電力ＰCTと出力インピーダンスＺQOの関係
（以下、ＰCT対ＺQOという）を実測した。図２は（Ｐ
out 対ＺQO）の実測結果を示し、図３は（ＰIP3 対
ＺQO）の実測結果を示し、図４は（ＰCT対ＺQO）の実測
結果を示している。
因として、負荷インピーダンスとの整合性を考慮した。
即ち、ＦＥＴ Ｑに縦続接続される負荷回路とＦＥＴ
Ｑの出力端との間に不整合が在ると、ＦＥＴ Ｑの出力
信号（マイクロ波）が反射してＦＥＴ Ｑに戻り、干渉
による歪みが発生する。そこで、ＦＥＴ Ｑの出力電力
Ｐout とその出力インピーダンスＺQOの関係（以下、Ｐ
out 対ＺQOという）と、３次歪インターセプトポイント
ＩＰ３（図９を参照）の電力ＰIP3 と出力インピーダン
スＺQOの関係（以下、ＰIP3 対ＺQOという）と、隣接チ
ャネル漏洩電力ＰCTと出力インピーダンスＺQOの関係
（以下、ＰCT対ＺQOという）を実測した。図２は（Ｐ
out 対ＺQO）の実測結果を示し、図３は（ＰIP3 対
ＺQO）の実測結果を示し、図４は（ＰCT対ＺQO）の実測
結果を示している。
【００１７】まず、図２に示す実測結果は、出力電力Ｐ
out をパラメータとして、入力電力Ｐinの周波数を変化
させたときの出力インピーダンスＺQOの変化をスミス図
表上にプロットしたものである。したがって、図示する
ように、異なった出力電力Ｐout 毎に等高線状の測定結
果が得られ、出力電力Ｐout が最大値Ｐmax となるとき
の出力インピーダンスＺPmaxを、第１の決定条件（ＺQO
＝ＺPmax）とする。
out をパラメータとして、入力電力Ｐinの周波数を変化
させたときの出力インピーダンスＺQOの変化をスミス図
表上にプロットしたものである。したがって、図示する
ように、異なった出力電力Ｐout 毎に等高線状の測定結
果が得られ、出力電力Ｐout が最大値Ｐmax となるとき
の出力インピーダンスＺPmaxを、第１の決定条件（ＺQO
＝ＺPmax）とする。
【００１８】図３に示す実測結果は、３次歪インターセ
プトポイントの電力ＰIP3 をパラメータとして、入力電
力Ｐinの周波数を変化させたときの出力インピーダンス
ＺQOの変化をスミス図表上にプロットしたものである。
したがって、図示するように、異なった電力ＰIP3 毎に
等高線状の測定結果が得られ、電力ＰIP3 が最大値Ｐ
IPmax となるときの出力インピーダンスＺIPmax を、第
２の決定条件（ＺQO＝ＺIPmax ）とする。
プトポイントの電力ＰIP3 をパラメータとして、入力電
力Ｐinの周波数を変化させたときの出力インピーダンス
ＺQOの変化をスミス図表上にプロットしたものである。
したがって、図示するように、異なった電力ＰIP3 毎に
等高線状の測定結果が得られ、電力ＰIP3 が最大値Ｐ
IPmax となるときの出力インピーダンスＺIPmax を、第
２の決定条件（ＺQO＝ＺIPmax ）とする。
【００１９】図４に示す実測結果は、隣接チャネル漏洩
電力ＰCTをパラメータとして、入力電力Ｐinの周波数を
変化させたときの出力インピーダンスＺQOの変化をスミ
ス図表上にプロットしたものである。尚、図４は、隣接
チャネル漏洩電力ＰCTを−２０ｄＢｃ〜−６０ｄＢｃの
範囲において１０ｄＢｃ毎に設定したものである。した
がって、図示するように、異なった隣接チャネル漏洩電
力ＰCT毎に等高線状の結果が得られ、その電力ＰCTが最
小値ＰCTmin （＝−６０ｄＢｃ）となるときの出力イン
ピーダンスＺCTmin を、第３の決定条件（ＺQO＝Ｚ
CTmin ）とする。
電力ＰCTをパラメータとして、入力電力Ｐinの周波数を
変化させたときの出力インピーダンスＺQOの変化をスミ
ス図表上にプロットしたものである。尚、図４は、隣接
チャネル漏洩電力ＰCTを−２０ｄＢｃ〜−６０ｄＢｃの
範囲において１０ｄＢｃ毎に設定したものである。した
がって、図示するように、異なった隣接チャネル漏洩電
力ＰCT毎に等高線状の結果が得られ、その電力ＰCTが最
小値ＰCTmin （＝−６０ｄＢｃ）となるときの出力イン
ピーダンスＺCTmin を、第３の決定条件（ＺQO＝Ｚ
CTmin ）とする。
【００２０】ここで、一般的な電力増幅器の設計では、
出力電力を最も大きくすることができる出力インピーダ
ンスＺQO＝ＺPmaxを採用している。即ち、第１の決定条
件を適用して、インピーダンス整合回路Ａout の回路定
数を決めている。又、３次歪や隣接チャネル漏洩電力を
低減するための高周波増幅器を設計する場合には、第２
の決定条件または第３の決定条件に示される出力インピ
ーダンスＺQO＝ＺIPmax またはＺQO＝ＺCTmin を採用し
て、インピーダンス整合回路Ａout の回路定数を決める
こととなる。
出力電力を最も大きくすることができる出力インピーダ
ンスＺQO＝ＺPmaxを採用している。即ち、第１の決定条
件を適用して、インピーダンス整合回路Ａout の回路定
数を決めている。又、３次歪や隣接チャネル漏洩電力を
低減するための高周波増幅器を設計する場合には、第２
の決定条件または第３の決定条件に示される出力インピ
ーダンスＺQO＝ＺIPmax またはＺQO＝ＺCTmin を採用し
て、インピーダンス整合回路Ａout の回路定数を決める
こととなる。
【００２１】しかし、本発明は、３次歪および隣接チャ
ネル漏洩電力を低減し、且つ消費電力を低減することを
目的とするので、これらの決定条件を個々独立に採用し
たのでは、最適な高周波増幅器を実現することはできな
い。このことは、図５の実験結果から明らかである。図
５は、ＦＥＴ Ｑのドレインに流れる電流ＩDSとＦＥＴ
Ｑの出力インピーダンスＺQOの関係を示す実測結果で
ある。即ち、ＦＥＴＱのドレインに流れる電流ＩDS（Ｉ
DS1 ≦ＩDS≦ＩDS4 ）をパラメータとして、入力電力Ｐ
inの周波数を変化させたときの出力インピーダンスＺQO
の変化をスミス図表上にプロットしたものである。同図
から明らかなように、入力電力Ｐinの大きな信号が入力
すると、ＦＥＴ Ｑの出力インピーダンスＺQOが変化す
ると共にドレイン電流ＩDSも変化するので、インピーダ
ンス整合回路Ａout の回路定数を、３次歪インターセプ
トポイントの電力ＰIP3 を最大値ＰIPmax にすることが
できる出力インピーダンスＺIPmax （第２の決定条件）
や、隣接チャネル漏洩電力ＰCTを最小値ＰCTmin にする
ことができる出力インピーダンスＺCTmin （第３の決定
条件）を採用して決定したとしても、消費電力を十分に
低減することはできない。よって、本発明は、更に次に
述べる最適条件に基いてインピーダンス整合回路Ａout
を決定している。
ネル漏洩電力を低減し、且つ消費電力を低減することを
目的とするので、これらの決定条件を個々独立に採用し
たのでは、最適な高周波増幅器を実現することはできな
い。このことは、図５の実験結果から明らかである。図
５は、ＦＥＴ Ｑのドレインに流れる電流ＩDSとＦＥＴ
Ｑの出力インピーダンスＺQOの関係を示す実測結果で
ある。即ち、ＦＥＴＱのドレインに流れる電流ＩDS（Ｉ
DS1 ≦ＩDS≦ＩDS4 ）をパラメータとして、入力電力Ｐ
inの周波数を変化させたときの出力インピーダンスＺQO
の変化をスミス図表上にプロットしたものである。同図
から明らかなように、入力電力Ｐinの大きな信号が入力
すると、ＦＥＴ Ｑの出力インピーダンスＺQOが変化す
ると共にドレイン電流ＩDSも変化するので、インピーダ
ンス整合回路Ａout の回路定数を、３次歪インターセプ
トポイントの電力ＰIP3 を最大値ＰIPmax にすることが
できる出力インピーダンスＺIPmax （第２の決定条件）
や、隣接チャネル漏洩電力ＰCTを最小値ＰCTmin にする
ことができる出力インピーダンスＺCTmin （第３の決定
条件）を採用して決定したとしても、消費電力を十分に
低減することはできない。よって、本発明は、更に次に
述べる最適条件に基いてインピーダンス整合回路Ａout
を決定している。
【００２２】第１の最適条件を得るための原理を図６に
基いて説明する。図６は、３次相互変調歪出力電力Ｐ
IM3 （図９参照）に対する電力付加効率ηadd と、出力
インピーダンスＺQOとの関係を実測してスミス図表上に
プロットした結果である。即ち、基本波出力電力Ｐf と
３次相互変調歪出力電力ＰIM3 の差ＩＭ３を−４０ｄＢ
ｃに固定して、電力付加効率ηadd （６％≦ηadd ≦１
２％）をパラメータとしたときの、最大出力電力に対す
る出力インピーダンスＺQOの変化を示している。
基いて説明する。図６は、３次相互変調歪出力電力Ｐ
IM3 （図９参照）に対する電力付加効率ηadd と、出力
インピーダンスＺQOとの関係を実測してスミス図表上に
プロットした結果である。即ち、基本波出力電力Ｐf と
３次相互変調歪出力電力ＰIM3 の差ＩＭ３を−４０ｄＢ
ｃに固定して、電力付加効率ηadd （６％≦ηadd ≦１
２％）をパラメータとしたときの、最大出力電力に対す
る出力インピーダンスＺQOの変化を示している。
【００２３】そして、本実施例では、電力付加効率η
add が最大値となるときの出力インピーダンスＺop1 を
第１の最適条件と決め、インピーダンスＺ22が出力イン
ピーダンスＺop1 と整合するように、インピーダンス整
合回路Ａout の各素子定数を決定する。インピーダンス
整合回路Ａout をこの第１の最適条件に基いて設計する
と、消費電力及び３次相互変調歪出力電力の両者を同時
に低減することができる。
add が最大値となるときの出力インピーダンスＺop1 を
第１の最適条件と決め、インピーダンスＺ22が出力イン
ピーダンスＺop1 と整合するように、インピーダンス整
合回路Ａout の各素子定数を決定する。インピーダンス
整合回路Ａout をこの第１の最適条件に基いて設計する
と、消費電力及び３次相互変調歪出力電力の両者を同時
に低減することができる。
【００２４】尚、この実施例では、ＩＭ３＝−４０ｄＢ
ｃを条件としているが、これに限定されるものではな
い。即ち、ＩＭ３＝−４０ｄＢｃとしたのは、無線通信
システムにおける特定規格に準拠したものであり、次
に、第２の最適条件を図７に基いて説明する。図７は、
隣接チャネル漏洩電力ＰCT（図９参照）に対する電力付
加効率ηadd と、出力インピーダンスＺQOとの関係を実
測してスミス図表上にプロットした結果である。即ち、
隣接チャネル漏洩電力ＰCTを−６０ｄＢｃに固定して、
電力付加効率ηadd （１０％≦ηadd≦４０％）をパラ
メータとしたときの、最大出力電力に対する出力インピ
ーダンスＺQOの変化を示している。
ｃを条件としているが、これに限定されるものではな
い。即ち、ＩＭ３＝−４０ｄＢｃとしたのは、無線通信
システムにおける特定規格に準拠したものであり、次
に、第２の最適条件を図７に基いて説明する。図７は、
隣接チャネル漏洩電力ＰCT（図９参照）に対する電力付
加効率ηadd と、出力インピーダンスＺQOとの関係を実
測してスミス図表上にプロットした結果である。即ち、
隣接チャネル漏洩電力ＰCTを−６０ｄＢｃに固定して、
電力付加効率ηadd （１０％≦ηadd≦４０％）をパラ
メータとしたときの、最大出力電力に対する出力インピ
ーダンスＺQOの変化を示している。
【００２５】そして、本実施例では、この電力付加効率
ηadd が最大値となるときの出力インピーダンスＺop2
を第２の最適条件と決め、インピーダンスＺ22が出力イ
ンピーダンスＺop2 と整合するように、インピーダンス
整合回路Ａout の各素子定数を決定する。インピーダン
ス整合回路Ａout をこの第２の最適条件に基いて設計す
ると、消費電力及び隣接チャネル漏洩電力の両者を同時
に低減することができる。
ηadd が最大値となるときの出力インピーダンスＺop2
を第２の最適条件と決め、インピーダンスＺ22が出力イ
ンピーダンスＺop2 と整合するように、インピーダンス
整合回路Ａout の各素子定数を決定する。インピーダン
ス整合回路Ａout をこの第２の最適条件に基いて設計す
ると、消費電力及び隣接チャネル漏洩電力の両者を同時
に低減することができる。
【００２６】尚、この実施例では、ＰCT＝−６０ｄＢｃ
を条件としているが、これに限定されるものではない。
即ち、ＰCT＝−６０ｄＢｃとしたのは、無線通信システ
ムにおける特定規格に準拠したものであり、他の規格や
設計仕様などに因って変更しても良い。つまり、ある特
定のＰCTにおいて、図８に示すような実測結果に基い
て、最大の電力付加効率ηadd に対応する出力インピー
ダンスＺop2 を求めることによって、インピーダンス整
合回路Ａout の最適化が可能となる。
を条件としているが、これに限定されるものではない。
即ち、ＰCT＝−６０ｄＢｃとしたのは、無線通信システ
ムにおける特定規格に準拠したものであり、他の規格や
設計仕様などに因って変更しても良い。つまり、ある特
定のＰCTにおいて、図８に示すような実測結果に基い
て、最大の電力付加効率ηadd に対応する出力インピー
ダンスＺop2 を求めることによって、インピーダンス整
合回路Ａout の最適化が可能となる。
【００２７】更に、第３の最適条件を図８に基いて説明
する。図８は、ＦＥＴ Ｑの直流バイアス依存性と電力
付加効率ηadd の関係を実測したものであり、ＦＥＴ
Ｑのドレイン・ソース間電圧ＶDS（ＶDSを８ボルトと
７．５ボルトに設定）をパラメータとし、且つ、ＩＭ３
＝−４０ｄＢｃおよびＰCT＝−６０ｄＢｃを固定条件と
したときの、ＦＥＴ Ｑのゲート・ソース間電圧Ｖgsに
対する出力電力Ｐout と電力付加効率ηadd の変化を示
している。そして、電力付加効率ηadd が最大になると
きのゲート・ソース間電圧Ｖgsopを、ＦＥＴ Ｑの最適
バイアス条件（第３の最適条件）と決める。
する。図８は、ＦＥＴ Ｑの直流バイアス依存性と電力
付加効率ηadd の関係を実測したものであり、ＦＥＴ
Ｑのドレイン・ソース間電圧ＶDS（ＶDSを８ボルトと
７．５ボルトに設定）をパラメータとし、且つ、ＩＭ３
＝−４０ｄＢｃおよびＰCT＝−６０ｄＢｃを固定条件と
したときの、ＦＥＴ Ｑのゲート・ソース間電圧Ｖgsに
対する出力電力Ｐout と電力付加効率ηadd の変化を示
している。そして、電力付加効率ηadd が最大になると
きのゲート・ソース間電圧Ｖgsopを、ＦＥＴ Ｑの最適
バイアス条件（第３の最適条件）と決める。
【００２８】尚、ＩＭ３＝−４０ｄＢｃでの出力電力Ｐ
OUT とＰCT＝−６０ｄＢｃでの出力電力ＰOUT ´では、
ＰOUT ´が約６ｄＢ高くなり、それに伴って、ＰCT＝−
６０ｄＢｃでの電力付加効率７add ´は約４倍向上す
る。
OUT とＰCT＝−６０ｄＢｃでの出力電力ＰOUT ´では、
ＰOUT ´が約６ｄＢ高くなり、それに伴って、ＰCT＝−
６０ｄＢｃでの電力付加効率７add ´は約４倍向上す
る。
【００２９】尚、この第３の最適条件に基いて直流バイ
アス（動作点）を設定すると、高周波増幅器はＡＢ級の
増幅器となる。又、この実施例では、ＩＭ３＝−４０ｄ
Ｂｃを条件としたが、他の規格や設計仕様などに因って
変更しても良い。
アス（動作点）を設定すると、高周波増幅器はＡＢ級の
増幅器となる。又、この実施例では、ＩＭ３＝−４０ｄ
Ｂｃを条件としたが、他の規格や設計仕様などに因って
変更しても良い。
【００３０】そして、図１に示すように、上記の第１な
いし第３の最適条件を満足するインピーダンス整合回路
ＡinとＡout をＦＥＴ Ｑに接続することによって、消
費電力及び歪の少ない高周波増幅器を実現することがで
きる。尚、インピーダンス整合回路Ａinは、ＦＥＴ Ｑ
の前段側に設けられる他のＦＥＴ（図示せず）について
得られる上記の第１ないし第３の最適条件に基いて決定
された回路である。
いし第３の最適条件を満足するインピーダンス整合回路
ＡinとＡout をＦＥＴ Ｑに接続することによって、消
費電力及び歪の少ない高周波増幅器を実現することがで
きる。尚、インピーダンス整合回路Ａinは、ＦＥＴ Ｑ
の前段側に設けられる他のＦＥＴ（図示せず）について
得られる上記の第１ないし第３の最適条件に基いて決定
された回路である。
【００３１】又、図１に示すこの実施例のインピーダン
ス整合回路Ａin，Ａout は一例であり、上記の最適条件
を満足する出力インピーダンスに対応するものであれ
ば、他の回路構成であってもよい。
ス整合回路Ａin，Ａout は一例であり、上記の最適条件
を満足する出力インピーダンスに対応するものであれ
ば、他の回路構成であってもよい。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように本発明の高周波増幅
器によれば、高周波増幅用の電界効果トランジスタを使
用し、この電界効果トランジスタの歪と隣接チャネル漏
洩電力に対する電力付加効率が最大となる条件を満足す
るインピーダンス整合回路を電界効果トランジスタに設
けると共に、電界効果トランジスタのバイアスを設定す
る構成としたので、歪と隣接チャネル漏洩電力を低減し
且つ消費電力を低減した高周波増幅器を提供することが
できる。又、バックオフの技法に基いて得られる高周波
増幅器と較べて、より最適な動作条件における高周波増
幅器を提供できる。
器によれば、高周波増幅用の電界効果トランジスタを使
用し、この電界効果トランジスタの歪と隣接チャネル漏
洩電力に対する電力付加効率が最大となる条件を満足す
るインピーダンス整合回路を電界効果トランジスタに設
けると共に、電界効果トランジスタのバイアスを設定す
る構成としたので、歪と隣接チャネル漏洩電力を低減し
且つ消費電力を低減した高周波増幅器を提供することが
できる。又、バックオフの技法に基いて得られる高周波
増幅器と較べて、より最適な動作条件における高周波増
幅器を提供できる。
【図１】本発明による一実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図２】高周波増幅器における出力電力と出力インピー
ダンスの関係を示す測定図である。
ダンスの関係を示す測定図である。
【図３】高周波増幅器におけるインタセプタポイントに
おける電力と出力インピーダンスの関係を示す測定図で
ある。
おける電力と出力インピーダンスの関係を示す測定図で
ある。
【図４】高周波増幅器における隣接チャネル漏洩電力と
出力インピーダンスの関係を示す測定図である。
出力インピーダンスの関係を示す測定図である。
【図５】高周波増幅器におけるドレイン電流と出力イン
ピーダンスの関係を示す測定図である。
ピーダンスの関係を示す測定図である。
【図６】ＩＭ３＝−４０ｄＢｃにしたときの、高周波増
幅器における電力付加効率と出力インピーダンスの関係
を示す測定図である。
幅器における電力付加効率と出力インピーダンスの関係
を示す測定図である。
【図７】隣接チャネル漏洩電力を−６０ｄＢｃとしたと
きの、高周波増幅器における電力付加効率と出力インピ
ーダンスの関係を示す測定図である。
きの、高周波増幅器における電力付加効率と出力インピ
ーダンスの関係を示す測定図である。
【図８】高周波増幅器におけるバイアス依存性と電力付
加効率の関係を示す測定図である。
加効率の関係を示す測定図である。
【図９】従来の高周波増幅器の設計原理を説明するため
の説明図である。
の説明図である。
Ｌ1 ，Ｌ2 …コイル、Ｃ1 ，Ｃ2 …容量素子、Ｑ…ＦＥ
Ｔ。
Ｔ。
Claims (4)
- 【請求項１】 電界効果トランジスタを有する高周波増
幅器において、 前記電界効果トランジスタの一定の３次歪に対して電力
付加効率が最大となるときの出力インピーダンスに整合
するインピーダンス整合回路を、前記電界効果トランジ
スタに接続することを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項２】 電界効果トランジスタを有する高周波増
幅器において、 前記電界効果トランジスタを、一定の３次歪に対して電
力付加効率が最大となる状態にバイアスすることを特徴
とする高周波増幅器。 - 【請求項３】 電界効果トランジスタを有する高周波増
幅器において、 前記電界効果トランジスタの一定の隣接チャネル漏洩電
力に対して電力付加効率が最大となるときの出力インピ
ーダンスに整合するインピーダンス整合回路を、前記電
界効果トランジスタに接続することを特徴とする高周波
増幅器。 - 【請求項４】 電界効果トランジスタを有する高周波増
幅器において、 前記電界効果トランジスタを、一定の隣接チャネル漏洩
電力に対して電力付加効率が最大となる状態にバイアス
することを特徴とする高周波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3154494A JPH07240638A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 高周波増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3154494A JPH07240638A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 高周波増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07240638A true JPH07240638A (ja) | 1995-09-12 |
Family
ID=12334141
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3154494A Pending JPH07240638A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 高周波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07240638A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000062418A1 (en) * | 1999-04-13 | 2000-10-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Biasing arrangement for field effect transistors |
| JP2001068940A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-03-16 | Motorola Inc | 隣接および次隣接チャネル電力制御の負荷調整を行う電力増幅回路 |
| US6392491B1 (en) | 1999-02-25 | 2002-05-21 | Fujitsu Limited | High-frequency amplifier and amplification element |
| JP2005057599A (ja) * | 2003-08-06 | 2005-03-03 | Mitsubishi Electric Corp | 多段高出力増幅器 |
| JP2009200678A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-09-03 | Ntt Docomo Inc | 高効率フィードフォワード増幅器及びその制御方法 |
-
1994
- 1994-03-01 JP JP3154494A patent/JPH07240638A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6392491B1 (en) | 1999-02-25 | 2002-05-21 | Fujitsu Limited | High-frequency amplifier and amplification element |
| WO2000062418A1 (en) * | 1999-04-13 | 2000-10-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Biasing arrangement for field effect transistors |
| US6377124B1 (en) | 1999-04-13 | 2002-04-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Biasing arrangement for field effect transistors |
| JP2001068940A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-03-16 | Motorola Inc | 隣接および次隣接チャネル電力制御の負荷調整を行う電力増幅回路 |
| JP4611496B2 (ja) * | 1999-07-22 | 2011-01-12 | モトローラ・インコーポレイテッド | 隣接および次隣接チャネル電力制御の負荷調整を行う電力増幅回路 |
| JP2005057599A (ja) * | 2003-08-06 | 2005-03-03 | Mitsubishi Electric Corp | 多段高出力増幅器 |
| JP4722384B2 (ja) * | 2003-08-06 | 2011-07-13 | 三菱電機株式会社 | 多段高出力増幅器 |
| JP2009200678A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-09-03 | Ntt Docomo Inc | 高効率フィードフォワード増幅器及びその制御方法 |
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