JPH07135797A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH07135797A JPH07135797A JP5279499A JP27949993A JPH07135797A JP H07135797 A JPH07135797 A JP H07135797A JP 5279499 A JP5279499 A JP 5279499A JP 27949993 A JP27949993 A JP 27949993A JP H07135797 A JPH07135797 A JP H07135797A
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- power
- voltage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流電動機駆動用インバータにおいて、相間
リアクトルを使わずに２台のインバータの出力を合成し
て大容量化するとともに、低速トルク特性の優れた、低
騒音，小形，経済的で高効率なインバータを得ること。 【構成】 第一のインバータと第二のインバータの直流
電源を絶縁された別のものにするか、または二つの直流
電源の正負端子をゼロ相リアクトルのような同相電流を
抑制するインピーダンスで並列接続するか、あるいは共
通の直流電源であるが、２台のインバータの直流入力正
負端子の間に同相電流を抑制するリアクトルを設けるこ
とによって、インバータ間の直流電源側を通して同相電
流が流れないようにし、第一のインバータと第二のイン
バータの交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線
の交流電動機を直列に接続したものである。 【効果】 波形と制御性が良好で低騒音，高効率のイン
バータを製作できる。
リアクトルを使わずに２台のインバータの出力を合成し
て大容量化するとともに、低速トルク特性の優れた、低
騒音，小形，経済的で高効率なインバータを得ること。 【構成】 第一のインバータと第二のインバータの直流
電源を絶縁された別のものにするか、または二つの直流
電源の正負端子をゼロ相リアクトルのような同相電流を
抑制するインピーダンスで並列接続するか、あるいは共
通の直流電源であるが、２台のインバータの直流入力正
負端子の間に同相電流を抑制するリアクトルを設けるこ
とによって、インバータ間の直流電源側を通して同相電
流が流れないようにし、第一のインバータと第二のイン
バータの交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線
の交流電動機を直列に接続したものである。 【効果】 波形と制御性が良好で低騒音，高効率のイン
バータを製作できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、トランジスタやＧＴ
Ｏサイリスタなどの自己消弧形素子を用いたインバータ
のうち、いわゆる多重インバータと呼ばれ、複数台のイ
ンバータの出力を合成することにより、出力容量を増大
し、さらに出力電圧波形の高調波を少なくする方式のイ
ンバータに関するもので、そのうちでも特に誘導電動機
や同期電動機などの交流電動機の駆動用インバータに関
するものである。
Ｏサイリスタなどの自己消弧形素子を用いたインバータ
のうち、いわゆる多重インバータと呼ばれ、複数台のイ
ンバータの出力を合成することにより、出力容量を増大
し、さらに出力電圧波形の高調波を少なくする方式のイ
ンバータに関するもので、そのうちでも特に誘導電動機
や同期電動機などの交流電動機の駆動用インバータに関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＧＴＯを用いた従来の交流電動機駆動用
の多重インバータの例を図８の（ａ），（ｂ）に示す。
同図において簡単化して箱で示したインバータは、図９
（ａ）に示すような通常の３相２レベルインバータであ
る。
の多重インバータの例を図８の（ａ），（ｂ）に示す。
同図において簡単化して箱で示したインバータは、図９
（ａ）に示すような通常の３相２レベルインバータであ
る。
【０００３】図８（ａ）は、直流電源44の電力をＧＴＯ
を用いた２台の電圧形２レベルインバータ40と41で交流
に変換し、その出力を変圧器42，43の二次側で直列に合
成した多重インバータである。インバータの出力周波数
をゼロから50ヘルツとすれば、ＧＴＯのスイッチング周
波数を500 Hz程度に選定し、スイッチングのタイミング
を決める500 Hzのキャリア波の位相をそれぞれのインバ
ータの間で180 度シフトすることにより、出力電圧波形
の高調波を少なくする方法がよく用いられる。この場
合、優れた出力電圧波形が得られるが、出力周波数が０
Hz近くでは、変圧器の磁束の飽和の影響で充分な出力電
圧が得られないので、５Hz以下程度では充分なトルクを
確保することができない。また、この方法では、２つの
変圧器が必要であるので、その価格と寸法が問題であ
る。この方法は、インバータの出力電圧を３ｋＶや６ｋ
Ｖの高圧にして電動機に供給できるという利点があるの
で、高圧のポンプや送風機駆動用インバータとしてよく
用いられる。しかし、鉄鋼の圧延機駆動などのように０
Hz近辺のトルク制御性能が重要な場合には利用できな
い。
を用いた２台の電圧形２レベルインバータ40と41で交流
に変換し、その出力を変圧器42，43の二次側で直列に合
成した多重インバータである。インバータの出力周波数
をゼロから50ヘルツとすれば、ＧＴＯのスイッチング周
波数を500 Hz程度に選定し、スイッチングのタイミング
を決める500 Hzのキャリア波の位相をそれぞれのインバ
ータの間で180 度シフトすることにより、出力電圧波形
の高調波を少なくする方法がよく用いられる。この場
合、優れた出力電圧波形が得られるが、出力周波数が０
Hz近くでは、変圧器の磁束の飽和の影響で充分な出力電
圧が得られないので、５Hz以下程度では充分なトルクを
確保することができない。また、この方法では、２つの
変圧器が必要であるので、その価格と寸法が問題であ
る。この方法は、インバータの出力電圧を３ｋＶや６ｋ
Ｖの高圧にして電動機に供給できるという利点があるの
で、高圧のポンプや送風機駆動用インバータとしてよく
用いられる。しかし、鉄鋼の圧延機駆動などのように０
Hz近辺のトルク制御性能が重要な場合には利用できな
い。
【０００４】そこで、鉄鋼の圧延機駆動のように０Hz近
辺のトルク制御性能が重要な場合に適した方法として、
０Hz近辺で充分な出力電圧を確保できる多重インバータ
の方法として近年注目されているのが、図８（ｂ）の回
路である。この回路は、例えば文献、「高力率・高調波
低減を実現した大容量ＧＴＯドライブシステム」日立評
論，ＶＯＬ75，（１９９３−５) , 31〜34頁に発表され
ているように、活発な研究開発が行なわれている。この
回路では、ＧＴＯを用いた２台の電圧形３相２レベルイ
ンバータ40, 41の出力を相間リアクトル45, 46, 47を用
いて合成している。ここでもＧＴＯのスイッチング周波
数を500 Hz程度とすれば、キャリア波の位相をインータ
の間で180 度シフトして、２台のインバータが交互にス
イッチングするようにして、出力電圧の高調波を少なく
する。この回路では相間リアクトルへ印加される電圧
は、キャリア波の位相差に相当する電圧だけで、出力基
本波成分は印加されないので、出力周波数が０Hz近くで
もリアクトルの磁束の飽和の恐れはなく、充分な出力電
圧が得られる。この方法は優れた出力電圧波形が得ら
れ、また、低周波数領域でも充分なトルクを確保するこ
とができる。しかし、この方法では、３つの相間リアク
トルが必要であるので、その価格と寸法，損失およびリ
アクトルに印加されるスイッチング電圧波形による電磁
騒音が問題である。しかも相間リアクトルによる並列多
重インバータでは、電流のバランスが崩れると、リアク
トルが飽和してますます電流バランスが悪化し、運転不
能になるので、できるだけＧＴＯなどの回路部品やＰＷ
Ｍ制御回路など、２台のインバータの特性を揃え、その
上で電流バランスの制御系を設ける必要があるので、複
雑で高価となる。
辺のトルク制御性能が重要な場合に適した方法として、
０Hz近辺で充分な出力電圧を確保できる多重インバータ
の方法として近年注目されているのが、図８（ｂ）の回
路である。この回路は、例えば文献、「高力率・高調波
低減を実現した大容量ＧＴＯドライブシステム」日立評
論，ＶＯＬ75，（１９９３−５) , 31〜34頁に発表され
ているように、活発な研究開発が行なわれている。この
回路では、ＧＴＯを用いた２台の電圧形３相２レベルイ
ンバータ40, 41の出力を相間リアクトル45, 46, 47を用
いて合成している。ここでもＧＴＯのスイッチング周波
数を500 Hz程度とすれば、キャリア波の位相をインータ
の間で180 度シフトして、２台のインバータが交互にス
イッチングするようにして、出力電圧の高調波を少なく
する。この回路では相間リアクトルへ印加される電圧
は、キャリア波の位相差に相当する電圧だけで、出力基
本波成分は印加されないので、出力周波数が０Hz近くで
もリアクトルの磁束の飽和の恐れはなく、充分な出力電
圧が得られる。この方法は優れた出力電圧波形が得ら
れ、また、低周波数領域でも充分なトルクを確保するこ
とができる。しかし、この方法では、３つの相間リアク
トルが必要であるので、その価格と寸法，損失およびリ
アクトルに印加されるスイッチング電圧波形による電磁
騒音が問題である。しかも相間リアクトルによる並列多
重インバータでは、電流のバランスが崩れると、リアク
トルが飽和してますます電流バランスが悪化し、運転不
能になるので、できるだけＧＴＯなどの回路部品やＰＷ
Ｍ制御回路など、２台のインバータの特性を揃え、その
上で電流バランスの制御系を設ける必要があるので、複
雑で高価となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の典型的な交流電
動機駆動用多重インバータは以上のように構成されてい
るので、インバータの出力を合成するためにトランスや
相間リアクトルなどの大きな電磁機器を必要とする。そ
の結果、その設置場所，効率の低下，電磁騒音及び経済
性などの問題があり、数千ＫＷ級以上の鉄鋼圧延機駆動
用インバータの回路方式としては充分とは言えない。
動機駆動用多重インバータは以上のように構成されてい
るので、インバータの出力を合成するためにトランスや
相間リアクトルなどの大きな電磁機器を必要とする。そ
の結果、その設置場所，効率の低下，電磁騒音及び経済
性などの問題があり、数千ＫＷ級以上の鉄鋼圧延機駆動
用インバータの回路方式としては充分とは言えない。
【０００６】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので、交流電動機駆動用の大容量イン
バータにおいて、相間リアクトルを使わずに２台のイン
バータの出力を合成し、大容量化するとともに優れた出
力電圧波形を得ることができ、しかも０Hz近辺でも充分
な出力電圧を出すことができて電動機のトルクを確保で
き、しかも、特性の異なる２台のインバータを複雑な制
御系なしに多重にできる新しい多重インバータの回路方
式を提供し、もって小形，経済的でリアクトルの電磁騒
音がなく、高効率なインバータを得ることを目的とす
る。
ためになされたもので、交流電動機駆動用の大容量イン
バータにおいて、相間リアクトルを使わずに２台のイン
バータの出力を合成し、大容量化するとともに優れた出
力電圧波形を得ることができ、しかも０Hz近辺でも充分
な出力電圧を出すことができて電動機のトルクを確保で
き、しかも、特性の異なる２台のインバータを複雑な制
御系なしに多重にできる新しい多重インバータの回路方
式を提供し、もって小形，経済的でリアクトルの電磁騒
音がなく、高効率なインバータを得ることを目的とす
る。
【０００７】本発明の多重インバータを構成する１台の
インバータとしては、前に図９（ａ）で示した３相２レ
ベルインバータ50，または図９（ｂ）に示す３レベルイ
ンバータ51を用いるので、準備として３レベルインバー
タの説明をおこなう。同図（ｂ）では逆導通ＧＴＯを用
いた回路を示している。中性点出力端子を有する直流電
源の正極Ｐと負極Ｎの間に、順次、スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を直列接続するとともに、Ｓ１と
Ｓ２の接続点及びＳ３とＳ４の接続点がそれぞれダイオ
ードを介して前記直流電源中性点端子に接続されてお
り、Ｓ２とＳ３の接続点が出力端子Ｕとされたものであ
る。通常の２レベルインバータは正負２つの電圧レベル
しか出力できないが、この回路では、次のように３つの
電圧レベルを出力することができる。 （ａ）Ｓ１とＳ２がオンの時： 直流電源の正の電位 （ｂ）Ｓ２とＳ３がオンの時： 直流電源の零の電位 （ｃ）Ｓ３とＳ４がオンの時： 直流電源の負の電位 その結果、この回路を３組設けた３相３レベルインバー
タは、通常の２レベルインバータと比較して、出力電圧
の高調波を少なくすることが出来る。
インバータとしては、前に図９（ａ）で示した３相２レ
ベルインバータ50，または図９（ｂ）に示す３レベルイ
ンバータ51を用いるので、準備として３レベルインバー
タの説明をおこなう。同図（ｂ）では逆導通ＧＴＯを用
いた回路を示している。中性点出力端子を有する直流電
源の正極Ｐと負極Ｎの間に、順次、スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を直列接続するとともに、Ｓ１と
Ｓ２の接続点及びＳ３とＳ４の接続点がそれぞれダイオ
ードを介して前記直流電源中性点端子に接続されてお
り、Ｓ２とＳ３の接続点が出力端子Ｕとされたものであ
る。通常の２レベルインバータは正負２つの電圧レベル
しか出力できないが、この回路では、次のように３つの
電圧レベルを出力することができる。 （ａ）Ｓ１とＳ２がオンの時： 直流電源の正の電位 （ｂ）Ｓ２とＳ３がオンの時： 直流電源の零の電位 （ｃ）Ｓ３とＳ４がオンの時： 直流電源の負の電位 その結果、この回路を３組設けた３相３レベルインバー
タは、通常の２レベルインバータと比較して、出力電圧
の高調波を少なくすることが出来る。
【０００８】上記の回路図では逆導通ＧＴＯを用いてい
るが、逆導通ＧＴＯとは通常のＧＴＯと逆並列ダイオー
ドを一枚のシリコンウエファーの上に一体化した電力半
導体素子で、図示の記号で示される。他の種類の電力半
導体素子、例えば逆阻止ＧＴＯまたはＩＧＢＴと逆並列
ダイオードを用いてもよいことは言うまでもない。図９
の３レベルインバータと２レベルインバータは、何れも
３相電圧形インバータであるので、適宜簡略化して、図
１０に示すような箱で示す。同図（ａ）は一般的な電圧
形インバータ、（ｂ）はＧＴＯインバータ、（ｃ）はＩ
ＧＢＴインバータを表わす。同様に（ｄ）はダイオード
による３相ブリッジ回路、（ｅ）はサイリスタによる３
相ブリッジ回路である。３レベルインバータでは直流電
源の中性点端子が必要であるが、中性点を作るコンデン
サもインバータの中に含まれると考え、適宜中性点の図
示は省略し、まとめて３相電圧形インバータとして図１
０のような一つの箱で代表する。
るが、逆導通ＧＴＯとは通常のＧＴＯと逆並列ダイオー
ドを一枚のシリコンウエファーの上に一体化した電力半
導体素子で、図示の記号で示される。他の種類の電力半
導体素子、例えば逆阻止ＧＴＯまたはＩＧＢＴと逆並列
ダイオードを用いてもよいことは言うまでもない。図９
の３レベルインバータと２レベルインバータは、何れも
３相電圧形インバータであるので、適宜簡略化して、図
１０に示すような箱で示す。同図（ａ）は一般的な電圧
形インバータ、（ｂ）はＧＴＯインバータ、（ｃ）はＩ
ＧＢＴインバータを表わす。同様に（ｄ）はダイオード
による３相ブリッジ回路、（ｅ）はサイリスタによる３
相ブリッジ回路である。３レベルインバータでは直流電
源の中性点端子が必要であるが、中性点を作るコンデン
サもインバータの中に含まれると考え、適宜中性点の図
示は省略し、まとめて３相電圧形インバータとして図１
０のような一つの箱で代表する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る交流電動機の駆動用インバータは、相互に絶縁された
第一と第二の直流電源を設け、第一の直流電源の電力を
交流に変換する第一のインバータと、第二の直流電源の
電力を交流に変換する第二のインバータを設け、第一の
インバータと第二のインバータの交流出力端子の間にオ
ープンデルタの電機子巻線の交流電動機を直列に接続し
たものである。
る交流電動機の駆動用インバータは、相互に絶縁された
第一と第二の直流電源を設け、第一の直流電源の電力を
交流に変換する第一のインバータと、第二の直流電源の
電力を交流に変換する第二のインバータを設け、第一の
インバータと第二のインバータの交流出力端子の間にオ
ープンデルタの電機子巻線の交流電動機を直列に接続し
たものである。
【００１０】請求項２と請求項４に係わるインバータ
は、第一の直流電源と第二の直流電源の正負端子をゼロ
相電圧成分に対して高いインピーダンスを有し第三次の
ゼロ相電流成分を抑制するインピーダンス、特にゼロ相
リアクトルを通して並列に接続し、第一の直流電源の電
力を交流に変換する第一のインバータと、第二の直流電
源の電力を交流に変換する第二のインバータを設け、第
一のインバータと第二のインバータの交流出力端子の間
にオープンデルタの電機子巻線の交流電動機を直列に接
続したものである。
は、第一の直流電源と第二の直流電源の正負端子をゼロ
相電圧成分に対して高いインピーダンスを有し第三次の
ゼロ相電流成分を抑制するインピーダンス、特にゼロ相
リアクトルを通して並列に接続し、第一の直流電源の電
力を交流に変換する第一のインバータと、第二の直流電
源の電力を交流に変換する第二のインバータを設け、第
一のインバータと第二のインバータの交流出力端子の間
にオープンデルタの電機子巻線の交流電動機を直列に接
続したものである。
【００１１】請求項３と請求項５に係わるインバータ
は、直流電源は共通とし、共通の直流電源の正負双方の
端子から第三次のゼロ相電流成分を抑制するリアクト
ル、特にゼロ相リアクトルを通して第二のインバータの
直流電源を取るようにし、リアクトルを通る前の直流電
力を交流電力に変換する第一のインバータと、リアクト
ルを通った後の直流電力を交流電力に変換する第二のイ
ンバータを設け、第一のインバータと第二のインバータ
の交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流
電動機を直列に接続したものである。また、請求項１９
に係わるインバータは、請求項２，３，４，５におい
て、第一と第二のインバータの直流入力側を相互に並列
接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の検出装置を設
け、ゼロ相電流が少なくなるように第一のインバータと
第二のインバータの一方または双方に与える電圧指令の
ゼロ相成分を制御する制御装置を設けたものである。
は、直流電源は共通とし、共通の直流電源の正負双方の
端子から第三次のゼロ相電流成分を抑制するリアクト
ル、特にゼロ相リアクトルを通して第二のインバータの
直流電源を取るようにし、リアクトルを通る前の直流電
力を交流電力に変換する第一のインバータと、リアクト
ルを通った後の直流電力を交流電力に変換する第二のイ
ンバータを設け、第一のインバータと第二のインバータ
の交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流
電動機を直列に接続したものである。また、請求項１９
に係わるインバータは、請求項２，３，４，５におい
て、第一と第二のインバータの直流入力側を相互に並列
接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の検出装置を設
け、ゼロ相電流が少なくなるように第一のインバータと
第二のインバータの一方または双方に与える電圧指令の
ゼロ相成分を制御する制御装置を設けたものである。
【００１２】請求項６に係るものは、第一と第二のイン
バータとして３相２レベルインバータを用い、これら二
台のインバータの交流出力端子の間にオープンデルタ電
機子巻線の交流電動機を直列に接続した回路構成のもの
である。また、請求項７に係るものは、第一と第二のイ
ンバータとして３相３レベルインバータを用い、これら
二台のインバータの交流出力端子の間にオープンデルタ
電機子巻線を直列に接続した回路構成のものである。さ
らに、請求項８に係るものは、請求項１の第一のインバ
ータとして３相３レベルインバータを用い、第二のイン
バータとして３相２レベルインバータを用い、これら異
なるタイプのインバータの出力をオープンデルタ電機子
巻線を直列に接続した回路構成のものである。
バータとして３相２レベルインバータを用い、これら二
台のインバータの交流出力端子の間にオープンデルタ電
機子巻線の交流電動機を直列に接続した回路構成のもの
である。また、請求項７に係るものは、第一と第二のイ
ンバータとして３相３レベルインバータを用い、これら
二台のインバータの交流出力端子の間にオープンデルタ
電機子巻線を直列に接続した回路構成のものである。さ
らに、請求項８に係るものは、請求項１の第一のインバ
ータとして３相３レベルインバータを用い、第二のイン
バータとして３相２レベルインバータを用い、これら異
なるタイプのインバータの出力をオープンデルタ電機子
巻線を直列に接続した回路構成のものである。
【００１３】請求項９に係るものは、第一と第二のイン
バータとして交流出力の一周期の間に自己消弧形素子が
複数回のスイッチングを行う同一設計の３相ＰＷＭ電圧
形インバータを用い、これら二台のインバータの出力端
子の間にオープンデルタ電機子巻線を直列に接続し、か
つ、第一と第二のインバータのスイッチングを決めるキ
ャリア波野周波数を同一とし、それらのキャリア波に位
相差を持たせ、出力電圧の高調波を減少させた回路構成
のものである。
バータとして交流出力の一周期の間に自己消弧形素子が
複数回のスイッチングを行う同一設計の３相ＰＷＭ電圧
形インバータを用い、これら二台のインバータの出力端
子の間にオープンデルタ電機子巻線を直列に接続し、か
つ、第一と第二のインバータのスイッチングを決めるキ
ャリア波野周波数を同一とし、それらのキャリア波に位
相差を持たせ、出力電圧の高調波を減少させた回路構成
のものである。
【００１４】請求項１０に係るものは、第一と第二のイ
ンバータとして交流出力の一周期の間に自己消弧形素子
が複数回のスイッチングを行う３相ＰＷＭ電圧形インバ
ータを用い、かつ、上記第一のインバータはスイッチン
グ周波数が低いインバータで、第二のインバータはスイ
ッチング周波数の高いインバータとした回路構成のもの
である。
ンバータとして交流出力の一周期の間に自己消弧形素子
が複数回のスイッチングを行う３相ＰＷＭ電圧形インバ
ータを用い、かつ、上記第一のインバータはスイッチン
グ周波数が低いインバータで、第二のインバータはスイ
ッチング周波数の高いインバータとした回路構成のもの
である。
【００１５】請求項１１に係わるものは、第一と第二の
直流電源として二台の高力率コンバータを設け、これら
の高力率コンバータの交流電源として絶縁された２つの
２次巻線を有する変圧器を設けたものである。
直流電源として二台の高力率コンバータを設け、これら
の高力率コンバータの交流電源として絶縁された２つの
２次巻線を有する変圧器を設けたものである。
【００１６】請求項１２に係わるものは、第一の直流電
源として回生の可能なコンバータを設け、第二の直流電
源として回生のできない一方向コンバータを設け、電動
機からの電力回生がある場合は、第二のインバータの回
生電力をリアクトルを通して第一の直流電源で受け、商
用電源に回生するようにしたものである。
源として回生の可能なコンバータを設け、第二の直流電
源として回生のできない一方向コンバータを設け、電動
機からの電力回生がある場合は、第二のインバータの回
生電力をリアクトルを通して第一の直流電源で受け、商
用電源に回生するようにしたものである。
【００１７】請求項１３に係わるものは、第一の直流電
源の電圧に対して第二の直流電源の電圧を低く設定し、
第一のインバータに対して第二のインバータの容量を小
さく設定した回路構成のものである。
源の電圧に対して第二の直流電源の電圧を低く設定し、
第一のインバータに対して第二のインバータの容量を小
さく設定した回路構成のものである。
【００１８】請求項１４に係わるものは、第一のインバ
ータと第二のインバータを同一設計のものとし、それら
に与える出力電圧指令のベクトルを実質的に同じ大きさ
で逆極性として、出力電圧が和動的になるようにし、二
台のインバータが電動機電圧を半分づつ分担するように
した回路構成のものである。請求項１５に係わるもの
は、第一のインバータと第二のインバータに与える出力
電圧指令のベクトルを大きさと方向の何れかまたは両方
とも異なるものとし、電動機に与える電圧としては、両
者のベクトル差を利用するようにした回路構成のもので
ある。
ータと第二のインバータを同一設計のものとし、それら
に与える出力電圧指令のベクトルを実質的に同じ大きさ
で逆極性として、出力電圧が和動的になるようにし、二
台のインバータが電動機電圧を半分づつ分担するように
した回路構成のものである。請求項１５に係わるもの
は、第一のインバータと第二のインバータに与える出力
電圧指令のベクトルを大きさと方向の何れかまたは両方
とも異なるものとし、電動機に与える電圧としては、両
者のベクトル差を利用するようにした回路構成のもので
ある。
【００１９】請求項１６に係わるものは、第一のインバ
ータと第二のインバータの出力電圧の相電圧には第三次
高調波を有するが、出力線間電圧には第三次高調波が現
れないＰＷＭ変調方式とし、インバータの出力利用率を
向上した回路構成のものである。
ータと第二のインバータの出力電圧の相電圧には第三次
高調波を有するが、出力線間電圧には第三次高調波が現
れないＰＷＭ変調方式とし、インバータの出力利用率を
向上した回路構成のものである。
【００２０】請求項１７に係わるものは、第二のインバ
ータの出力電流定格が小さく設定されており、その出力
にトランスを設けてトランスの２次側電流定格を第一の
インバータの電流定格に合わせてから電動機に供給する
ことにより、異なる電流定格のインバータの組合せを可
能にしたものである。なお、低周波数運転時にトランス
の飽和の恐れがあるが、低周波数では全て第一のインバ
ータに基本波電圧を持たせるように制御したものであ
る。
ータの出力電流定格が小さく設定されており、その出力
にトランスを設けてトランスの２次側電流定格を第一の
インバータの電流定格に合わせてから電動機に供給する
ことにより、異なる電流定格のインバータの組合せを可
能にしたものである。なお、低周波数運転時にトランス
の飽和の恐れがあるが、低周波数では全て第一のインバ
ータに基本波電圧を持たせるように制御したものであ
る。
【００２１】請求項１８に係わるものは、電動機に与え
る電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を決める制御回路を設け、
２台のインバータの電圧分担をｄｑ軸の上で配分し、２
台のインバータの有効電力と無効電力の分担を自由に指
令できるようにしたものである。請求項１９に係わるも
のは、第一と第二のインバータの直流入力側を相互に並
列接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の検出装置を
設け、ゼロ相電流が少なくなるように第一のインバータ
と第二のインバータに与える電圧指令のゼロ相成分を制
御する制御装置を設けたものである。
る電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を決める制御回路を設け、
２台のインバータの電圧分担をｄｑ軸の上で配分し、２
台のインバータの有効電力と無効電力の分担を自由に指
令できるようにしたものである。請求項１９に係わるも
のは、第一と第二のインバータの直流入力側を相互に並
列接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の検出装置を
設け、ゼロ相電流が少なくなるように第一のインバータ
と第二のインバータに与える電圧指令のゼロ相成分を制
御する制御装置を設けたものである。
【００２２】
【作用】本発明のインバータは、図１に示すように、２
台の３相ブリッジインバータの出力を合成するために、
電動機の電機子巻線をオープンデルタとし、その端子Ｕ
1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 側に第一のインバータを接続し、Ｕ2 ，
Ｖ2 ，Ｗ2 側に第二のインバータを接続する構成であ
る。この構成は直流電源が二つある点を除くと、図１１
に示す無停電電源装置などの回路と類似している。図１
１は単相ブリッジインバータ20, 21, 22の出力を単相ト
ランス23, 24, 25の２次でスター接続し、出力電圧の第
３次高調波を除去したものである。図１１は、描き直せ
ば、３相ブリッジインバータ２台と同じである。しか
し、この構成は次の問題があるので電動機駆動には用い
られなかった。即ち、充分パルス数の多い理想的なＰＷ
Ｍ単相インバータで出力可能な正弦波電圧の波高値はそ
の直流電源電圧が限度であるので、出力実効値は、ＥD
を直流電源電圧として ＥOMAX＝ＥD ／1.414 であ
る。ところが図１２（ａ）に示すように、インバータに
与える電圧指令に約16パーセントの第三高調波を加える
ことにより、電圧指令の波高値を16パーセント低くする
ことができ、その結果、電圧指令の基本波成分を16パー
セント高くしても電圧飽和しないので、インバータの利
用率を向上することができる。16パーセントは、経済設
計には貴重な値であるので、３相インバータでは第三高
調波重畳は不可欠な設計手法となっている。これを採用
すると、各相のインバータの出力電圧に含まれる第三高
調波の位相が同じとなるので、図１１のようにトランス
の２次巻線をスターにすれば、出力には第三高調波は現
れない。しかし、出力トランスを通常の３相３脚鉄心に
すると、各相の脚に発生する第三高調波の起磁力が同相
となる。この同相起磁力は大きな漏洩磁束を発生し、周
辺の構造物に渦電流を流したり、騒音を発生するなどの
不具合を生じる。そこで図１１では、３つの単相トラン
スを用いる設計、あるいは３相５脚鉄心とし２つの脚を
第三高調波磁束の通路とする設計が一般に行なわれてい
る。しかし、電動機では第三高調波磁束の通路を設ける
設計は不可能であり、オープンデルタ電機子巻線と単相
ブリッジインバータ３台，即ち三相ブリッジインバータ
２台を組み合わせる回路は採用できないのである。
台の３相ブリッジインバータの出力を合成するために、
電動機の電機子巻線をオープンデルタとし、その端子Ｕ
1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 側に第一のインバータを接続し、Ｕ2 ，
Ｖ2 ，Ｗ2 側に第二のインバータを接続する構成であ
る。この構成は直流電源が二つある点を除くと、図１１
に示す無停電電源装置などの回路と類似している。図１
１は単相ブリッジインバータ20, 21, 22の出力を単相ト
ランス23, 24, 25の２次でスター接続し、出力電圧の第
３次高調波を除去したものである。図１１は、描き直せ
ば、３相ブリッジインバータ２台と同じである。しか
し、この構成は次の問題があるので電動機駆動には用い
られなかった。即ち、充分パルス数の多い理想的なＰＷ
Ｍ単相インバータで出力可能な正弦波電圧の波高値はそ
の直流電源電圧が限度であるので、出力実効値は、ＥD
を直流電源電圧として ＥOMAX＝ＥD ／1.414 であ
る。ところが図１２（ａ）に示すように、インバータに
与える電圧指令に約16パーセントの第三高調波を加える
ことにより、電圧指令の波高値を16パーセント低くする
ことができ、その結果、電圧指令の基本波成分を16パー
セント高くしても電圧飽和しないので、インバータの利
用率を向上することができる。16パーセントは、経済設
計には貴重な値であるので、３相インバータでは第三高
調波重畳は不可欠な設計手法となっている。これを採用
すると、各相のインバータの出力電圧に含まれる第三高
調波の位相が同じとなるので、図１１のようにトランス
の２次巻線をスターにすれば、出力には第三高調波は現
れない。しかし、出力トランスを通常の３相３脚鉄心に
すると、各相の脚に発生する第三高調波の起磁力が同相
となる。この同相起磁力は大きな漏洩磁束を発生し、周
辺の構造物に渦電流を流したり、騒音を発生するなどの
不具合を生じる。そこで図１１では、３つの単相トラン
スを用いる設計、あるいは３相５脚鉄心とし２つの脚を
第三高調波磁束の通路とする設計が一般に行なわれてい
る。しかし、電動機では第三高調波磁束の通路を設ける
設計は不可能であり、オープンデルタ電機子巻線と単相
ブリッジインバータ３台，即ち三相ブリッジインバータ
２台を組み合わせる回路は採用できないのである。
【００２３】電動機駆動に用いる通常の３相ブリッジイ
ンバータでは、利用率向上のために図１２（ｂ）に示す
ように第三高調波を各相の指令に加えたり、または２相
変調法のようなもともとゼロ相電圧成分の多い変調を用
いても、それは出力線間には現れない。しかし、出力電
圧は第三次高調波を含む大きな同相電圧成分を含んでい
る。したがって、２台の３相ブリッジインバータの間に
オープンデルタ負荷を接続すれば、両者の直流電源が共
通であれば、２台のゼロ相電圧成分は和動になって、大
きな同相電流成分が電機子巻線に流れるので、運転不能
になるのである。
ンバータでは、利用率向上のために図１２（ｂ）に示す
ように第三高調波を各相の指令に加えたり、または２相
変調法のようなもともとゼロ相電圧成分の多い変調を用
いても、それは出力線間には現れない。しかし、出力電
圧は第三次高調波を含む大きな同相電圧成分を含んでい
る。したがって、２台の３相ブリッジインバータの間に
オープンデルタ負荷を接続すれば、両者の直流電源が共
通であれば、２台のゼロ相電圧成分は和動になって、大
きな同相電流成分が電機子巻線に流れるので、運転不能
になるのである。
【００２４】本発明の第一の提案は、図１に示すよう
に、第一の３相インバータと第二の３相インバータの直
流電源を完全に分離することにより、両者の間で第三高
調波などの同相電流成分が流れ得ないようにすることに
より、上記の問題を解決するものである。本発明の次の
提案は、図４に示すように、第一のインバータと第二の
インバータの直流電源をゼロ相リアクトルのような第三
次同相電流に対してインピーダンスの高いもので並列接
続することにより、第三高調波などの同相電流成分を支
障の無い範囲に抑制し、同時に二つの直流電源の間で電
力の融通を可能にするものである。この方式は回生電力
の少ない用途で直流電源の経済設計を実現するものであ
る。本発明の第三の提案は、図５に示すように共通の直
流電源から第一のインバータと第二のインバータの直流
電源を取るが、共通の直流電源の正負双方の端子から少
なくとも一方のインバータの直流コンデンサの間に、ゼ
ロ相リアクトルまたは充分大きなインダクタンス値の直
流リアクトルを設け、同相電流に対してインピーダンス
の高い構成とすることにより、第三高調波などの同相電
流成分を支障の無い範囲に抑制すると共に、一つの直流
電源で経済的にシステムを構成できるようにするもので
ある。
に、第一の３相インバータと第二の３相インバータの直
流電源を完全に分離することにより、両者の間で第三高
調波などの同相電流成分が流れ得ないようにすることに
より、上記の問題を解決するものである。本発明の次の
提案は、図４に示すように、第一のインバータと第二の
インバータの直流電源をゼロ相リアクトルのような第三
次同相電流に対してインピーダンスの高いもので並列接
続することにより、第三高調波などの同相電流成分を支
障の無い範囲に抑制し、同時に二つの直流電源の間で電
力の融通を可能にするものである。この方式は回生電力
の少ない用途で直流電源の経済設計を実現するものであ
る。本発明の第三の提案は、図５に示すように共通の直
流電源から第一のインバータと第二のインバータの直流
電源を取るが、共通の直流電源の正負双方の端子から少
なくとも一方のインバータの直流コンデンサの間に、ゼ
ロ相リアクトルまたは充分大きなインダクタンス値の直
流リアクトルを設け、同相電流に対してインピーダンス
の高い構成とすることにより、第三高調波などの同相電
流成分を支障の無い範囲に抑制すると共に、一つの直流
電源で経済的にシステムを構成できるようにするもので
ある。
【００２５】
実施例１．本発明の第一の実施例を図１に示す。これは
ＧＴＯを用いた２台の３相インバータ，ＩＮＶ−１ １
とＩＮＶ−２ ２のそれぞれに高力率コンバータＣＯＮ
Ｖ−１ ３とＣＯＮＶ−２ ４を設け、これらの高力率
コンバータの電源トランスとして二つの２次巻線ＳＷ1
とＳＷ2 を有するトランスＴＲ６を設けている。コンバ
ータとインバータの間には直流フィルタコンデンサＣD1
７とＣD2８がある。ＩＮＶ−１の出力は交流電動機Ｍ５
のオープンデルタ電機子巻線のＵ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 端子に
接続され、一方ＩＮＶ−２の出力はＵ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 端
子に接続されている。この例では２台のインバータは同
一設計である。ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２の出力電圧指令
を同じ大きさで逆極性にし、電動機には２倍の電圧が供
給される。ここでインバータＩＮＶ−１とＩＮＶ−２
は、２レベルインバータでも３レベルインバータでもよ
い。インバータ，コンバータともに３レベルインバータ
を採用する場合は、直流コンデンサは共通とし、正側と
負側に分け、中間端子をクランプ回路に使う。また、コ
ンバータは、一方または双方が可逆または非可逆のサイ
リスタコンバータやダイオードコンバータであってもよ
い。
ＧＴＯを用いた２台の３相インバータ，ＩＮＶ−１ １
とＩＮＶ−２ ２のそれぞれに高力率コンバータＣＯＮ
Ｖ−１ ３とＣＯＮＶ−２ ４を設け、これらの高力率
コンバータの電源トランスとして二つの２次巻線ＳＷ1
とＳＷ2 を有するトランスＴＲ６を設けている。コンバ
ータとインバータの間には直流フィルタコンデンサＣD1
７とＣD2８がある。ＩＮＶ−１の出力は交流電動機Ｍ５
のオープンデルタ電機子巻線のＵ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 端子に
接続され、一方ＩＮＶ−２の出力はＵ2 ，Ｖ2 ，Ｗ2 端
子に接続されている。この例では２台のインバータは同
一設計である。ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２の出力電圧指令
を同じ大きさで逆極性にし、電動機には２倍の電圧が供
給される。ここでインバータＩＮＶ−１とＩＮＶ−２
は、２レベルインバータでも３レベルインバータでもよ
い。インバータ，コンバータともに３レベルインバータ
を採用する場合は、直流コンデンサは共通とし、正側と
負側に分け、中間端子をクランプ回路に使う。また、コ
ンバータは、一方または双方が可逆または非可逆のサイ
リスタコンバータやダイオードコンバータであってもよ
い。
【００２６】次に本発明の出力合成の原理を説明する。
まず、同じ設計のインバータを用いたものについて説明
すると、第一のインバータの出力電圧指令が Ｅ1 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）とすれば、第二のインバ
ータの出力電圧指令は Ｅ2 * ＝（−ＥU ，−ＥV ，−ＥW ）とする。 その結果、交流電動機に印加される電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * −Ｅ2 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）−（−Ｅ
U ，−ＥV ，−ＥW ） ＝（２ＥU ，２ＥV ，２ＥW ） となり、２倍の電圧が電機子巻線に供給される。異なる
タイプのインバータを用いた場合について説明すると、
第一の３レベルインバータの出力電圧指令がＥ1 * ＝
（ＥU ，ＥV ，ＥW ）とすれば、第二の２レベルインバ
ータの出力電圧指令は、１＞ｋ＞０として、 Ｅ2 * ＝（−ｋＥU ，−ｋＥV ，−ｋＥW ）とする。 その結果、交流電動機に印加される電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * −Ｅ2 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）−（−ｋ
ＥU ，−ｋＥV ，−ｋＥW ） ＝（（１＋ｋ）ＥU ，（１＋ｋ）ＥV ，（１＋ｋ）
ＥW ） となり、２台の出力電圧の分担は１：ｋで、和動的に電
動機に供給される。これを図にしたものが図７（ａ）で
インバータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性で大
きさが異なることを示している。インバータをスター結
線の電源として説明したものが図７（ｂ）で、第一のイ
ンバータの各相電圧と第二のインバータのそれとが直列
接続関係になっていることが同図から分かる。両者の電
圧指令を逆極性にすれば、出力電圧が和動になることが
容易にわかる。また、第３次高調波電圧の同相成分が相
電圧に存在しても電流が流れないことも理解できる。
まず、同じ設計のインバータを用いたものについて説明
すると、第一のインバータの出力電圧指令が Ｅ1 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）とすれば、第二のインバ
ータの出力電圧指令は Ｅ2 * ＝（−ＥU ，−ＥV ，−ＥW ）とする。 その結果、交流電動機に印加される電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * −Ｅ2 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）−（−Ｅ
U ，−ＥV ，−ＥW ） ＝（２ＥU ，２ＥV ，２ＥW ） となり、２倍の電圧が電機子巻線に供給される。異なる
タイプのインバータを用いた場合について説明すると、
第一の３レベルインバータの出力電圧指令がＥ1 * ＝
（ＥU ，ＥV ，ＥW ）とすれば、第二の２レベルインバ
ータの出力電圧指令は、１＞ｋ＞０として、 Ｅ2 * ＝（−ｋＥU ，−ｋＥV ，−ｋＥW ）とする。 その結果、交流電動機に印加される電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * −Ｅ2 * ＝（ＥU ，ＥV ，ＥW ）−（−ｋ
ＥU ，−ｋＥV ，−ｋＥW ） ＝（（１＋ｋ）ＥU ，（１＋ｋ）ＥV ，（１＋ｋ）
ＥW ） となり、２台の出力電圧の分担は１：ｋで、和動的に電
動機に供給される。これを図にしたものが図７（ａ）で
インバータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性で大
きさが異なることを示している。インバータをスター結
線の電源として説明したものが図７（ｂ）で、第一のイ
ンバータの各相電圧と第二のインバータのそれとが直列
接続関係になっていることが同図から分かる。両者の電
圧指令を逆極性にすれば、出力電圧が和動になることが
容易にわかる。また、第３次高調波電圧の同相成分が相
電圧に存在しても電流が流れないことも理解できる。
【００２７】実施例２．次に図６に示す本発明の制御回
路の例を説明する。ベクトル制御の方式は通常の滑り周
波数制御方式であるので、詳細は述べないが、パルス式
速度計ＰＧ11から得られる速度信号ｎF と速度指令回路
118 の指令ｎR との差が速度制御回路117 に与えられ、
速度制御117 からは、トルク分電流指令ｉq * がｑ軸電
流制御113 に与えられる。また、速度に応じて励磁分電
流指令Ｉd * が励磁電流指令制御回路116 からｄ軸電流
制御112 に与えられる。ｄ，ｑ軸の電流制御回路112 ，
113 は、３相／ｄｑ変換回路114 で電機子電流を３相か
らｄｑ軸に変換して得られた帰還信号ｉd ，Ｉq が上記
電流指令に一致するように、インバータへのｄｑ軸電圧
指令Ｅd * ，Ｅq * を作る。この電圧指令を電圧配分制
御回路111 がＩＮＶ−１ １とＩＮＶ−２ ２に通常は
半分ずつ割り振る。一方、速度制御回路の信号に基づき
すべり周波数設定器115 で必要なトルクに見合う滑り周
波数ｆS を決め、これは電動機速度に対応したパルス周
波数ｆM と加算されてインバータの出力周波数を決める
周波数信号ｆ＝ｆM ＋ｆs としてカウンタ110 に送られ
る。カウンタは12ビット程度のカウンタである。カウン
ト数に応じてリードオンリーメモリにｓｉｎとｃｏｓの
波形を記録した波形メモリ109 を読み、カウンタの一巡
で一周期のｓｉｎ，ｃｏｓが得られる。この基準波形を
用いて第一と第二のインバータのｄｑ軸の電圧指令をｄ
ｑ／３相座標変換106，107 で３相に変換し、ＰＷＭ回
路102 ，103 に与えている。また、第三調波発生回路11
9 は、第三調波のｓｉｎ波形を記録した波形メモリで、
出力電圧の利用率を向上するための第三調波をカウント
数に応じて発生し、ＰＷＭ−１とＰＷＭ−２に加える。
一方、発振器108 は変調キャリアをキャリア波−１104
とキャリア波−２105で作るため、クロックを発生す
る。ここではキャリア波−１とキャリア波−２が180 度
の位相差を持つようにし、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のス
イッチングが交互に行なわれるようにし、出力波形を改
善させている。上記のようして得られたインバータの電
圧指令はＰＷＭ−１とＰＷＭ−２に与えられ、ゲート回
路100 , 101 を通してインバータを駆動する。上記の例
で分かるように本発明の制御回路は、１台のインバータ
の場合のそれと比較してゲート回路101 , ＰＷＭ回路10
3 ，キャリア波回路105 ，ｄｑ／３相変換回路107 が余
分に必要なだけで、比較的簡単である。しかも前向きの
フィードフォワード制御であるので、制御遅れなどの問
題がなく、容易に性能を発揮すると言う特徴がある。
路の例を説明する。ベクトル制御の方式は通常の滑り周
波数制御方式であるので、詳細は述べないが、パルス式
速度計ＰＧ11から得られる速度信号ｎF と速度指令回路
118 の指令ｎR との差が速度制御回路117 に与えられ、
速度制御117 からは、トルク分電流指令ｉq * がｑ軸電
流制御113 に与えられる。また、速度に応じて励磁分電
流指令Ｉd * が励磁電流指令制御回路116 からｄ軸電流
制御112 に与えられる。ｄ，ｑ軸の電流制御回路112 ，
113 は、３相／ｄｑ変換回路114 で電機子電流を３相か
らｄｑ軸に変換して得られた帰還信号ｉd ，Ｉq が上記
電流指令に一致するように、インバータへのｄｑ軸電圧
指令Ｅd * ，Ｅq * を作る。この電圧指令を電圧配分制
御回路111 がＩＮＶ−１ １とＩＮＶ−２ ２に通常は
半分ずつ割り振る。一方、速度制御回路の信号に基づき
すべり周波数設定器115 で必要なトルクに見合う滑り周
波数ｆS を決め、これは電動機速度に対応したパルス周
波数ｆM と加算されてインバータの出力周波数を決める
周波数信号ｆ＝ｆM ＋ｆs としてカウンタ110 に送られ
る。カウンタは12ビット程度のカウンタである。カウン
ト数に応じてリードオンリーメモリにｓｉｎとｃｏｓの
波形を記録した波形メモリ109 を読み、カウンタの一巡
で一周期のｓｉｎ，ｃｏｓが得られる。この基準波形を
用いて第一と第二のインバータのｄｑ軸の電圧指令をｄ
ｑ／３相座標変換106，107 で３相に変換し、ＰＷＭ回
路102 ，103 に与えている。また、第三調波発生回路11
9 は、第三調波のｓｉｎ波形を記録した波形メモリで、
出力電圧の利用率を向上するための第三調波をカウント
数に応じて発生し、ＰＷＭ−１とＰＷＭ−２に加える。
一方、発振器108 は変調キャリアをキャリア波−１104
とキャリア波−２105で作るため、クロックを発生す
る。ここではキャリア波−１とキャリア波−２が180 度
の位相差を持つようにし、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のス
イッチングが交互に行なわれるようにし、出力波形を改
善させている。上記のようして得られたインバータの電
圧指令はＰＷＭ−１とＰＷＭ−２に与えられ、ゲート回
路100 , 101 を通してインバータを駆動する。上記の例
で分かるように本発明の制御回路は、１台のインバータ
の場合のそれと比較してゲート回路101 , ＰＷＭ回路10
3 ，キャリア波回路105 ，ｄｑ／３相変換回路107 が余
分に必要なだけで、比較的簡単である。しかも前向きの
フィードフォワード制御であるので、制御遅れなどの問
題がなく、容易に性能を発揮すると言う特徴がある。
【００２８】実施例３．図３の回路は、例えば、第一の
インバータＩＮＶ−１ １がスイッチング周波数が500
HzのＧＴＯインバータで、第二のインバータＩＮＶ−２
２がスイッチング周波数が５ｋHzのＩＧＢＴインバー
タである場合に、ＧＴＯインバータの高調波電圧をＩＧ
ＢＴインバータでキャンセルし、電動機５に高調波歪の
少ない電圧を供給する構成である。ＧＴＯインバータの
発生する電圧歪は波歪の少ない電圧を供給する構成であ
る。ＧＴＯインバータの発生する電圧歪は 〔電圧歪〕＝〔出力電圧瞬時値〕−〔電圧指令値〕 である。従って、電圧配分制御回路111 からＩＮＶ−１
に与えられる電圧指令を座標変換106 でｄｑ軸から３相
に変換した指令値から電圧検出回路120 で求めたＩＮＶ
−１の出力電圧を引いて〔電圧歪〕の信号を求める。次
にその信号をフィルタ123 を通し、ＩＧＢＴインバータ
２が追従できない高周波成分を除去してから補償信号と
してＰＷＭ−２103 へ与える。一方、ＩＧＢＴインバー
タには電圧配分制御回路111 から座標変換107 を通して
基本波電圧指令が与えられているので、それに上記の補
償信号を加え、ＩＧＢＴインバータのＰＷＭ−２の電圧
指令とする。ＩＧＢＴインバータはＧＴＯインバータに
対して10〜20％の容量で充分であるが、同じ電流定格が
必要であるので、出力にトランスＴＲ10を設け、電流定
格を合わせている。出力周波数が５Hz程度以下ではトラ
ンスの飽和を避けるため、ＧＴＯインバータが基本波出
力を出力し、ＩＧＢＴインバータは高調波補償のみを行
なうように電圧配分制御回路で配分する。なお、121 は
便宜上、ベクトル制御の主要ブロックをまとめて簡略化
したものである。
インバータＩＮＶ−１ １がスイッチング周波数が500
HzのＧＴＯインバータで、第二のインバータＩＮＶ−２
２がスイッチング周波数が５ｋHzのＩＧＢＴインバー
タである場合に、ＧＴＯインバータの高調波電圧をＩＧ
ＢＴインバータでキャンセルし、電動機５に高調波歪の
少ない電圧を供給する構成である。ＧＴＯインバータの
発生する電圧歪は波歪の少ない電圧を供給する構成であ
る。ＧＴＯインバータの発生する電圧歪は 〔電圧歪〕＝〔出力電圧瞬時値〕−〔電圧指令値〕 である。従って、電圧配分制御回路111 からＩＮＶ−１
に与えられる電圧指令を座標変換106 でｄｑ軸から３相
に変換した指令値から電圧検出回路120 で求めたＩＮＶ
−１の出力電圧を引いて〔電圧歪〕の信号を求める。次
にその信号をフィルタ123 を通し、ＩＧＢＴインバータ
２が追従できない高周波成分を除去してから補償信号と
してＰＷＭ−２103 へ与える。一方、ＩＧＢＴインバー
タには電圧配分制御回路111 から座標変換107 を通して
基本波電圧指令が与えられているので、それに上記の補
償信号を加え、ＩＧＢＴインバータのＰＷＭ−２の電圧
指令とする。ＩＧＢＴインバータはＧＴＯインバータに
対して10〜20％の容量で充分であるが、同じ電流定格が
必要であるので、出力にトランスＴＲ10を設け、電流定
格を合わせている。出力周波数が５Hz程度以下ではトラ
ンスの飽和を避けるため、ＧＴＯインバータが基本波出
力を出力し、ＩＧＢＴインバータは高調波補償のみを行
なうように電圧配分制御回路で配分する。なお、121 は
便宜上、ベクトル制御の主要ブロックをまとめて簡略化
したものである。
【００２９】実施例４．次に図４の回路により、第一の
直流電源３と第二の直流電源４の間を絶縁せず、電力の
相互融通が可能な方式を説明する。この例では第一の直
流電源は高力率コンバータで、第二のそれはサイリスタ
コンバータである。この例では、ＩＮＶ−１ １とＩＮ
Ｖ−２ ２は同一設計で、同じ出力電圧で運転する。二
つの直流電源の間を３次の同相電流を抑制するようにゼ
ロ相リアクトル９で並列に接続している。力行運転時
は、ＣＯＮＶ−１ ３はＩＮＶ−１ １の電力を持ち、
ＣＯＮＶ−２ ４はＩＮＶ−２ ２の電力を持つ。その
ために二つのコンバータは同じ出力電圧指令とし、しか
もＣＯＮＶ−１にはＩＮＶ−１の、ＣＯＮＶ−２にはＩ
ＮＶ−２の直流電流を電流指令としてフィードフォワー
ドする。しかし、回生時はＣＯＮＶ−２は回生できない
ので、電流をゼロとし、ＩＮＶ−２の電力も合わせＣＯ
ＮＶ−１で回生する。この場合にゼロ相リアクトルに流
れる直流電流は往復でキャンセルするので、ゼロ相リア
クトルの動作は問題ない。両者のインバータ出力電圧の
ゼロ相成分は第３次高調波電圧が主で、上記のゼロ相リ
アクトルに吸収されるが、インバータのＧＴＯ素子特性
のばらつきなどで直流電圧成分や不規則に変化する低い
周波数成分が少し発生するので、それによるゼロ相電流
を抑制するために、ホール素子を用いたゼロ相ＣＴ15と
ゼロ相電流検出回路128 を設け、ゼロ相電圧制御回路12
9 でＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のＰＷＭ回路102 ，103 へ
与える電圧指令を差動的に制御し、ゼロ相電流の低い周
波数成分を抑制している。なお、この回路でゼロ相電流
はホールＣＴによらず、インバータの交流側で３相の電
流の和として求めてもよい。
直流電源３と第二の直流電源４の間を絶縁せず、電力の
相互融通が可能な方式を説明する。この例では第一の直
流電源は高力率コンバータで、第二のそれはサイリスタ
コンバータである。この例では、ＩＮＶ−１ １とＩＮ
Ｖ−２ ２は同一設計で、同じ出力電圧で運転する。二
つの直流電源の間を３次の同相電流を抑制するようにゼ
ロ相リアクトル９で並列に接続している。力行運転時
は、ＣＯＮＶ−１ ３はＩＮＶ−１ １の電力を持ち、
ＣＯＮＶ−２ ４はＩＮＶ−２ ２の電力を持つ。その
ために二つのコンバータは同じ出力電圧指令とし、しか
もＣＯＮＶ−１にはＩＮＶ−１の、ＣＯＮＶ−２にはＩ
ＮＶ−２の直流電流を電流指令としてフィードフォワー
ドする。しかし、回生時はＣＯＮＶ−２は回生できない
ので、電流をゼロとし、ＩＮＶ−２の電力も合わせＣＯ
ＮＶ−１で回生する。この場合にゼロ相リアクトルに流
れる直流電流は往復でキャンセルするので、ゼロ相リア
クトルの動作は問題ない。両者のインバータ出力電圧の
ゼロ相成分は第３次高調波電圧が主で、上記のゼロ相リ
アクトルに吸収されるが、インバータのＧＴＯ素子特性
のばらつきなどで直流電圧成分や不規則に変化する低い
周波数成分が少し発生するので、それによるゼロ相電流
を抑制するために、ホール素子を用いたゼロ相ＣＴ15と
ゼロ相電流検出回路128 を設け、ゼロ相電圧制御回路12
9 でＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のＰＷＭ回路102 ，103 へ
与える電圧指令を差動的に制御し、ゼロ相電流の低い周
波数成分を抑制している。なお、この回路でゼロ相電流
はホールＣＴによらず、インバータの交流側で３相の電
流の和として求めてもよい。
【００３０】次に、本発明の特殊な使い方として、イン
バータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性ではな
く、大きさも方向も異なる場合について説明する。便宜
上、第二のインバータの電圧指令は逆極性を正に取れ
ば、二台のインバータの出力電圧のベクトル和 Ｅ1 *
＋Ｅ2 * が電動機に供給される。第一のインバータの
出力電圧指令を Ｅ1 * ＝（ＥU1，ＥV1，ＥW1）とし、
第二のインバータは出力電圧指令を Ｅ2 * ＝（ＥU2，
ＥV2，ＥW2）とする。この場合、交流電動機に印加され
る電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * ＋Ｅ2 * ＝（ＥU1，ＥV1，ＥW1）＋
（ＥU2，ＥV2，ＥW2） ＝（ＥU1＋ＥU2，ＥV1＋ＥV2，ＥW1＋ＥW2） となる。
バータに与える空間電圧ベクトル指令が逆極性ではな
く、大きさも方向も異なる場合について説明する。便宜
上、第二のインバータの電圧指令は逆極性を正に取れ
ば、二台のインバータの出力電圧のベクトル和 Ｅ1 *
＋Ｅ2 * が電動機に供給される。第一のインバータの
出力電圧指令を Ｅ1 * ＝（ＥU1，ＥV1，ＥW1）とし、
第二のインバータは出力電圧指令を Ｅ2 * ＝（ＥU2，
ＥV2，ＥW2）とする。この場合、交流電動機に印加され
る電圧は、 ＥM ＝Ｅ1 * ＋Ｅ2 * ＝（ＥU1，ＥV1，ＥW1）＋
（ＥU2，ＥV2，ＥW2） ＝（ＥU1＋ＥU2，ＥV1＋ＥV2，ＥW1＋ＥW2） となる。
【００３１】この方法は二台のインバータが同じ設計で
も異なる設計のものであっても、利用することができ
る。例えば、図３の実施例で説明した方式で、第二のイ
ンバータの直流電源はコンバータがなく、コンデンサの
みとし、高調波補償のみとする使い方が可能である。そ
のためには電圧配分制御回路111 から第二のインバータ
に与える指令をゼロにすればよい。他の例では、変調方
式によっては出力電圧歪が多くなるとが、ＧＴＯの最小
パルス巾の制約などで、低周波数のゼロ電圧近辺の電圧
が出力し難い場合に、各々のインバータはゼロ電圧を出
力せずに電動機にゼロ電圧を供給することができる。ま
た、３レベルインバータでは変調法によっては、０Hz近
辺で低い電圧を出力するときに特定のインバータアーム
の電流通電時間が長くなり、特定の素子に無理がかかる
ことがあるが、上記の方法を利用して、二台のインバー
タに共通のバイアス信号として、数ヘルツの適当な大き
さの信号を与えて両者の差として０Hz近辺の低電圧を出
力し、電流集中を避けることが可能となる。
も異なる設計のものであっても、利用することができ
る。例えば、図３の実施例で説明した方式で、第二のイ
ンバータの直流電源はコンバータがなく、コンデンサの
みとし、高調波補償のみとする使い方が可能である。そ
のためには電圧配分制御回路111 から第二のインバータ
に与える指令をゼロにすればよい。他の例では、変調方
式によっては出力電圧歪が多くなるとが、ＧＴＯの最小
パルス巾の制約などで、低周波数のゼロ電圧近辺の電圧
が出力し難い場合に、各々のインバータはゼロ電圧を出
力せずに電動機にゼロ電圧を供給することができる。ま
た、３レベルインバータでは変調法によっては、０Hz近
辺で低い電圧を出力するときに特定のインバータアーム
の電流通電時間が長くなり、特定の素子に無理がかかる
ことがあるが、上記の方法を利用して、二台のインバー
タに共通のバイアス信号として、数ヘルツの適当な大き
さの信号を与えて両者の差として０Hz近辺の低電圧を出
力し、電流集中を避けることが可能となる。
【００３２】本発明の図１の回路では、直流電源側を完
全に分離しているので、インバータの利用率を上げるた
めに、第３次高調波成分の多い変調法を用いても全く電
機子巻線電流には影響しない。本発明のこの回路の最大
の特徴は、２台のインバータの出力が相間リアクトルの
ような余分なものを使わずに、また電流や電圧のバラン
ス制御などなしに、自然に合成されることである。従っ
て相間リアクトルの電磁騒音や、損失，設置場所などの
問題が解消される。また、相間リアクトル方式では、電
流が２倍になるので、大形電動機では大電流過ぎて不利
であるが、本発明の方式では、電圧が２倍になるので、
電動機設計が有利となる。また、出力電圧波形を改善す
るために、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のキャリア波の位相
をずらせ、等価スイッチング周波数を２倍にする方式
は、相間リアクトル方式では、キャリア位相差に相当す
る電圧がリアクトルに印加され、大きな騒音の原因にな
る。しかし、本発明の方式では合成されて波形改善され
た電圧が電動機に与えられるので好都合である。
全に分離しているので、インバータの利用率を上げるた
めに、第３次高調波成分の多い変調法を用いても全く電
機子巻線電流には影響しない。本発明のこの回路の最大
の特徴は、２台のインバータの出力が相間リアクトルの
ような余分なものを使わずに、また電流や電圧のバラン
ス制御などなしに、自然に合成されることである。従っ
て相間リアクトルの電磁騒音や、損失，設置場所などの
問題が解消される。また、相間リアクトル方式では、電
流が２倍になるので、大形電動機では大電流過ぎて不利
であるが、本発明の方式では、電圧が２倍になるので、
電動機設計が有利となる。また、出力電圧波形を改善す
るために、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２のキャリア波の位相
をずらせ、等価スイッチング周波数を２倍にする方式
は、相間リアクトル方式では、キャリア位相差に相当す
る電圧がリアクトルに印加され、大きな騒音の原因にな
る。しかし、本発明の方式では合成されて波形改善され
た電圧が電動機に与えられるので好都合である。
【００３３】通常の使い方では、２台のインバータに半
分づつ電圧分担させるが、電圧分担を変えても何ら支障
はない。従って、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２を同じ設計に
せず、図２に示すように第一のインバータ１を３レベル
インバータとし、第二のインバータ２を２レベルインバ
ータとすることも可能である。同じＧＴＯを用いた３レ
ベルインバータは、２レベルインバータの２倍の電圧が
得られるので、両者を組み合わせることにより、２レベ
ルインバータの３倍の容量が得られる。また、３レベル
インバータ２台で本発明の回路にすれば、４倍の容量に
なる。これらを組み合わせることにより、容量比が１：
２：３：４の製品系列が構成でき、種々の大きさの電動
機に対応できる。
分づつ電圧分担させるが、電圧分担を変えても何ら支障
はない。従って、ＩＮＶ−１とＩＮＶ−２を同じ設計に
せず、図２に示すように第一のインバータ１を３レベル
インバータとし、第二のインバータ２を２レベルインバ
ータとすることも可能である。同じＧＴＯを用いた３レ
ベルインバータは、２レベルインバータの２倍の電圧が
得られるので、両者を組み合わせることにより、２レベ
ルインバータの３倍の容量が得られる。また、３レベル
インバータ２台で本発明の回路にすれば、４倍の容量に
なる。これらを組み合わせることにより、容量比が１：
２：３：４の製品系列が構成でき、種々の大きさの電動
機に対応できる。
【００３４】従来から、一つのインバータシステムには
一つの直流電源という設計が通常であり、２つの独立し
た直流電源を設けることは無意味なものとして発想され
なかったようである。本発明の２電源方式は、一見不経
済に見えるが、ＧＴＯの１素子並列では製作困難な大容
量電動機駆動システムを設計する場合、直流電源容量が
２台のコンバータを必要とするので、好都合なのであ
る。
一つの直流電源という設計が通常であり、２つの独立し
た直流電源を設けることは無意味なものとして発想され
なかったようである。本発明の２電源方式は、一見不経
済に見えるが、ＧＴＯの１素子並列では製作困難な大容
量電動機駆動システムを設計する場合、直流電源容量が
２台のコンバータを必要とするので、好都合なのであ
る。
【００３５】なお、本発明になるインバータ装置の用途
は、鉄鋼圧延機用の誘導電動機や同期電動機のＧＴＯイ
ンバータによるベクトル制御が代表的なものであるが、
それ以外にも、電気推進船舶の電動機駆動，電気機関車
などが考えられる。また、周波数制御によるポンプや送
風機の駆動用や、高速エレベータの数百ｋＷのＩＧＢＴ
インバータにも適している。さらに複数の電動機駆動に
も電動機をオープンデルタにすれば適用できる。
は、鉄鋼圧延機用の誘導電動機や同期電動機のＧＴＯイ
ンバータによるベクトル制御が代表的なものであるが、
それ以外にも、電気推進船舶の電動機駆動，電気機関車
などが考えられる。また、周波数制御によるポンプや送
風機の駆動用や、高速エレベータの数百ｋＷのＩＧＢＴ
インバータにも適している。さらに複数の電動機駆動に
も電動機をオープンデルタにすれば適用できる。
【００３６】
【発明の効果】この発明に係る交流電動機駆動用多重イ
ンバータ装置は、出力電圧をオープンデルタ電機子巻線
で直列に合成し、その場合に生じる同相の第三次電流を
抑制する直流電源の構成としたので、全く異なる仕様の
インバータの出力を自由に合成することができ、下記の
ような多くの利点を提供する。 (1)相間リアクトルが不要で、電動機の巻線で直接、２
台のインバータの出力を合成できる。その結果、相間リ
アクトルの電磁騒音や、損失，設置場所などの問題が解
消される。また、電圧を上げて大容量にすることは電動
機にとって好都合である。しかも、零ヘルツまで充分な
トルクが確保でき、また、第３次高調波電圧の重畳によ
る利用率向上は問題なく可能である。
ンバータ装置は、出力電圧をオープンデルタ電機子巻線
で直列に合成し、その場合に生じる同相の第三次電流を
抑制する直流電源の構成としたので、全く異なる仕様の
インバータの出力を自由に合成することができ、下記の
ような多くの利点を提供する。 (1)相間リアクトルが不要で、電動機の巻線で直接、２
台のインバータの出力を合成できる。その結果、相間リ
アクトルの電磁騒音や、損失，設置場所などの問題が解
消される。また、電圧を上げて大容量にすることは電動
機にとって好都合である。しかも、零ヘルツまで充分な
トルクが確保でき、また、第３次高調波電圧の重畳によ
る利用率向上は問題なく可能である。
【００３７】(2)キャリア波の位相をずらせ、電圧波形
を改善する方式は、本発明では、合成された後の改善さ
れた電圧が直接電動機に与えられるので、本質的に騒音
の原因が軽減されている。 (3)異なる仕様のインバータを多重にできるので、設計
の自由度が大きい。特に請求項１のものでは、出力電流
定格さえ同じであれば、異なる直流電圧のインバータを
組合せることができるので、種々の容量の製品系列を容
易に構成できる。
を改善する方式は、本発明では、合成された後の改善さ
れた電圧が直接電動機に与えられるので、本質的に騒音
の原因が軽減されている。 (3)異なる仕様のインバータを多重にできるので、設計
の自由度が大きい。特に請求項１のものでは、出力電流
定格さえ同じであれば、異なる直流電圧のインバータを
組合せることができるので、種々の容量の製品系列を容
易に構成できる。
【００３８】(4)負荷分担のバランスは電圧指令だけで
フィードフォワード的に自由に制御でき、複雑な制御系
は不要である。 (5)請求項２の２台の直流電源の間をゼロ相リアクトル
で並列接続したものでは、回生電力の少ない用途におい
て、第二のコンバータは一方向でよいので、経済的なシ
ステムを構成できる。 (6)共通の１台の直流電源とした請求項３のものでは、
やや小容量のインバータでコンバータ容量が１台で充分
の場合に、経済的なシステムを構成することができる。
フィードフォワード的に自由に制御でき、複雑な制御系
は不要である。 (5)請求項２の２台の直流電源の間をゼロ相リアクトル
で並列接続したものでは、回生電力の少ない用途におい
て、第二のコンバータは一方向でよいので、経済的なシ
ステムを構成できる。 (6)共通の１台の直流電源とした請求項３のものでは、
やや小容量のインバータでコンバータ容量が１台で充分
の場合に、経済的なシステムを構成することができる。
【図１】この発明によるインバータ装置の第１の実施例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】この発明によるインバータ装置の第１の実施例
において、第一のインバータを３レベルインバータと
し、第二のインバータを２レベルインバータとした回路
図である。
において、第一のインバータを３レベルインバータと
し、第二のインバータを２レベルインバータとした回路
図である。
【図３】この発明によるインバータ装置の第１の実施例
において、第一のインバータをＧＴＯインバータとし、
第二のインバータをＩＧＢＴインバータとした回路図で
ある。
において、第一のインバータをＧＴＯインバータとし、
第二のインバータをＩＧＢＴインバータとした回路図で
ある。
【図４】この発明によるインバータ装置の第２の実施例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図５】この発明によるインバータ装置の第３の実施例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図６】この発明によるインバータ装置の制御回路の一
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図７】本発明の原理を説明する図で、図（ａ）は、第
一と第二のインバータの出力電圧Ｅ1 とＥ2 を空間電圧
ベクトルで示した図であり、図（ｂ）は、スター接続の
３相電源として表現された二つのインバータと負荷の関
係を示す図である。
一と第二のインバータの出力電圧Ｅ1 とＥ2 を空間電圧
ベクトルで示した図であり、図（ｂ）は、スター接続の
３相電源として表現された二つのインバータと負荷の関
係を示す図である。
【図８】大容量交流電動機駆動用インバータとして従来
から使われている代表的な多重インバータの回路図であ
る。
から使われている代表的な多重インバータの回路図であ
る。
【図９】本発明の多重インバータの構成要素として使わ
れる３相２レベルインバータと３レベルインバータの回
路図である。
れる３相２レベルインバータと３レベルインバータの回
路図である。
【図１０】各種の３相インバータやコンバータを簡略化
して図示するためのブロック図の説明図である。
して図示するためのブロック図の説明図である。
【図１１】無停電電源装置などで使われる３つの単相ブ
リッジを用いたインバータシステムの回路図である。
リッジを用いたインバータシステムの回路図である。
【図１２】同図（ａ）は、相電圧に16パーセントの第三
高調波を重畳させることにより、相電圧の波高値が低く
なることを説明する図である。同図（ｂ）は、図（ａ）
のように第３次高調波を重畳したインバータを用いて３
相インバータを構成すれば、線間電圧ＥUVは正弦波とな
ることを例示した図である。
高調波を重畳させることにより、相電圧の波高値が低く
なることを説明する図である。同図（ｂ）は、図（ａ）
のように第３次高調波を重畳したインバータを用いて３
相インバータを構成すれば、線間電圧ＥUVは正弦波とな
ることを例示した図である。
１ 第一のインバータ ２ 第二のインバータ ３ 直流電源または直流電源となるコンバータ ４ 直流電源または直流電源となるコンバータ ５ 交流電動機 ６ 電源トランス ７ 直流フィルタコンデンサ ８ 直流フィルタコンデンサ ９ ゼロ相リアクトル 10 インバータの出力トランス 11 電動機の速度を検出するパルスジェネレータ 15 ホール素子などを用いたゼロ相電流検出回路 20 単相ブリッジインバータ 21 単相ブリッジインバータ 22 単相ブリッジインバータ 23 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 24 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 25 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 26 出力フィルタコンデンサ 27 出力フィルタコンデンサ 28 出力フィルタコンデンサ 29 直流電源 40 ３相電圧形インバータ 41 ３相電圧形インバータ 42 多重トランス 43 多重トランス 44 直流電源 45 相間リアクトル 46 相間リアクトル 47 相間リアクトル 50 ２レベルインバータ 51 ３レベルインバータ 100 ゲート回路 101 ゲート回路 102 ＰＷＭ回路 103 ＰＷＭ回路 104 キャリア波発生回路 105 キャリア波発生回路 106 ｄｑ軸から３相への座標変換回路 107 ｄｑ軸から３相への座標変換回路 108 パルス発振器 109 正弦波と余弦波の発生回路 110 カウンタ 111 電圧指令を第一と第二のインバータに配分する回
路 112 ｄ軸電流の制御回路 113 ｑ軸電流の制御回路 114 ３相からｄｑ軸への座標変換回路 115 すべり周波数設定回路 116 励磁電流の指令を決める回路 117 速度制御を行なう回路 118 速度指令を決める回路 119 インバータの利用率向上のための第三調波発生回
路 120 ３相の電圧検出回路 121 上記の112 から118 など、ベクトル制御の主要ブ
ロックをまとめて簡略化し、一つのブロックに表現した
もの 123 高周波成分を除くフィルタ回路 128 ホールＣＴの出力からゼロ相電流を検出する回路 129 インバータのゼロ相電圧制御信号を発生する回路 130 インバータのＰＷＭ回路へ与える電圧指令を発生
する機能を簡略して表現したもの。図６の106 と107 の
出力に相当する。 131 インバータのＰＷＭ回路へ与える電圧指令を発生
する機能を簡略して表現したもの。図６の106 と107 の
出力に相当する。
一台 24 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 25 単相トランス３台または５脚鉄心の３相トランスが
一台 26 出力フィルタコンデンサ 27 出力フィルタコンデンサ 28 出力フィルタコンデンサ 29 直流電源 40 ３相電圧形インバータ 41 ３相電圧形インバータ 42 多重トランス 43 多重トランス 44 直流電源 45 相間リアクトル 46 相間リアクトル 47 相間リアクトル 50 ２レベルインバータ 51 ３レベルインバータ 100 ゲート回路 101 ゲート回路 102 ＰＷＭ回路 103 ＰＷＭ回路 104 キャリア波発生回路 105 キャリア波発生回路 106 ｄｑ軸から３相への座標変換回路 107 ｄｑ軸から３相への座標変換回路 108 パルス発振器 109 正弦波と余弦波の発生回路 110 カウンタ 111 電圧指令を第一と第二のインバータに配分する回
路 112 ｄ軸電流の制御回路 113 ｑ軸電流の制御回路 114 ３相からｄｑ軸への座標変換回路 115 すべり周波数設定回路 116 励磁電流の指令を決める回路 117 速度制御を行なう回路 118 速度指令を決める回路 119 インバータの利用率向上のための第三調波発生回
路 120 ３相の電圧検出回路 121 上記の112 から118 など、ベクトル制御の主要ブ
ロックをまとめて簡略化し、一つのブロックに表現した
もの 123 高周波成分を除くフィルタ回路 128 ホールＣＴの出力からゼロ相電流を検出する回路 129 インバータのゼロ相電圧制御信号を発生する回路 130 インバータのＰＷＭ回路へ与える電圧指令を発生
する機能を簡略して表現したもの。図６の106 と107 の
出力に相当する。 131 インバータのＰＷＭ回路へ与える電圧指令を発生
する機能を簡略して表現したもの。図６の106 と107 の
出力に相当する。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 赤松 昌彦 尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電機 株式会社産業システム研究所内
Claims (19)
- 【請求項１】 直流電力を任意の周波数の交流電力に変
換し、交流電動機の駆動を行うインバータ装置におい
て、相互に実質的に絶縁された第一と第二の直流電源を
設け、上記第一の直流電源の直流電力を交流電力に変換
する第一のインバータと、上記第二の直流電源の直流電
力を交流電力に変換する第二のインバータを設け、上記
第一のインバータと第二のインバータの交流出力端子の
間にオープンデルタ電機子巻線の交流電動機を直列に接
続したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 直流電力を任意の周波数の交流電力に変
換し、交流電動機の駆動を行うインバータ装置におい
て、第一と第二の直流電源を設け、上記第一の直流電源
と第二の直流電源の正負端子をリアクトルを通して並列
に接続し、上記第一の直流電源の直流電力を交流電力に
変換する第一のインバータと、上記第二の直流電源の直
流電力を交流電力に変換する第二のインバータを設け、
上記第一のインバータと第二のインバータの交流出力端
子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流電動機を直列
に接続したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 直流電力を任意の周波数の交流電力に変
換し、交流電動機の駆動を行うインバータ装置におい
て、共通の直流電源を設け、上記共通の直流電源の正負
端子の双方からリアクトルを通した後でコンデンサを並
列に接続し、上記リアクトルを通る前の直流電力を交流
電力に変換する第一のインバータと、上記リアクトルを
通った後の直流電力を交流電力に変換する第二のインバ
ータを設け、上記第一のインバータと第二のインバータ
の交流出力端子の間にオープンデルタ電機子巻線の交流
電動機を直列に接続したことを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項４】 第一の直流電源と第二の直流電源の正負
端子を並列に接続するインピーダンスとしてゼロ相電流
成分に対して高いインピーダンスを有し、第三次のゼロ
相電流成分を抑制するゼロ相リアクトルを用いたことを
特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。 - 【請求項５】 共通の直流電源の正負端子から第二のイ
ンバータの直流コンデンサに接続するリアクトルとして
ゼロ相電流成分に対して高いインピーダンスを有し、第
三次のゼロ相電流成分を抑制するゼロ相リアクトルを用
いたことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装
置。 - 【請求項６】 第一と第二のインバータとして３相２レ
ベル電圧形インバータを用いたことを特徴とする請求項
１から５に記載のインバータ装置。 - 【請求項７】 第一と第二のインバータとして３相３レ
ベル電圧形インバータを用いたことを特徴とする請求項
１から５に記載のインバータ装置。 - 【請求項８】 第一のインバータとして３相３レベル電
圧形インバータを用い、第二のインバータとして三層２
レベル電圧形インバータを用いたことを特徴とする請求
項１から５に記載のインバータ装置。 - 【請求項９】 第一と第二のインバータの変調方式とし
て交流出力の１周期の間に自己消弧形素子が複数回のス
イッチングを行う高周波ＰＷＭを用い、かつ、上記第一
と第二のインバータのスイッチング周波数を決めるキャ
リア波の周波数を同一とし、さらに、それらのキャリア
波の位相に相互に位相差を持たせたことを特徴とする請
求項６または請求項７に記載のインバータ装置。 - 【請求項１０】 第一と第二のインバータの変調方式と
して交流出力の一周期の間に自己消弧形素子が複数回の
スイッチングを行う高周波ＰＷＭを用い、かつ、上記第
一のインバータのスイッチング周波数に対し第二のイン
バータのスイッチング周波数を高く設定したことを特徴
とする請求項６から請求項８に記載のインバータ装置。 - 【請求項１１】 第一と第二の直流電源として第一と第
二の高力率コンバータを設け、これらの高力率コンバー
タの交流電源として絶縁された２つの２次巻線を有する
変圧器を設け、その変圧器の一次巻線を商用電源に接続
したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装
置。 - 【請求項１２】 第一の直流電源として回生の可能なコ
ンバータを設け、第二の直流電源として回生のできない
一方向コンバータを設け、電動機からの電力回生がある
場合は、回生電力を第一の直流電源で処理するようにし
たことを特徴とする請求項２と請求項４に記載のインバ
ータ装置。 - 【請求項１３】 第一の直流電源の電圧に対して第二の
直流電源の電圧を低く設定し、第一のインバータに対し
て第二のインバータの容量を小さく設定したことを特徴
とする請求項１に記載のインバータ装置。 - 【請求項１４】 第一のインバータと第二のインバータ
に与える出力電圧指令のベクトルを実質的に同じ大きさ
で逆極性とし、出力電圧が和動的に電機子巻線に印加さ
れるようにしたことを特徴とする請求項９に記載のイン
バータ装置。 - 【請求項１５】 第一のインバータと第二のインバータ
に与える出力電圧指令のベクトルを大きさと方向の何れ
かまたは両方とも異なるものとし、電動機へ供給する電
圧としては両者のベクトル差を利用するようにしたこと
を特徴とする請求項１から請求項１３に記載のインバー
タ装置。 - 【請求項１６】 第一のインバータと第二のインバータ
の出力電圧の相電圧には第三次高調波を有するが出力線
間電圧には第三次高調波が現れないＰＷＭ変調方式にし
たことを特徴とする請求項１から請求項１５に記載のイ
ンバータ装置。 - 【請求項１７】 第一のインバータの出力電流定格より
第二のインバータの出力電流定格が小さく設定されてお
り、第二のインバータの出力にトランスを設けてトラン
スの２次側電流定格を第一のインバータの電流定格に合
わせてから電機子巻線の一方に接続したことを特徴とす
る請求項１０に記載のインバータ装置。 - 【請求項１８】 交流電動機の励磁分電流Ｉｄとトルク
分電流Ｉｑの制御回路を設け、その発生するｄ軸電圧指
令とｑ軸電圧指令を第一のインバータと第二のインバー
タに配分する電圧配分制御回路を設け、配分した後の信
号を第一のインバータと第二のインバータの変調回路に
与えたことを特徴とする請求項１から請求項１５に記載
のインバータ装置。 - 【請求項１９】 第一と第二のインバータの直流入力側
を相互に並列接続するリアクトルに流れるゼロ相電流の
検出装置を設け、ゼロ相電流が少なくなるように第一の
インバータと第二のインバータの一方または双方に与え
る電圧指令のゼロ相成分を制御する制御装置を設けたこ
とを特徴とする請求項２から請求項５に記載のインバー
タ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27949993A JP3352182B2 (ja) | 1993-11-09 | 1993-11-09 | インバータ装置 |
| CN 94115844 CN1041780C (zh) | 1993-11-09 | 1994-08-24 | 逆变器装置 |
| DE19944439932 DE4439932C2 (de) | 1993-11-09 | 1994-11-08 | Wechselrichtervorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27949993A JP3352182B2 (ja) | 1993-11-09 | 1993-11-09 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07135797A true JPH07135797A (ja) | 1995-05-23 |
| JP3352182B2 JP3352182B2 (ja) | 2002-12-03 |
Family
ID=17611903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27949993A Expired - Lifetime JP3352182B2 (ja) | 1993-11-09 | 1993-11-09 | インバータ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3352182B2 (ja) |
| CN (1) | CN1041780C (ja) |
| DE (1) | DE4439932C2 (ja) |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
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| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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