CN116647199B - 调谐变压器及包含该调谐变压器的Doherty功率放大器 - Google Patents
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 28
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 27
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 10
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 7
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 3
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 235000009508 confectionery Nutrition 0.000 description 2
- 230000007850 degeneration Effects 0.000 description 2
- 238000012938 design process Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 101100365516 Mus musculus Psat1 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F19/00—Fixed transformers or mutual inductances of the signal type
- H01F19/04—Transformers or mutual inductances suitable for handling frequencies considerably beyond the audio range
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
- H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
- H01F27/40—Structural association with built-in electric component, e.g. fuse
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种调谐变压器及包含该调谐变压器的Doherty功率放大器，涉及集成电路设计技术领域，所述调谐变压器用于设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间、DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间，以及用作主放大电路的级间匹配、用作辅助放大电路的级间匹配，所述调谐变压器具有第一端口、第二端口和第三端口，第一端口内具有第一电感线圈，第二端口内具有第二电感线圈，第三端口内具有第三电感线圈和并联在第三电感线圈两端的调谐电容，调谐电容的容值随DPA输入信号功率的增大而减小。基于本发明实现的调谐变压器可实现DPA的线性增强，极大改善DPA的AM‑PM失真，同时保证了DPA的效率和增益。
Description
技术领域
本发明属于集成电路设计技术领域，特别是应用于5G毫米波的PA设计技术领域，具体涉及一种调谐变压器及包含该调谐变压器的Doherty功率放大器。
背景技术
毫米波第五代（5G）通信***采用相控阵来克服自由空间路径损耗，同时提供高数据吞吐量和低延迟的视线链路。发射机中的任何非线性都会导致频谱再生，因此为了避免与相邻信道的干扰，***内发射机和接收机通常采用对幅度和相位误差都敏感的频谱有效的线性调制方案，其中，功率放大器（PA）必须是线性的。5G通信***对PA的带内线性提出了更为严格的要求，并通过误差矢量幅度（EVM）和相邻信道泄漏比（ACLR）进行验证。AM-AM失真（幅度-幅度失真）和AM-PM失真（幅度-相位失真）是造成接收信号中的比特误差和发射信号中的信道外频谱再生的两个重要因素。在毫米波PA中，由于非线性电容等寄生的影响，PA显示出大的AM-PM失真。与此同时，为支持每秒千兆比特的数据速率，毫米波无线***需要使用具有高峰均功率比（PAPR）的复杂调制信号进行通信，这就要求这些***中的PA以大输出回退（OBO）工作来保持良好的信号完整性。Doherty 功率放大器（DPA，多尔蒂功率放大器）具有回退效率增强特性，目前较为广泛的应用在了5G通信***中，作为回退效率增强的主流方案。
传统的Doherty 功率放大器由两路功率放大电路组成。其中一路功率放大电路通常被偏置在AB类状态，被称为主放大电路或载波放大电路。另一路功率放大电路通常被偏置在C类状态，被称为辅助放大电路或峰值放大电路。射频信号接入后，通过功率分配网络分配给主放大电路和辅助放大电路，主放大电路和辅助放大电路的输出端通过功率合成网络进行合成，然后将功率放大后的射频信号输出。在Doherty功率放大器开始工作后，主放大电路和辅助放大电路产生“动态负载牵引”的过程，从而提高Doherty功率放大器在回退区的效率。然而由于米勒效应，Doherty 功率放大器的AM-PM失真比普通PA更严重，与此同时，基于负载调制的回退效率增强会进一步加重其非线性失真。虽然AM-AM失真可以通过简单的无内存数字预失真（MLDPD）进行有效补偿，但AM-PM很难处理，需要复杂而强大的DPD。目前针对AM-PM失***要有以下几种线性化措施：1）采用PMOS变容二极管，通过增加PMOS晶体管或PMOS变容二极管抵消NMOS晶体管输入电容的非线性变化，然而PMOS变容二极管在毫米波频率范围内的Q值十分有限，且由于PMOS变容二极管直接并联在PA输入端，这种方式将恶化放大器的增益；2）采用退化电感，通过在共源放大器中引入退化电感可以降低级间匹配网络的Q值以改善AM-PM失真，但是引入退化电感的方式需要在PA线性度和增益之间折衷，而且会导致放大器的效率恶化；3）通过选取合适的甜区偏置电压，使得放大器在接近饱和功率时仍保持很高的线性度，然而甜区偏置点一般很低，这将导致放大器在毫米波频率增益很低，而且这些偏置点容易受到PVT的变化影响，从而难以在实际中应用。
综上所述，为改善Doherty 功率放大器的AM-PM失真，同时保证Doherty 功率放大器具备良好的增益和效率，一种改进的线性增强技术亟待提出。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种调谐变压器及包含该调谐变压器的Doherty功率放大器，用以解决现有针对Doherty功率放大器的线性增强方案在改善其AM-PM失真的同时无法确保良好的效率和增益等性能指标的技术问题。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：
本发明的第一方面提出了一种调谐变压器，用于设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间、DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间，以及用作主放大电路的级间匹配、用作辅助放大电路的级间匹配，所述调谐变压器具有第一端口、第二端口和第三端口，第一端口内具有第一电感线圈，第二端口内具有第二电感线圈，第三端口内具有第三电感线圈和并联在第三电感线圈两端的调谐电容，调谐电容的容值随DPA输入信号功率的增大而减小；
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间时，第一端口与功率分配网络的输出端连接，第二端口与主放大电路的输入端连接；
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间时，第一端口与功率分配网络的输出端连接，第二端口与辅助放大电路的输入端连接；
当调谐变压器用作主放大电路的级间匹配时，第一端口与主放大电路内的在前一级放大器的输出端连接，第二端口与主放大电路内的在后一级放大器的输入端连接；
当调谐变压器用作辅助放大电路的级间匹配时，第一端口与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出端连接，第二端口与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入端连接。
进一步改进的，所述调谐电容为通过MOS管搭建得到的MOS型变容二极管。
进一步改进的，所述MOS型变容二极管所接入的压控电压为第一自适应偏置电压，所述第一自适应偏置电压跟随DPA输入信号功率的增大而减小，所述MOS型变容二极管的容值跟随第一自适应偏置电压的减小而减小。
进一步改进的，当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间时，所述第一电感线圈的第一端与功率分配网络的输出端连接，第一电感线圈的第二端接地，所述第二电感线圈的第一端与主放大电路的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与主放大电路的输入负端连接；
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间时，所述第一电感线圈的第一端与功率分配网络的输出端连接，第一电感线圈的第二端接地，所述第二电感线圈的第一端与辅助放大电路的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与辅助放大电路的输入负端连接；
当调谐变压器用作主放大电路的级间匹配时，所述第一电感线圈的第一端与主放大电路内的在前一级放大器的输出正端连接，第一电感线圈的第二端与主放大电路内的在前一级放大器的输出负端连接，所述第二电感线圈的第一端与主放大电路内的在后一级放大器的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与主放大电路内的在后一级放大器的输入负端连接；
当调谐变压器用作辅助放大电路的级间匹配时，所述第一电感线圈的第一端与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出正端连接，第一电感线圈的第二端与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出负端连接，所述第二电感线圈的第一端与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入负端连接。
本发明的第一方面具有的有益效果如下：
（1）通过电感耦合的方式将调谐电容耦合至变压器的第三端口构成三端口的调谐变压器，并将该三端口的调谐变压器用作DPA的输入匹配和级间匹配，此时三端口的调谐变压器退化为二端口网络，与此同时，调谐电容的容值跟随DPA输入信号功率的增大而减小，随着调谐电容容值的减小，二端口的调谐变压器等效初级电感感值、等效次级电感感值和耦合系数减小，同时各自的Q值增大，等效初级电感感值和等效次级电感感值的减小使得二端口调谐变压器的阻抗角∠Z21在DPA内各个放大器的输入电容Cgs增大时保持相对恒定甚至改变∠Z21的变化趋势，可以产生与放大器自身AM-PM失真趋势相反的∠Z21，最终使得DPA整体的AM-PM失真得到改善，同时，本发明实现的上述调谐变压器只应用为DPA的输入匹配和级间匹配，而且调谐电容是通过电感耦合在变压器端口的，未在DPA内各个放大器的输入端引入支路，因此基本不影响DPA整体的效率和增益；
可见，基于本发明实现的调谐变压器可实现DPA的线性增强，同时保证了DPA的效率和增益；
（2）本发明第一方面实现的调谐变压器的设计过程与常规DPA的设计过程是相互独立的，在设计好一个常规DPA后可以直接引入该调谐变压器，并对调谐变压器各个电感线圈的抽头电压等进行适应性调整，即可得到AM-PM失真改善后的DPA，可见，基于调谐变压器的线性增强方案具备了较好的通用性，使得DPA的线性增强设计时间大幅度缩短。
本发明的第二方面提出了一种Doherty功率放大器，包括功率分配网络、主放大电路、辅助放大电路和功率合成网络，所述功率分配网络分别与所述主放大电路和辅助放大电路连接，所述功率合成网络分别与所述主放大电路和辅助放大电路连接，所述功率分配网络用于接入外部的输入信号，所述功率合成网络用于将经主放大电路和辅助放大电路放大后的输入信号合成后发送至外部，所述功率分配网络与主放大电路之间、功率分配网络与辅助放大电路之间均设置有本发明第一方面所述的调谐变压器，所述主放大器电路内的级间匹配网络和所述辅助放大电路内的级间匹配网络均采用本发明第一方面所述的调谐变压器。
进一步改进的，用作主放大电路内的级间匹配网络或辅助放大电路内的级间匹配网络的所述调谐变压器具有的第一电感线圈的抽头还连接第一直流电源；设置在功率分配网络与主放大电路之间的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接第一固定偏置电压，设置在功率分配网络与辅助放大电路之间的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至第二自适应偏置电压，用作主放大电路的级间匹配网络的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至第二固定偏置电压，用作辅助放大电路的级间匹配网络的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至所述第二自适应偏置电压。
进一步改进的，所述第二自适应偏置电压跟随所述输入信号功率的变化而改变，所述第二自适应偏置电压用于调节辅助放大电路的偏置状态。
本发明的第二方面带来与本发明的第一方面相同的有益效果，在此不再赘述。
附图说明
图1为调谐变压器的一种等效模型示意图；
图2为调谐变压器的初次级电感感值和Q值随调谐电容Cv的变化示意图；
图3为调谐变压器耦合系数kpsv随调谐电容Cv的变化示意图；
图4为匹配网络有调谐电容和无调谐电容的阻抗角∠Z21的变化示意图；
图5为包含实施例一实现的调谐变压器的Doherty功率放大器的一种原理示意图；
图6为在频点28GHz处的Doherty功率放大器增益和效率的变化示意图（大信号仿真图）；
图7为在频点28GHz处的Doherty功率放大器AM-PM失真的一种改善示意图（大信号仿真图）；
图8为引入调谐变压器前后DPA的AM-PM失真随频率的变化示意图。
具体实施方式
下面将结合实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有付出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
参阅图1至图4，本实施例提供了一种调谐变压器，应用于DPA中，作为DPA的输入匹配、主放大电路内的级间匹配以及辅助放大电路内的级间匹配，即：调谐变压器用于设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间、DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间，以及用作主放大电路的级间匹配、用作辅助放大电路的级间匹配。具体的，调谐变压器具有第一端口、第二端口和第三端口，第一端口内具有第一电感线圈，第二端口内具有第二电感线圈，第三端口内具有第三电感线圈和并联在第三电感线圈两端的调谐电容，调谐电容的容值随DPA输入信号功率的增大而减小。当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间时，第一端口与功率分配网络的输出端连接，第二端口与主放大电路的输入端连接。当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间时，第一端口与功率分配网络的输出端连接，第二端口与辅助放大电路的输入端连接。当调谐变压器用作主放大电路的级间匹配时，第一端口与主放大电路内的在前一级放大器的输出端连接，第二端口与主放大电路内的在后一级放大器的输入端连接，即为：在前一级放大器和在后一级放大器之间设置调谐变压器。当调谐变压器用作辅助放大电路的级间匹配时，第一端口与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出端连接，第二端口与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入端连接，即为：在前一级放大器和在后一级放大器之间设置调谐变压器。
特别的，本实施例中，当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间时，第一电感线圈的第一端与功率分配网络的输出端连接，第一电感线圈的第二端接地；第二电感线圈的第一端与主放大电路的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与主放大电路的输入负端连接。当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间时，第一电感线圈的第一端与功率分配网络的输出端连接，第一电感线圈的第二端接地；第二电感线圈的第一端与辅助放大电路的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与辅助放大电路的输入负端连接。当调谐变压器用作主放大电路的级间匹配时，第一电感线圈的第一端与主放大电路内的在前一级放大器的输出正端连接，第一电感线圈的第二端与主放大电路内的在前一级放大器的输出负端连接；第二电感线圈的第一端与主放大电路内的在后一级放大器的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与主放大电路内的在后一级放大器的输入负端连接。当调谐变压器用作辅助放大电路的级间匹配时，第一电感线圈的第一端与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出正端连接，第一电感线圈的第二端与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出负端连接；第二电感线圈的第一端与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入负端连接。
在一些实施例中，调谐电容为通过MOS管搭建得到的MOS型变容二极管，MOS型变容二极管所接入的压控电压为第一自适应偏置电压，第一自适应偏置（Adaptive Biasing）电压跟随DPA输入信号功率的增大而减小，MOS型变容二极管的容值跟随第一自适应偏置电压的减小而减小。其中，通过MOS管搭建得到MOS型变容二极管采用普通实施例中的过程，本实施例对此部分内容不进行详细描述。优选的，第一自适应偏置电压可由第一自适应偏置模块输出，第一自适应偏置电压模块接入来自于主放大电路的输入端信号，并生成随主放大电路的输入端信号功率的增大而减小的第一自适应偏置电压。对本领域技术人员而言可知的，DPA中通常引入自适应偏置模块来调节DPA内放大器的偏置状态，其输出的自适应偏置电压是跟随DPA输入信号的变化而改变的，本实施例中的第一自适应偏置模块的构建原理与上述内容类似。
图1示出了本实施例实现的调谐变压器的一种等效模型，该调谐变压器具有的第一端口接入电压V1，电流I1流入第一电感线圈的寄生电阻Rp’和第一电感线圈Lp’，调谐变压器具有的第二端口接入电压V2，电流I2流入第二电感线圈的寄生电阻Rs’和第二电感线圈Ls’，调谐变压器具有的第三端口接入电压V3，电压V3作用在调谐电容Cv’的两端，电流I3流入第三电感线圈Lv’和第三电感线圈的寄生电阻Rv’，电流I1自第一电感线圈Lp’的第一端流入，电流I2自第二电感线圈Ls’的第一端流入，电流I3自第三电感线圈Lv’的第一端流入，并且第一电感线圈Lp’的第一端、第二电感线圈Ls’的第一端和第三电感线圈Lv’的第一端互为同名端。
此时，该调谐变压器可以用三端口网络描述，其电压和电流关系如下：（式一），其中，/>表示阻抗矩阵；
第三端口的边界条件表示为：（式二），其中，/>表示调谐电容Cv’的容值；
根据阻抗矩阵参数定义有：（式三），其中，/>表示第一电感线圈的寄生电阻Rp’的阻值，/>表示第一电感线圈Lp’的感值，/>表示第一端口与第三端口之间的耦合系数，/>表示第三线圈电感Lv’的感值，/>表示第三电感线圈的寄生电阻Rv’的阻值；
进一步可以得到：（式四），其中，/>表示第一端口的自波阻抗；
同理可以得到：（式五），其中，表示第一端口和第二端口之间的互波阻抗，/>表示第二端口的自波阻抗，/>表示第一端口与第二端口之间的耦合系数，/>表示第二电感线圈Ls’的感值，/>表示第二端口与第三端口之间的耦合系数，/>表示第二电感线圈的寄生电阻Rs’的阻值；
因此该三端口网络退化成二端口网络，该二端口网络的阻抗矩阵表示为：（式六）；
根据上式得到新的二端口变压器初级电感感值、初级电感感值/>对应的Q值、次级电感感值/>以及次级电感感值/>对应的Q值/>分别如下：
（式七）；
（式八）；
其中，表示二端口变压器初级侧电阻阻值，/>表示二端口变压器次级侧电阻阻值，im表示虚部，re表示实部；
耦合系数为：
（式九）；
其中，表示二端口变压器的互感系数，式二至式九中的/>均表示角频率。
根据上述推导，当调谐电容的容值变小时，等效初级电感感值/>、次级电感感值/>以及耦合系数/>减小，/>和/>增大，仿真结果如图2和图3所示。如图4所示，/>和减小可以使阻抗角∠Z21在DPA内各个放大器的输入电容Cgs增大时保持相对恒定甚至改变阻抗角∠Z21的变化趋势。通过一个跟随DPA输入功率Pin大小的变化而减小的电容Cv调谐，调谐变压器构成的匹配网络可以产生与DPA自身AM-PM失真趋势相反的阻抗角∠Z21，最终使得DPA整体的AM-PM失真得到改善。图4中，w/o Cv2曲线表示作为DPA级间匹配的变压器网络不采用调谐电容时的阻抗角∠Z21的变化情况，w/i Cv2曲线表示作为DPA级间匹配的变压器网络采用调谐电容后的阻抗角∠Z21的变化情况。
实施例二
本实施例一基于实施例一实现的调谐变压器构造出一种Doherty功率放大器，将实施例一实现的调谐变压器用作Doherty功率放大器内功率分配网络和主放大电路的之间的匹配网络、用作Doherty功率放大器内功率分配网络和辅助放大电路的之间的匹配网络、用作Doherty功率放大器内主放大电路内的级间匹配网络以及用作Doherty功率放大器内辅助放大电路内的级间匹配网络。
具体的，Doherty功率放大器包括功率分配网络、主放大电路、辅助放大电路和功率合成网络，功率分配网络分别与主放大电路和辅助放大电路连接，功率合成网络分别与主放大电路和辅助放大电路连接，功率分配网络用于接入外部的输入信号，功率合成网络用于将经主放大电路和辅助放大电路放大后的输入信号进行合成后发送至外部，功率分配网络与主放大电路之间、功率分配网络与辅助放大网络之间均设置有实施例一实现的调谐变压器，主放大器电路内的级间匹配网络和辅助放大电路内的级间匹配网络均采用实施例一实现的调谐变压器。
在一些实施例中，用作主放大电路内的级间匹配网络或辅助放大电路内的级间匹配网络的调谐变压器具有的第一电感线圈的抽头还连接第一直流电源；设置在功率分配网络与主放大电路之间的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接第一固定偏置电压，设置在功率分配网络与辅助放大电路之间的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至第二自适应偏置（Adaptive Biasing）电压，用作主放大电路的级间匹配网络的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至第二固定偏置电压，用作辅助放大电路的级间匹配网络的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至上述第二自适应偏置电压。优选的，第二自适应偏置电压跟随输入信号功率的变化而改变，第二自适应偏置电压用于调节辅助放大电路的偏置状态。具体的，第二自适应偏置电压通过第二自适应偏置模块生成。对本领域技术人员而言可知的，DPA中通常引入自适应偏置模块来调节DPA内放大器的偏置状态，其输出的自适应偏置电压是跟随DPA输入信号的变化而改变的，例如通过将自适应偏置电压作用于辅助放大电路，使得辅助放大电路的C类工作状态升到AB类工作状态，从而实现更好的负载调制，本实施例中的第二自适应偏置模块的构建原理与上述内容相同。
图5示出了Doherty功率放大器的一种具体设计实例。在图5中，功率合成网络包括第一变压器T1，主放大电路包括第一级Main DA和第二级Main PA，辅助放大电路包括第一级Aux DA和第二级Aux PA，第一级Main DA即为主放大电路中的在前一级放大器，第二级Main PA即为主放大电路中的在后一级放大器，第一级AuxDA即为辅助放大电路中的在前一级放大器，第二级Aux PA即为辅助放大电路中的在后一级放大器，功率合成网络包括第二变压器T2和第三变压器T3，功率分配网络与第一级Main DA之间设置有第一调谐变压器Tm_1，功率分配网络与第一级Aux DA之间设置有第二调谐变压器Ta_1，第一级Main DA和第二级Main PA之间设置有第三调谐变压器Tm_2，第一级Aux DA和第二级Aux PA之间设置有第四调谐变压器Ta_2。第一调谐变压器Tm_1包括电感线圈L1、电感线圈L2、电感线圈L3和调谐电容Cv1，第二调谐变压器Ta_1包括电感线圈L7、电感线圈L8、电感线圈L9和调谐电容Cv3，第三调谐变压器Tm_2包括电感线圈L4、电感线圈L5、电感线圈L6和调谐电容Cv2，第四调谐变压器Ta_2包括电感线圈L10、电感线圈L11、电感线圈L12和调谐电容Cv4。调谐电容Cv1为第一MOS型变容二极管，调谐电容Cv2为第二MOS型变容二极管，调谐电容Cv3为第三MOS型变容二极管，调谐电容Cv4为第四MOS型变容二极管。电感线圈L1的第一端与第一变压器T1的第一输出端连接，电感线圈L1的第二端接地，电感线圈L2的第一端与第一级Main DA的输入正端连接，电感线圈L2的第二端与第一级Main DA的输入负端连接，电感线圈L3与调谐电容Cv1并联，作用至第一MOS型变容二极管栅极的压控电压来自于第一自适应偏置电压，第一自适应偏置电压跟随第一级Main DA输入端信号的变化而改变，电感线圈L2的抽头接的第一固定偏置电压为0.3V。电感线圈L7的第一端与变压器T1的第二输出端连接，电感线圈L7的第二端接地，电感线圈L8的第一端与第一级Aux DA的输入正端连接，电感线圈L8的第二端与第一级Aux DA的输入负端连接，电感线圈L9与调谐电容Cv3并联，作用至第三MOS型变容二极管栅极的压控电压来自于第一自适应偏置电压，电感线圈L8的抽头接入第二自适应偏置电压，第二自适应偏置电压跟随第一变压器T1第一输出端输出信号的变化为改变。电感线圈L4的第一端与第一级MainDA的输出正端连接，电感线圈L4的第二端与第一级MainDA的输出负端连接，电感线圈L5的第一端与第二级MainPA的输入正端连接，电感线圈L5的第二端与第二级Main PA的输入负端连接，电感线圈L6与调谐电容Cv2并联，作用至第二MOS型变容二极管栅极的压控电压来自于第一自适应偏置电压，电感线圈L4的抽头接入的第一直流电源为1V，电感线圈L5的抽头接入的第二固定偏置电压为0.45V。电感线圈L10的第一端与第一级Aux DA的输出正端连接，电感线圈L10的第二端与第一级Aux DA的输出负端连接，电感线圈L11的第一端与第二级Aux PA的输入正端连接，电感线圈L11的第二端与第二级Aux PA的输入负端连接，电感线圈L12与调谐电容Cv4并联，作用至第四MOS型变容二极管的压控电压来自于第一自适应偏置电压，电感线圈L10的抽头也接入第一直流电源，电感线圈L11的抽头接入第二自适应偏置电压。此外，图5中，G-S-G表示ground-signal-groundpad，即：地-信号-地焊盘，射频信号自在前的S端输入，经放大后的射频信号自在后的S端输出。
根据大信号仿真结果，通过引入调谐变压器前后的仿真曲线对比可得，相比于未引入调谐变压器而言，本实施例实现的Doherty功率放大器在引入调谐变压器后，DPA在中心频点28GHz处的增益和效率变化特别小，但是AM-PM失真得到了大幅度改善，DPA在整个26GHz至30GHz频段内的AM-PM失真改善了约20°，具体参见图6至图8。下述内容为对图6至图8中的相关指标参数和字符的解释说明：1）w/o Cv1&Cv2表示未引入调谐变压器的曲线，w/iCv1&Cv2表示引入了调谐变压器的曲线；2）Psat表示饱和输出功率，P1dB表示1dB压缩输出功率，PAE表示DPA的效率，PAEmax表示最大效率值，PAEP1dB表示1dB压缩点的效率值，PAE@Psat-6dB表示6dB压缩点的效率值。
通过以上设计实例验证了本发明的正确性和实效性。以上所述仅为本发明在具体工艺下与具体频段下的一种Doherty功率放大器电路，并非用于限定本发明的保护范围。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。
Claims (7)
1.调谐变压器，其特征在于，用于设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间、DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间，以及用作主放大电路的级间匹配、用作辅助放大电路的级间匹配，所述调谐变压器具有第一端口、第二端口和第三端口，第一端口内具有第一电感线圈，第二端口内具有第二电感线圈，第三端口内具有第三电感线圈和并联在第三电感线圈两端的调谐电容，调谐电容的容值随DPA输入信号功率的增大而减小；
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间时，第一端口与功率分配网络的输出端连接，第二端口与主放大电路的输入端连接；
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间时，第一端口与功率分配网络的输出端连接，第二端口与辅助放大电路的输入端连接；
当调谐变压器用作主放大电路的级间匹配时，第一端口与主放大电路内的在前一级放大器的输出端连接，第二端口与主放大电路内的在后一级放大器的输入端连接；
当调谐变压器用作辅助放大电路的级间匹配时，第一端口与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出端连接，第二端口与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入端连接。
2.根据权利要求1所述的调谐变压器，其特征在于，所述调谐电容为通过MOS管搭建得到的MOS型变容二极管。
3.根据权利要求2所述的调谐变压器，其特征在于，所述MOS型变容二极管所接入的压控电压为第一自适应偏置电压，所述第一自适应偏置电压跟随DPA输入信号功率的增大而减小，所述MOS型变容二极管的容值跟随第一自适应偏置电压的减小而减小。
4.根据权利要求1所述的调谐变压器，其特征在于，
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和主放大电路之间时，所述第一电感线圈的第一端与功率分配网络的输出端连接，第一电感线圈的第二端接地，所述第二电感线圈的第一端与主放大电路的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与主放大电路的输入负端连接；
当调谐变压器设置在DPA的功率分配网络和辅助放大电路之间时，所述第一电感线圈的第一端与功率分配网络的输出端连接，第一电感线圈的第二端接地，所述第二电感线圈的第一端与辅助放大电路的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与辅助放大电路的输入负端连接；
当调谐变压器用作主放大电路的级间匹配时，所述第一电感线圈的第一端与主放大电路内的在前一级放大器的输出正端连接，第一电感线圈的第二端与主放大电路内的在前一级放大器的输出负端连接，所述第二电感线圈的第一端与主放大电路内的在后一级放大器的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与主放大电路内的在后一级放大器的输入负端连接；
当调谐变压器用作辅助放大电路的级间匹配时，所述第一电感线圈的第一端与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出正端连接，第一电感线圈的第二端与辅助放大电路内的在前一级放大器的输出负端连接，所述第二电感线圈的第一端与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入正端连接，第二电感线圈的第二端与辅助放大电路内的在后一级放大器的输入负端连接。
5.Doherty功率放大器，其特征在于，包括功率分配网络、主放大电路、辅助放大电路和功率合成网络，所述功率分配网络分别与所述主放大电路和辅助放大电路连接，所述功率合成网络分别与所述主放大电路和辅助放大电路连接，所述功率分配网络用于接入外部的输入信号，所述功率合成网络用于将经主放大电路和辅助放大电路放大后的输入信号合成后发送至外部，其特征在于，所述功率分配网络与主放大电路之间、功率分配网络与辅助放大电路之间均设置有权利要求1-4项任一项所述的调谐变压器，所述主放大电路内的级间匹配网络和所述辅助放大电路内的级间匹配网络均采用权利要求1-4项任一项所述的调谐变压器。
6.根据权利要求5所述的Doherty功率放大器，其特征在于，用作主放大电路内的级间匹配网络或辅助放大电路内的级间匹配网络的所述调谐变压器具有的第一电感线圈的抽头还连接第一直流电源；设置在功率分配网络与主放大电路之间的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接第一固定偏置电压，设置在功率分配网络与辅助放大电路之间的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至第二自适应偏置电压，用作主放大电路的级间匹配网络的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至第二固定偏置电压，用作辅助放大电路的级间匹配网络的调谐变压器具有的第二电感线圈的抽头还连接至所述第二自适应偏置电压。
7.根据权利要求6所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述第二自适应偏置电压跟随所述输入信号功率的变化而改变，所述第二自适应偏置电压用于调节辅助放大电路的偏置状态。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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|---|---|
| CN116647199A CN116647199A (zh) | 2023-08-25 |
| CN116647199B true CN116647199B (zh) | 2023-11-07 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202310905821.9A Active CN116647199B (zh) | 2023-07-24 | 2023-07-24 | 调谐变压器及包含该调谐变压器的Doherty功率放大器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN116647199B (zh) |
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2023
- 2023-07-24 CN CN202310905821.9A patent/CN116647199B/zh active Active
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|---|---|
| CN116647199A (zh) | 2023-08-25 |
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