JPH07143086A - Digital transmitter - Google Patents
Digital transmitterInfo
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- JPH07143086A JPH07143086A JP5288310A JP28831093A JPH07143086A JP H07143086 A JPH07143086 A JP H07143086A JP 5288310 A JP5288310 A JP 5288310A JP 28831093 A JP28831093 A JP 28831093A JP H07143086 A JPH07143086 A JP H07143086A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、広帯域ディジタル信号
を同軸ケーブルでシリアル伝送するディジタル伝送装置
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital transmission device for serially transmitting a wide band digital signal using a coaxial cable.
【0002】[0002]
【従来の技術】広帯域ディジタル信号を同軸ケーブルで
シリアル伝送するディジタル伝送装置は、業務用VTR
やカメラなどのスタジオ機器で近年使用されている。2. Description of the Related Art A digital transmission device for serially transmitting a wideband digital signal through a coaxial cable is a commercial VTR.
It has been used in recent years in studio equipment such as cameras and cameras.
【0003】以下、図面を参照しながら上述した従来の
ディジタル伝送装置の一例について説明する。An example of the above-mentioned conventional digital transmission device will be described below with reference to the drawings.
【0004】図6は従来のディジタル伝送装置の構成を
示すブロック図である。図6において、15はパラレル・
データ入力端子、16はパラレル・クロック入力端子、17
はパラレル・シリアル変換器、18はPLL回路、19は送
出信号処理回路、20は送出回路、21は同軸ケーブル、22
は等化器、23は受信信号処理回路、24はシリアル・パラ
レル変換器、25はPLL回路、26はパラレル・データ出
力端子、27はパラレル・クロック出力端子である。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a conventional digital transmission device. In FIG. 6, 15 is parallel
Data input terminal, 16 is parallel clock input terminal, 17
Is a parallel-serial converter, 18 is a PLL circuit, 19 is a transmission signal processing circuit, 20 is a transmission circuit, 21 is a coaxial cable, 22
Is an equalizer, 23 is a received signal processing circuit, 24 is a serial-parallel converter, 25 is a PLL circuit, 26 is a parallel data output terminal, and 27 is a parallel clock output terminal.
【0005】以上のように構成されたディジタル伝送装
置について、以下その動作について説明する。The operation of the digital transmission device configured as described above will be described below.
【0006】パラレル・データ入力端子15への入力信号
を、270MbpsのNTSCコンポーネント信号とする。す
なわち、パラレル・データ入力端子15には、27Mbpsの10
ビット・パラレル・データが入力される。入力された10
ビットのパラレル・データは、パラレル・シリアル変換
器17においてパラレル・クロック入力端子16から入力さ
れたクロックによってラッチされる。またPLL回路18
では、入力されたパラレル・クロックに位相ロックした
10倍の周波数のシリアル・クロックを発生して、パラレ
ル・シリアル変換器17に入力する。The input signal to the parallel data input terminal 15 is a 270 Mbps NTSC component signal. That is, the parallel data input terminal 15 has 10 Mbps of 27 Mbps.
Bit parallel data is input. Entered 10
The bit parallel data is latched in the parallel / serial converter 17 by the clock input from the parallel clock input terminal 16. In addition, the PLL circuit 18
Then, the phase locked to the input parallel clock
A serial clock having a frequency of 10 times is generated and input to the parallel / serial converter 17.
【0007】このパラレル・シリアル変換器17でシリア
ル・データに変換されたデータは、送出信号処理回路19
に入力されて、スクランブル処理およびNRZ信号から
NRZI信号への変換を行う。このスクランブル処理は
暗号化のためではなく、伝送路上で0または1が連続す
ることを防止するためのものである。送出信号処理回路
19の出力は、送出回路20に入力されて、バッファ・アン
プで増幅された後、同軸ケーブル21に出力される。The data converted into the serial data by the parallel-serial converter 17 is sent out by the transmission signal processing circuit 19
To the NRZI signal for scrambling and conversion from the NRZ signal to the NRZI signal. This scrambling process is not for encryption, but for preventing 0 or 1 from continuing on the transmission path. Transmission signal processing circuit
The output of 19 is input to the sending circuit 20, amplified by the buffer amplifier, and then output to the coaxial cable 21.
【0008】同軸ケーブル21の長さは最大300m程度で
ある。このとき、270Mbpsのシリアル伝送に必要な帯域
である135MHz付近では、約30dBの減衰を受けるので高域
を補償する必要がある。また、同軸ケーブルでは低域の
群遅延が平坦でないので、これを補償する必要もある。
以上2点の理由で、等化器22が受信部の入力段に設けら
れている。The maximum length of the coaxial cable 21 is about 300 m. At this time, in the vicinity of 135 MHz, which is the band required for 270 Mbps serial transmission, about 30 dB of attenuation is received, so it is necessary to compensate for the high frequency band. Further, since the group delay in the low frequency range is not flat in the coaxial cable, it is necessary to compensate for this.
For the above two reasons, the equalizer 22 is provided in the input stage of the receiving section.
【0009】この等化器22の出力はPLL回路25に入力
されてシリアル・クロックを再生すると同時に、これを
10分周してパラレル・クロックも発生して、パラレル・
クロック出力端子27に出力する。受信信号処理回路23で
は、等化器22の出力をPLL回路25で再生したシリアル
・クロックで元のデータに識別した後、NRZI信号か
らNRZ信号への変換およびデスクランブル処理をして
出力する。シリアル・パラレル変換器24では、入力され
たシリアル・データをPLL回路25で再生したシリアル
・クロックおよびパラレル・クロックを用いて元の10ビ
ットのパラレル・データに変換して、パラレル・データ
出力端子26に出力する(例えば、RonWard :“Avoiding t
he Pitfalls in Serial Digital Signal Distributio
n”,133rd SMPTE Technical Conference,preprint N
o.133-45,Oct.,1991)。The output of the equalizer 22 is input to a PLL circuit 25 to regenerate the serial clock, and at the same time, to regenerate the serial clock.
Divide by 10 to generate a parallel clock,
Output to clock output terminal 27. In the reception signal processing circuit 23, the output of the equalizer 22 is discriminated as the original data by the serial clock reproduced by the PLL circuit 25, and then the NRZI signal is converted into the NRZ signal and the descramble processing is performed, and then the data is outputted. The serial-parallel converter 24 converts the input serial data into the original 10-bit parallel data using the serial clock and parallel clock reproduced by the PLL circuit 25, and outputs the parallel data output terminal 26. Output to (for example, RonWard: “Avoiding t
he Pitfalls in Serial Digital Signal Distributio
n ”, 133rd SMPTE Technical Conference, preprint N
o.133-45, Oct. , 1991).
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、同軸ケーブルの高域の減衰を補償し、か
つ低域の群遅延の偏差も補償する広帯域な等化器の実現
が難しいために、伝送ディジタル信号のS/N限界より
も等化器の補償能力により伝送距離が短く制限されると
いう問題点を有していた。However, with the above-described structure, it is difficult to realize a wide-band equalizer that compensates for the attenuation of the coaxial cable in the high frequency range and the deviation of the group delay in the low frequency range. However, there is a problem that the transmission distance is limited by the compensation capacity of the equalizer rather than the S / N limit of the transmission digital signal.
【0011】本発明は上記問題点に鑑み、等化器を用い
ずに広帯域なディジタル信号を同軸ケーブルで伝送する
ディジタル伝送装置の提供を目的とするものである。In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a digital transmission device for transmitting a wide band digital signal through a coaxial cable without using an equalizer.
【0012】[0012]
【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点を解
決し、目的を達成するために、シリアル・データを複数
のパラレル・データに一様に分割、またはデータの優先
度順に階層符号化して分割し、パラレル・データの個々
をそれぞれ独立したチャンネルで直交振幅変調または残
留側波帯振幅変調をして、周波数多重により同軸ケーブ
ル中を伝送することを特徴とする。In order to solve the above problems and achieve the object, the present invention uniformly divides serial data into a plurality of parallel data, or hierarchically encodes them in order of data priority. It is characterized in that each of the parallel data is subjected to quadrature amplitude modulation or vestigial sideband amplitude modulation in an independent channel and then transmitted in a coaxial cable by frequency multiplexing.
【0013】[0013]
【作用】本発明によれば、広帯域ディジタル信号を複数
のチャンネルに分割して、それぞれに対して伝送効率の
高い多値のディジタル変調を施してから周波数多重する
ために、各チャンネルの帯域幅を狭帯域化でき、各チャ
ンネル内では振幅・群遅延偏差が小さくなるので等化器
が不要となる。According to the present invention, since the wideband digital signal is divided into a plurality of channels, multivalued digital modulation with high transmission efficiency is performed on each of the channels, and then frequency multiplexing is performed, the bandwidth of each channel is reduced. Since the band can be narrowed and the amplitude / group delay deviation in each channel becomes small, an equalizer is not required.
【0014】[0014]
【実施例】以下、本発明の各実施例のディジタル伝送装
置について、図面を参照しながら説明する。図1は本発
明の第1の発明の実施例におけるディジタル伝送装置の
構成を示すブロック図、図4は図1の直交振幅変調器
(以下、QAM変調器という)の構成を示すブロック図、
図5は図1の直交振幅復調器(以下、QAM復調器とい
う)の構成を示すブロック図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A digital transmission apparatus according to each embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 is a block diagram showing the configuration of a digital transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a quadrature amplitude modulator of FIG.
A block diagram showing the configuration of (hereinafter referred to as QAM modulator),
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the quadrature amplitude demodulator (hereinafter referred to as QAM demodulator) of FIG.
【0015】図1において、1はデータ入力端子、2は
分割回路、3,4,5はQAM変調器#1,#2,〜#
n、6は周波数多重回路、7は同軸ケーブル、8は変調
信号分配回路、9,10,11はQAM復調器#1,#2,〜
#n、12は合成回路、13はデータ出力端子である。In FIG. 1, 1 is a data input terminal, 2 is a dividing circuit, 3 and 4 and 5 are QAM modulators # 1, # 2, to #.
n and 6 are frequency multiplexing circuits, 7 is a coaxial cable, 8 is a modulation signal distribution circuit, and 9, 10 and 11 are QAM demodulators # 1, # 2, ...
#N and 12 are combining circuits, and 13 is a data output terminal.
【0016】また、図4のQAM変調器3において、31
は変調信号処理回路、32は直交変調器、33はアップ・コ
ンバータであり、他のQAM変調器4,5も同様の構成
である。また、図5のQAM復調器9において、91はチ
ューナ、92は直交検波器、93は復調信号処理回路であ
り、他のQAM復調器10,11も同様の構成である。In the QAM modulator 3 of FIG. 4, 31
Is a modulation signal processing circuit, 32 is a quadrature modulator, 33 is an up converter, and the other QAM modulators 4 and 5 have the same configuration. In the QAM demodulator 9 of FIG. 5, 91 is a tuner, 92 is a quadrature detector, 93 is a demodulation signal processing circuit, and the other QAM demodulators 10 and 11 have the same configuration.
【0017】以上のように構成されたディジタル伝送装
置について、以下、図1,図4,図5を用いてその動作
を説明する。The operation of the digital transmission device configured as described above will be described below with reference to FIGS. 1, 4 and 5.
【0018】データ入力端子1への入力ディジタル・デ
ータを、従来例と同様に270MbpsのNTSCコンポーネ
ント信号とする。データ入力端子1には27Mbpsの10ビッ
ト・パラレルの信号が入力されるので、QAM変調器#
1〜#n(3〜5)の個数が10個のときは、分割回路2は
入力信号をそのまま通過させるだけでよい。QAM変調
器の個数が10個でない場合は、分割回路2では、入力さ
れたデータをQAM変調器の個数および各QAM変調器
の伝送帯域幅に応じてデータを分割する。本実施例で
は、QAM変調器の個数は10個とし、各変調器の伝送帯
域幅は6MHzで、64QAM変調器とする。The input digital data to the data input terminal 1 is an 270 Mbps NTSC component signal as in the conventional example. Since a 10 Mbps parallel signal of 27 Mbps is input to the data input terminal 1, the QAM modulator #
When the number of 1 to #n (3 to 5) is 10, the dividing circuit 2 need only pass the input signal as it is. When the number of QAM modulators is not 10, the dividing circuit 2 divides the input data into data according to the number of QAM modulators and the transmission bandwidth of each QAM modulator. In this embodiment, the number of QAM modulators is 10, the transmission bandwidth of each modulator is 6 MHz, and a 64QAM modulator is used.
【0019】各64QAM変調器は27Mbpsのデータを伝送
すればよい。実際の伝送では誤り訂正符号が付加され
る。これをリード・ソロモン訂正符号とすれば、通常全
データ量の10%程度を訂正符号に割り当てるので、総合
のデータ・レートは30Mbpsとなる。64QAMは6ビット
/シンボルの変調方式なので、伝送効率は6倍である。
したがって、30Mbpsのデータを伝送するためには、5.0M
Hzの帯域幅が必要である。伝送帯域幅は6MHzなので、
ロールオフ・フィルタのロールオフ率は0.2以下とすれ
ばよい。Each 64QAM modulator may transmit 27 Mbps data. In actual transmission, an error correction code is added. If this is used as a Reed-Solomon correction code, usually about 10% of the total data amount is allocated to the correction code, so the total data rate is 30 Mbps. Since 64QAM is a modulation system of 6 bits / symbol, the transmission efficiency is 6 times.
Therefore, in order to transmit 30Mbps data, 5.0M
Requires a bandwidth of Hz. Since the transmission bandwidth is 6MHz,
The roll-off rate of the roll-off filter may be 0.2 or less.
【0020】10個の64QAM変調器の搬送波周波数とし
て、例えばアメリカのCATVのチャンネル・プランに
合わせて同軸ケーブル7の減衰量の少ない低域のチャン
ネルから優先的に使用することにすると、57,63,69,
75,85,93,99,105,111,117MHzを選ぶことができ
る。As the carrier frequencies of the ten 64QAM modulators, for example, in accordance with the channel plan of the CATV in the United States, the low-frequency channels of the coaxial cable 7 with low attenuation are preferentially used. , 69,
You can choose 75, 85, 93, 99, 105, 111, 117MHz.
【0021】次に図4を用いて、64QAM変調器の説明
を行う。分割回路2から入力された27Mbpsのデータは、
変調信号処理回路31に入力される。変調信号処理回路31
では、誤り訂正符号を付加し、64QAMのマッピングを
行ってロールオフ・フィルタ処理をして、DA変換した
後に直交変調器32に出力する。直交変調器32では、入力
されたI,Qの2軸の信号を位相が90度異なる2つの搬
送波を用いてそれぞれ変調し、加算して出力する。ここ
で、変調に用いる搬送波は一定の中間周波数とする。次
段のアップ・コンバータ33では、入力された中間周波数
での変調波と内部の局部発振器出力とを内部の乗算器で
乗算することにより、上記した10種類の周波数にそれぞ
れアップ・コンバートする。Next, the 64QAM modulator will be described with reference to FIG. The 27 Mbps data input from the division circuit 2 is
It is input to the modulation signal processing circuit 31. Modulation signal processing circuit 31
Then, an error correction code is added, 64QAM mapping is performed, roll-off filter processing is performed, DA conversion is performed, and then output to the quadrature modulator 32. The quadrature modulator 32 modulates the input two-axis signals of I and Q using two carrier waves having phases different from each other by 90 degrees, adds them, and outputs them. Here, the carrier wave used for modulation has a constant intermediate frequency. The up-converter 33 in the next stage multiplies the input modulated wave at the intermediate frequency and the internal local oscillator output by an internal multiplier to up-convert to each of the above 10 types of frequencies.
【0022】図1に戻り、周波数多重回路6では、10個
の64QAM変調器の出力を加算回路によって加算するこ
とにより周波数多重して同軸ケーブル7に出力する。な
お前記加算回路は、例えばインピーダンス整合を考慮し
た抵抗器による加算器でよい。上記した10個の周波数の
搬送波を用いた場合、それぞれは6MHzの帯域幅を有す
るので、結局、多重後の帯域幅は54〜120MHzまでの66MH
zとなる。Returning to FIG. 1, the frequency multiplexing circuit 6 frequency-multiplexes the outputs of the ten 64QAM modulators by the addition circuit and outputs the multiplexed signals to the coaxial cable 7. Note that the adder circuit may be, for example, a resistor adder in consideration of impedance matching. When using the above-mentioned carriers of 10 frequencies, each has a bandwidth of 6 MHz, so the bandwidth after multiplexing is 66 MHz from 54 to 120 MHz.
It becomes z.
【0023】0〜数百mの同軸ケーブル7を通過した周
波数多重ディジタル変調波は、変調信号分配回路8に入
力される。変調信号分配回路8では、54〜120MHzを通過
させるバンドパス・フィルタを通して不要な帯域の雑音
を除去した後、雑音指数の良好なアンプで信号を増幅し
て10個に等分配して、10個の64QAM復調器#1〜#n
(9〜11)に入力する。The frequency-multiplexed digital modulated wave that has passed through the coaxial cable 7 of 0 to several hundred meters is input to the modulation signal distribution circuit 8. In the modulation signal distribution circuit 8, after removing unnecessary band noise through a bandpass filter that passes 54 to 120MHz, the signal is amplified by an amplifier with a good noise figure and equally distributed to 10 64QAM demodulators # 1 to #n
Enter in (9-11).
【0024】次に図5を用いて、64QAM復調器9の説
明を行う。変調信号分配回路8から入力された周波数多
重信号は、チューナ91に入力される。ここでチューナ91
は、アメリカのCATV受信用のチューナを使用する。
チューナ91は、10個のチャンネルから1チャンネルを選
択して中間周波数帯41〜47MHzに周波数変換する。直交
検波器92では、内部の44MHzの局部発振器で発生した90
度位相の異なる2個の搬送波と変調信号をそれぞれ乗算
して、元のI,Qの信号を得る。復調信号処理回路93で
は、入力されたI,Q信号をそれぞれAD変換して受信
側のロールオフ・フィルタ処理を行い、64個の符号点の
識別および元の6ビットデータへの逆マッピング処理を
し、誤り訂正処理をして合成回路12に出力する。なお、
復調信号処理回路93は、直交検波器92の局部発振器の周
波数および位相を中間周波数帯の変調波の搬送波にロッ
クさせる搬送波再生回路と、シンボル・クロックを再生
するクロック再生回路を含む。Next, the 64QAM demodulator 9 will be described with reference to FIG. The frequency-multiplexed signal input from the modulation signal distribution circuit 8 is input to the tuner 91. Tuner 91 here
Uses a tuner for receiving CATV in the United States.
The tuner 91 selects one channel from 10 channels and frequency-converts it into the intermediate frequency band 41 to 47 MHz. In the quadrature detector 92, the 90 MHz generated by the internal 44 MHz local oscillator was used.
The original I and Q signals are obtained by multiplying each of the two carrier waves having different degrees of phase and the modulated signal. In the demodulation signal processing circuit 93, the input I and Q signals are AD-converted, roll-off filter processing on the receiving side is performed, and 64 code points are identified and inverse mapping processing to the original 6-bit data is performed. Then, error correction processing is performed and the result is output to the synthesis circuit 12. In addition,
The demodulation signal processing circuit 93 includes a carrier recovery circuit that locks the frequency and phase of the local oscillator of the quadrature detector 92 to the carrier of the modulated wave in the intermediate frequency band, and a clock recovery circuit that recovers the symbol clock.
【0025】10個の64QAM復調器で復号された10チャ
ンネルの各々27Mbpsのディジタル・データは合成回路12
をそのまま通過して、データ出力端子13に10ビット・パ
ラレル信号として出力される。なお、合成回路12の役割
は分割回路2の対になるものであり、64QAM復調器の
個数が10個でない場合には、一旦合成した後、再度10ビ
ット・パラレル信号に再分割する。The digital data of 27 Mbps for each of the 10 channels decoded by the ten 64 QAM demodulators are combined by the synthesizing circuit 12
Is output as a 10-bit parallel signal to the data output terminal 13. The synthesizing circuit 12 serves as a pair of the dividing circuit 2. If the number of 64QAM demodulators is not 10, the synthesizing circuit 12 once synthesizes and then divides again into 10-bit parallel signals.
【0026】ベースバンドの270Mbpsのディジタル信号
の伝送には、最低0〜135MHzの帯域内の振幅および群遅
延特性を平坦にする必要があるが、以上のように本実施
例によれば、10チャンネルの6MHzの各帯域内で振幅お
よび群遅延特性が平坦であればよいので、等化器を特に
設ける必要がない。また本実施例で用いた帯域幅6MHz
の64QAM復調器は、CATVでの64QAM伝送の普及
に伴い安価にて入手可能となるので、このような広帯域
のディジタル信号の多重伝送は容易に実現可能となる。In order to transmit a baseband 270 Mbps digital signal, it is necessary to flatten the amplitude and group delay characteristics within a band of at least 0 to 135 MHz. According to the present embodiment, as described above, 10 channels are used. Since it suffices that the amplitude and group delay characteristics are flat within each band of 6 MHz, it is not necessary to provide an equalizer. Also, the bandwidth used in this embodiment is 6 MHz.
The 64QAM demodulator is available at a low cost with the spread of 64QAM transmission in CATV. Therefore, such multiple transmission of wideband digital signals can be easily realized.
【0027】なお、本実施例ではQAM変復調器は64Q
AMとしたが、16QAMなどの他のQAM方式としても
よい。ただし、この場合は6MHzで伝送できるデータ量
が変化するのでQAM変復調器の数を変更する必要があ
る。また、トータルの伝送レートも270Mbpsに限定され
るものではなく、RFでの周波数多重信号のチャンネル
・プランも本実施例の例に限定されるものではない。In this embodiment, the QAM modulator / demodulator is 64Q.
Although AM is used, other QAM methods such as 16QAM may be used. However, in this case, since the amount of data that can be transmitted at 6 MHz changes, it is necessary to change the number of QAM modulators / demodulators. Further, the total transmission rate is not limited to 270 Mbps, and the channel plan of the frequency multiplexed signal at RF is not limited to the example of this embodiment.
【0028】また、本実施例では1チャンネルの帯域幅
を6MHzとしたが、これを27MHzとし、伝送方式をQPS
Kとしてもよい。衛星回線を利用した帯域幅27MHzで40.
96Mbpsを伝送するQPSK復調器が普及して安価に供給
される可能性があるためである。この場合、誤り訂正符
号の符号化率を3/4とすると、1チャンネル当たりの
伝送データ量は30.72Mbpsとなるので、270Mbpsの伝送に
は9チャンネルが必要である。また、総合の所要帯域幅
は27MHz×9=243MHzである。ベースバンドでの所要帯
域幅(135MHz)に比較して増加しているが、各チャンネル
内での振幅・群遅延偏差は小さいので、等化器を設けな
くとも伝送劣化は小さくなる。In the present embodiment, the bandwidth of one channel is 6 MHz, but it is 27 MHz and the transmission method is QPS.
It may be K. Bandwidth 27 MHz using satellite lines 40.
This is because a QPSK demodulator that transmits 96 Mbps may become widespread and supplied at a low cost. In this case, assuming that the coding rate of the error correction code is 3/4, the transmission data amount per channel is 30.72 Mbps, so that 270 Mbps transmission requires 9 channels. The total required bandwidth is 27MHz x 9 = 243MHz. Although it is larger than the required bandwidth in the baseband (135 MHz), since the amplitude and group delay deviation in each channel are small, transmission deterioration is small even without an equalizer.
【0029】同軸ケーブルの単位長さ当たりの減衰量
[dB/m]は、周波数の平方根に比例する。すなわち、
周波数が4倍になると、減衰量は2倍になる。したがっ
て、一定の帯域幅の中では、高域のほうが低域よりも振
幅偏差が小さい。この特性を利用して、1チャンネル当
たりの伝送帯域幅を低域では小さくし、高域では大きく
することにより、チャンネル内部での伝送劣化を減少さ
せることができる。The amount of attenuation [dB / m] per unit length of the coaxial cable is proportional to the square root of the frequency. That is,
When the frequency is quadrupled, the amount of attenuation is doubled. Therefore, in a constant bandwidth, the high frequency band has a smaller amplitude deviation than the low frequency band. By utilizing this characteristic, the transmission bandwidth per channel can be reduced in the low frequency band and increased in the high frequency band to reduce the transmission deterioration within the channel.
【0030】さらに、同軸ケーブルでの減衰を見越して
高域のチャンネルほど送信電力を大きくする。これによ
り高域のチャンネルの受信限界距離が伸びるので、伝送
可能なケーブル長が長くなる。この際、同軸ケーブル長
が0mになる場合も考慮して、QAM復調器の入力AG
C回路で吸収可能な範囲以上に送信電力を上げてはなら
ない。Further, in consideration of the attenuation in the coaxial cable, the transmission power is increased in the higher frequency channel. As a result, the reception limit distance of the high-frequency channel is extended, and the length of the cable that can be transmitted is increased. At this time, considering the case where the coaxial cable length becomes 0 m, the input AG of the QAM demodulator is considered.
Do not raise the transmission power beyond the range that can be absorbed by the C circuit.
【0031】以下、第2の発明の一実施例のディジタル
伝送装置について、図面を参照しながら説明する。図2
は本発明の第2の発明の実施例におけるディジタル伝送
装置の構成を示すブロック図である。図1と異なるの
は、QAM変調器#1,#2,〜#n(3〜5)が残留側波
帯振幅変調器(VSB−AM変調器#1,#2,〜#n)3
0,40,50、QAM復調器#1,#2,〜#n(9〜11)が残
留側波帯振幅復調器(VSB−AM復調器#1,#2,〜
#n)90,100,110に変更されている点である。A digital transmission apparatus according to an embodiment of the second invention will be described below with reference to the drawings. Figure 2
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a digital transmission device according to an embodiment of the second invention of the present invention. The difference from FIG. 1 is that the QAM modulators # 1, # 2, to #n (3 to 5) are vestigial sideband amplitude modulators (VSB-AM modulators # 1, # 2, to #n) 3.
0, 40, 50, QAM demodulators # 1, # 2, ... #n (9-11) are vestigial sideband amplitude demodulators (VSB-AM demodulators # 1, # 2, ...
#N) It has been changed to 90, 100, 110.
【0032】入力信号として第1の発明と同様に、270M
bpsのデータを27Mbpsの10ビット・パラレルで伝送する
場合を考える。8値のVSB−AM伝送は3ビット/シ
ンボルの伝送効率であるが、VSB−AM方式により帯
域を有効利用しているので等価的に6ビット/シンボル
の伝送効率となる。したがって、27Mbpsのデータに誤り
訂正符号を付加して30Mbpsになったディジタル・データ
は、最低で5MHzの伝送帯域幅が必要となる。ロールオ
フ率を20%以下とすると、1チャンネルの帯域幅は6MH
z以下となる。したがって、64QAM変復調器の代わり
に、8値のVSB−AM変復調器を用いて、第1の発明
と同様に270Mbpsのデータを伝送することができる。As an input signal, as in the first invention, 270M
Consider the case of transmitting bps data in 10-bit parallel at 27 Mbps. Eight-valued VSB-AM transmission has a transmission efficiency of 3 bits / symbol, but since the bandwidth is effectively used by the VSB-AM system, the transmission efficiency is equivalently 6 bits / symbol. Therefore, at least 30 MHz of digital data obtained by adding an error correction code to 27 Mbps data requires a transmission bandwidth of at least 5 MHz. If the roll-off rate is 20% or less, the bandwidth of one channel is 6MH
It is less than or equal to z. Therefore, instead of the 64QAM modulator / demodulator, an 8-value VSB-AM modulator / demodulator can be used to transmit 270 Mbps data as in the first invention.
【0033】以上のように本実施例によれば、複数のチ
ャンネルに分割して伝送するので、各チャンネル内では
等化器が不要であるという第1の発明と共通の効果に加
えて、VSB−AM変復調器を用いることのメリット
は、直交変復調を行わないので伝送路の振幅・群遅延特
性の歪みによって発生する直交するI,Q軸間でのクロ
ストークによるビット誤り率の劣化がないことである。As described above, according to this embodiment, since transmission is performed by dividing into a plurality of channels, in addition to the effect common to the first invention that an equalizer is not required in each channel, VSB is also provided. -The advantage of using an AM modulator / demodulator is that since orthogonal modulator / demodulator is not used, there is no deterioration in the bit error rate due to crosstalk between orthogonal I and Q axes that occurs due to distortion of the amplitude and group delay characteristics of the transmission path. Is.
【0034】また第1の発明と同様に、残留側波帯振幅
変調器は、その伝送帯域幅が6MHzまたは27MHzでもって
実施可能である。Similarly to the first aspect of the invention, the vestigial sideband amplitude modulator can be implemented with a transmission bandwidth of 6 MHz or 27 MHz.
【0035】また第1の発明と同様に、低域のチャンネ
ルの伝送帯域幅を高域のチャンネルの伝送帯域幅よりも
小さくすること、および高域のチャンネルほど搬送波電
力を大きくすることを併用すると、さらに伝送距離を伸
ばすことができる。Further, similarly to the first invention, when the transmission bandwidth of the low frequency band is made smaller than the transmission bandwidth of the high frequency channel, and the carrier power is increased for the higher frequency channel, it is used together. The transmission distance can be further extended.
【0036】以下、第3の発明の一実施例のディジタル
伝送装置について、図面を参照しながら説明する。図3
は本発明の第3の発明の実施例におけるディジタル伝送
装置の構成を示すブロック図である。図1と異なるの
は、分割回路2が階層符号化器200に、合成回路12が階
層復号化器120に変更されている点である。また、パラ
レルに配置されたN個の変調器および復調器は、QAM
方式でもVSB−AM方式でもどちらでもよいので、単
にディジタル変調器#1,#2,〜#n(310,410,510)お
よびディジタル復調器#1,#2,〜#n(910,101,111)
としている。A digital transmission apparatus according to an embodiment of the third invention will be described below with reference to the drawings. Figure 3
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a digital transmission device in an embodiment of the third invention of the present invention. The difference from FIG. 1 is that the division circuit 2 is changed to a hierarchical encoder 200 and the combining circuit 12 is changed to a hierarchical decoder 120. In addition, the N modulators and demodulators arranged in parallel are QAM
Either the system or the VSB-AM system may be used. Therefore, the digital modulators # 1, # 2, to #n (310, 410, 510) and the digital demodulators # 1, # 2, to #n (910, 101, 111)
I am trying.
【0037】階層符号化器200に入力されたディジタル
化映像信号は、同期信号や輝度信号の低域などの映像を
復元するのに重要な信号と、そうでない信号に分けられ
る。輝度信号の周波数成分を分割する手法としては、D
CT(離散コサイン変換)などがある。The digitized video signal input to the hierarchical encoder 200 is divided into a signal that is important for restoring a video such as a sync signal and a low frequency band of a luminance signal, and a signal that is not so important. As a method of dividing the frequency component of the luminance signal, D
There is CT (discrete cosine transform) and the like.
【0038】N個に分割した信号は、重要度の高い信号
ほど低域のチャンネルに配置する。これは低域ほど同軸
ケーブルでの減衰が少なく、長距離の伝送が可能となる
からである。The signals divided into N are arranged in lower frequency channels as the more important signals. This is because the lower the band, the less the attenuation in the coaxial cable, and the longer the distance can be transmitted.
【0039】このN個のチャンネルを利用してディジタ
ル変復調された各チャンネルのデータは、階層復号化器
120に入力される。階層復号化器120では、この階層符号
化器200と逆の処理を行って、元のディジタル化映像信
号を復元してデータ出力端子13に出力する。The data of each channel digitally modulated and demodulated using the N channels is a hierarchical decoder.
Entered in 120. The hierarchical decoder 120 performs a process reverse to that of the hierarchical encoder 200 to restore the original digitized video signal and output it to the data output terminal 13.
【0040】以上のように本実施例によれば、複数のチ
ャンネルに分割して伝送するので、各チャンネル内では
等化器が不要であるという第1の発明と共通の効果に加
えて、ディジタル化映像信号を重要度順に分類して、優
先度の高いものから順に低域のチャンネルに割り当てる
ので、長距離を伝送した場合でも致命的な画質の劣化を
生じ難いという利点がある。As described above, according to this embodiment, since the data is divided into a plurality of channels for transmission, an equalizer is not required in each channel, which is common to the first aspect of the invention, and in addition to the digital effect. Since the encoded video signals are classified in the order of importance and assigned to the low-frequency channels in descending order of priority, there is an advantage that fatal deterioration of image quality is unlikely to occur even when transmitting over a long distance.
【0041】また第1の発明と同様に、ディジタル変調
器は、その伝送帯域幅が6MHzまたは27MHzでもって実施
可能である。As in the first invention, the digital modulator can be implemented with a transmission bandwidth of 6 MHz or 27 MHz.
【0042】また第1の発明と同様に、低域のチャンネ
ルの伝送帯域幅を高域のチャンネルの伝送帯域幅よりも
小さくすること、および高域のチャンネルほど搬送波電
力を大きくすることを併用すると、さらに伝送距離を伸
ばすことができる。Further, similarly to the first invention, when the transmission bandwidth of the low frequency band is made smaller than the transmission bandwidth of the high frequency channel, and the carrier power is increased for the higher frequency channel, it is used together. The transmission distance can be further extended.
【0043】[0043]
【発明の効果】以上説明したように本発明のディジタル
伝送装置では、広帯域ディジタル信号を複数チャンネル
に分割し、各々に対してQAMまたはVSB−AMのデ
ィジタル変調を施して周波数多重した後に同軸ケーブル
中を伝送し、各チャンネルの信号を復調した後に合成す
ることにより、等化器を用いずに長距離を伝送すること
ができる。As described above, in the digital transmission apparatus of the present invention, the wide band digital signal is divided into a plurality of channels, the QAM or VSB-AM digital modulation is applied to each of the channels, and the signals are frequency-multiplexed before being transmitted through the coaxial cable. Is transmitted, and the signals of the respective channels are demodulated and then combined, whereby a long distance can be transmitted without using an equalizer.
【0044】また、広帯域ディジタル信号の分割回路お
よび合成回路に代えて、階層符号化器および階層復号化
器を用いて、映像信号を重要度順に分類して優先度の高
い信号から順に低域のチャンネルに割り当てることによ
り、さらに伝送距離を伸ばすことができる。Further, instead of the wide band digital signal dividing circuit and the synthesizing circuit, a hierarchical encoder and a hierarchical decoder are used to classify the video signals in the order of importance, and the signals in descending order of priority are arranged in order of low frequency. By allocating to channels, the transmission distance can be further extended.
【図1】本発明の第1の発明の実施例におけるディジタ
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a digital transmission device according to an embodiment of the first invention of the present invention.
【図2】本発明の第2の発明の実施例におけるディジタ
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a digital transmission device according to an embodiment of the second invention of the present invention.
【図3】本発明の第3の発明の実施例におけるディジタ
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a digital transmission device according to an embodiment of the third invention of the present invention.
【図4】図1のQAM変調器の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the QAM modulator of FIG.
【図5】図1のQAM復調器の構成を示すブロック図で
ある。5 is a block diagram showing a configuration of the QAM demodulator of FIG.
【図6】従来のディジタル伝送装置の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional digital transmission device.
1…ディジタル信号のデータ入力端子、 2…分割回
路、 3,4,5…QAM変調器#1,#2,〜#n、
6…周波数多重回路、 7…同軸ケーブル、 8…変調
信号分配回路、 9,10,11…QAM復調器#1,#2,
〜#n、 12…合成回路、 13…ディジタル信号のデー
タ出力端子、 30,40,50…VSB−AM変調器#1,
#2,〜#n、 90,100,110…VSB−AM復調器#
1,#2,〜#n、120…階層復号化器、 200…階層符号
化器、 310,410,510…ディジタル変調器#1,#2,
〜#n、 910,101,111…ディジタル復調器#1,#2,
〜#n。1 ... Digital signal data input terminal, 2 ... Dividing circuit, 3, 4, 5 ... QAM modulator # 1, # 2, to #n,
6 ... Frequency multiplexing circuit, 7 ... Coaxial cable, 8 ... Modulation signal distribution circuit, 9, 10, 11 ... QAM demodulator # 1, # 2,
... #n, 12 ... Combining circuit, 13 ... Digital signal data output terminal, 30, 40, 50 ... VSB-AM modulator # 1,
# 2, #n, 90, 100, 110 ... VSB-AM demodulator #
1, # 2, to #n, 120 ... Hierarchical decoder, 200 ... Hierarchical encoder, 310, 410, 510 ... Digital modulator # 1, # 2,
~ #N, 910, 101, 111 ... Digital demodulators # 1, # 2,
~ #N.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 タッド バウザー 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 林 大介 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 加藤 久也 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Tad Bowser 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Daisuke Hayashi, 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 72) Inventor Hisaya Kato 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Claims (12)
レル・データに分割する分割回路と、前記分割回路で分
割された各ディジタル信号を伝送帯域が重ならないよう
にそれぞれ直交振幅変調するN個の直交振幅変調器と、
前記N個の直交振幅変調器の出力を合成する周波数多重
回路とで構成される送信部と、同軸ケーブルで伝送した
後に、受信信号をN個に分配する変調信号分配回路と、
N個の直交振幅復調器と、前記N個の直交振幅復調器の
パラレル・データ出力を合成して元のディジタル信号を
復元する合成回路とで構成される受信部とを備えたこと
を特徴とするディジタル伝送装置。1. A division circuit for dividing an input digital signal into N pieces of parallel data, and N pieces of quadrature amplitude-modulated each digital signal divided by the division circuit so that transmission bands do not overlap each other. A quadrature amplitude modulator,
A transmission unit composed of a frequency multiplexing circuit for synthesizing the outputs of the N quadrature amplitude modulators; a modulation signal distribution circuit for distributing a reception signal to the N signals after transmitting with a coaxial cable;
A receiving unit including N quadrature amplitude demodulators and a synthesizing circuit for synthesizing the parallel data outputs of the N quadrature amplitude demodulators to restore the original digital signal. Digital transmission equipment.
MHzまたは27MHzであることを特徴とする請求項1記載の
ディジタル伝送装置。2. The quadrature amplitude modulator has a transmission bandwidth of 6
2. The digital transmission device according to claim 1, wherein the digital transmission device has a frequency of MHz or 27 MHz.
低域にあるものは伝送帯域幅を狭くし、搬送波周波数が
高域にあるものは伝送帯域幅を広くすることを特徴とす
る請求項1記載のディジタル伝送装置。3. The quadrature amplitude modulator narrows the transmission bandwidth when the carrier frequency is in a low band, and widens the transmission bandwidth when the carrier frequency is in a high band. 1. The digital transmission device according to 1.
高域にあるものほど、搬送波電力を高く設定することを
特徴とする請求項1記載のディジタル伝送装置。4. The digital transmission device according to claim 1, wherein the quadrature amplitude modulator sets the carrier power higher as the carrier frequency is higher.
レル・データに分割する分割回路と、前記分割回路で分
割された各ディジタル信号を伝送帯域が重ならないよう
にそれぞれ残留側波帯振幅変調するN個の残留側波帯振
幅変調器と、前記N個の残留側波帯振幅変調器の出力を
合成する周波数多重回路とで構成される送信部と、同軸
ケーブルで伝送した後に、受信信号をN個に分配する変
調信号分配回路と、N個の残留側波帯振幅復調器と、前
記N個の残留側波帯振幅復調器のパラレル・データ出力
を合成して元のディジタル信号を復元する合成回路とで
構成される受信部とを備えたことを特徴とするディジタ
ル伝送装置。5. A division circuit for dividing an input digital signal into N pieces of parallel data, and each of the digital signals divided by the division circuit is subjected to vestigial sideband amplitude modulation so that transmission bands do not overlap each other. A transmission unit including N vestigial sideband amplitude modulators and a frequency multiplexing circuit that synthesizes the outputs of the N vestigial sideband amplitude modulators, and a received signal after transmitting with a coaxial cable. An original digital signal is restored by synthesizing N modulation signal distribution circuits, N vestigial sideband amplitude demodulators, and parallel data outputs of the N vestigial sideband amplitude demodulators. A digital transmission device, comprising: a receiving unit composed of a combining circuit.
幅が6MHzまたは27MHzであることを特徴とする請求項5
記載のディジタル伝送装置。6. The vestigial sideband amplitude modulator has a transmission bandwidth of 6 MHz or 27 MHz.
The described digital transmission device.
波数が低域にあるものは伝送帯域幅を狭くし、搬送波周
波数が高域にあるものは伝送帯域幅を広くすることを特
徴とする請求項5記載のディジタル伝送装置。7. The vestigial sideband amplitude modulator is characterized by narrowing the transmission bandwidth when the carrier frequency is low and widening the transmission bandwidth when the carrier frequency is high. The digital transmission device according to claim 5.
波数が高域にあるものほど、搬送波電力を高く設定する
ことを特徴とする請求項5記載のディジタル伝送装置。8. The digital transmission device according to claim 5, wherein the vestigial sideband amplitude modulator sets the carrier power higher as the carrier frequency is higher.
先度順にN個のパラレル・データに分割する階層符号化
器と、前記階層符号化器で分割された各ディジタル信号
を伝送帯域が重ならないようにそれぞれディジタル変調
するN個のディジタル変調器と、前記N個のディジタル
変調器の出力を合成する周波数多重回路とで構成される
送信部と、同軸ケーブルで伝送した後に、受信信号をN
個に分配する変調信号分配回路と、N個のディジタル復
調器と、前記N個のディジタル復調器のパラレル・デー
タ出力を合成して元のディジタル信号を復元する階層復
号化器とで構成される受信部とを備えたことを特徴とす
るディジタル伝送装置。9. A hierarchical encoder for dividing an input digital signal into N pieces of parallel data in order of data priority, and transmission bands of the digital signals divided by the hierarchical encoder do not overlap. In addition, a transmitting unit including N digital modulators for digitally modulating the received signal and a frequency multiplexing circuit for synthesizing the outputs of the N digital modulators, and a received signal after being transmitted by a coaxial cable.
It is composed of a modulated signal distribution circuit for distributing the data into N, a N digital demodulator, and a hierarchical decoder for synthesizing the parallel data outputs of the N digital demodulators to restore the original digital signal. A digital transmission device comprising a receiver.
が6MHzまたは27MHzであることを特徴とする請求項9記
載のディジタル伝送装置。10. The digital transmission device according to claim 9, wherein the digital modulator has a transmission bandwidth of 6 MHz or 27 MHz.
数が低域にあるものは伝送帯域幅を狭くし、搬送波周波
数が高域にあるものは伝送帯域幅を広くすることを特徴
とする請求項9記載のディジタル伝送装置。11. The digital modulator according to claim 9, wherein the carrier having a low carrier frequency has a narrow transmission bandwidth, and the carrier having a high carrier frequency has a wide transmission bandwidth. The described digital transmission device.
数が高域にあるものほど、搬送波電力を高く設定するこ
とを特徴とする請求項9記載のディジタル伝送装置。12. The digital transmission device according to claim 9, wherein the digital modulator sets the carrier power higher as the carrier frequency is higher.
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---|---|---|---|
JP05288310A JP3128602B2 (en) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | Digital transmission equipment |
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