JPH0711541B2 - 電流検出器 - Google Patents
電流検出器Info
- Publication number
- JPH0711541B2 JPH0711541B2 JP62160264A JP16026487A JPH0711541B2 JP H0711541 B2 JPH0711541 B2 JP H0711541B2 JP 62160264 A JP62160264 A JP 62160264A JP 16026487 A JP16026487 A JP 16026487A JP H0711541 B2 JPH0711541 B2 JP H0711541B2
- Authority
- JP
- Japan
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- current
- winding
- detector
- amplifier
- input
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［概要］ トロイダル・コアを用いて直流入力電流を検出する磁気
変調型の電流検出器において、電流検出の際に用いる２
倍波の選択増幅器の帯域通過フィルタ部に利得制限器を
設けて過大入力電流によっても負帰還ループを維持する
ようにしたものである。
変調型の電流検出器において、電流検出の際に用いる２
倍波の選択増幅器の帯域通過フィルタ部に利得制限器を
設けて過大入力電流によっても負帰還ループを維持する
ようにしたものである。
［産業上の利用分野］ 本発明は電流検出器に関し、特に定電流給電装置に用い
られる２倍波磁気変調型の電流検出器に関するものであ
る。
られる２倍波磁気変調型の電流検出器に関するものであ
る。
電信、電話、及びその他の通信情報の信号を同軸ケーブ
ル、又は、光海底ケーブルを通し、送受信する海底ケー
ブルの通信システムに於いては、海底に埋設されたケー
ブルの途中に一定間隔で中継器が設置されているが、こ
れら中継器に電力を供給する定電流給電装置には、高電
圧線路の直流電流を検出し、絶縁された直流電圧に変換
する電流検出器が必要とされている。
ル、又は、光海底ケーブルを通し、送受信する海底ケー
ブルの通信システムに於いては、海底に埋設されたケー
ブルの途中に一定間隔で中継器が設置されているが、こ
れら中継器に電力を供給する定電流給電装置には、高電
圧線路の直流電流を検出し、絶縁された直流電圧に変換
する電流検出器が必要とされている。
［従来の技術］ 一般に、線路に流れている直流電流を検出する方法は幾
多の方法があり実用化されているが、例えば第３図に示
す如く、その電流センサーとしてトロイダル・コアを使
用したものがある。
多の方法があり実用化されているが、例えば第３図に示
す如く、その電流センサーとしてトロイダル・コアを使
用したものがある。
図において、１は基本周波数Fo（例えば20KHz）の基本
波を発生する固定発振器、２は発振器１からの基本波を
電流センサー４に供給する駆動回路、３は発振器１の基
本波周波数Foを倍にする２逓倍器、５は電流センサー４
から発生する第２高周波（２倍波）だけを選んで増幅す
る選択増幅器、６は増幅器５から出力される２倍波の、
基準となる２逓倍器３からの２倍波に対する位相変化を
検波する位相検波器、７は位相検波器５で検波された誤
差信号を２倍波から切り離すための低域検波器、８は低
域検波器で切り離された誤差信号を増幅して直流電圧Eo
を出力する演算増幅器、９は演算増幅器８からの誤差出
力を電流センサー４に負帰還させるための抵抗である。
尚、２倍波を用いるのは処理し易いためである。
波を発生する固定発振器、２は発振器１からの基本波を
電流センサー４に供給する駆動回路、３は発振器１の基
本波周波数Foを倍にする２逓倍器、５は電流センサー４
から発生する第２高周波（２倍波）だけを選んで増幅す
る選択増幅器、６は増幅器５から出力される２倍波の、
基準となる２逓倍器３からの２倍波に対する位相変化を
検波する位相検波器、７は位相検波器５で検波された誤
差信号を２倍波から切り離すための低域検波器、８は低
域検波器で切り離された誤差信号を増幅して直流電圧Eo
を出力する演算増幅器、９は演算増幅器８からの誤差出
力を電流センサー４に負帰還させるための抵抗である。
尚、２倍波を用いるのは処理し易いためである。
電流センサー４は、磁気特性が全く同じである二つのト
ロイダル・コア40a,40bに入力巻線41、励起巻線42、検
出巻線43、及びフィードバック巻線44が巻いてある。
尚、図中、・印は巻線の巻初めを示すものである。
ロイダル・コア40a,40bに入力巻線41、励起巻線42、検
出巻線43、及びフィードバック巻線44が巻いてある。
尚、図中、・印は巻線の巻初めを示すものである。
励起巻線42は、この巻線42に電流を流すことによってト
ロイダル・コア40a,40bに発生する磁束が互いに逆方向
で、検出巻線43に発生する電圧が互いに打ち消し合うよ
うに、互いに逆方向に同一巻線だけ巻かれた巻線であ
る。従って、他の巻線41〜44の電流が全て零である場合
は、二つのトロイダル・コア40a,40bによって形成され
る磁気回路（入力巻線41がリンクする磁気回路）は平衡
状態になり、磁束密度は零である。
ロイダル・コア40a,40bに発生する磁束が互いに逆方向
で、検出巻線43に発生する電圧が互いに打ち消し合うよ
うに、互いに逆方向に同一巻線だけ巻かれた巻線であ
る。従って、他の巻線41〜44の電流が全て零である場合
は、二つのトロイダル・コア40a,40bによって形成され
る磁気回路（入力巻線41がリンクする磁気回路）は平衡
状態になり、磁束密度は零である。
動作において、今、この平衡状態に対して入力巻線41に
ある入力直流電流Iiを流したとすると、トロイダル・コ
ア40a,40bの磁束の平衡状態が崩れて検出巻線43に出力
電圧が発生する。この検出巻線43の出力電圧には２倍波
2Foの他に基本波Fo及びそれの偶数次の高調波が混在し
ているので、２倍波だけを取り出す為に２倍波の周波数
2Foを中心として選択増幅器５によって選択増幅され
る。選択増幅された２倍波は、入力巻線41に流れる入力
電流Iiの大小によって位相変調を受けるようにするた
め、同期位相検波器６に於いて、２逓倍器３からの基準
２倍波によつて同期位相検波されて直流誤差信号が発生
されることになる。
ある入力直流電流Iiを流したとすると、トロイダル・コ
ア40a,40bの磁束の平衡状態が崩れて検出巻線43に出力
電圧が発生する。この検出巻線43の出力電圧には２倍波
2Foの他に基本波Fo及びそれの偶数次の高調波が混在し
ているので、２倍波だけを取り出す為に２倍波の周波数
2Foを中心として選択増幅器５によって選択増幅され
る。選択増幅された２倍波は、入力巻線41に流れる入力
電流Iiの大小によって位相変調を受けるようにするた
め、同期位相検波器６に於いて、２逓倍器３からの基準
２倍波によつて同期位相検波されて直流誤差信号が発生
されることになる。
同期位相検波された直流誤差信号は低域検波器７で２倍
波から切り離された後、誤差信号増幅器８（実際は演算
増幅器）によって充分に増幅される。この増幅された誤
差信号は出力電圧Eoとして取り出されるとともに抵抗９
を通してフィードバック巻線44に供給される。フィード
バック巻線44と入力巻線41は互いに磁束を打ち消し合う
ように巻かれている。
波から切り離された後、誤差信号増幅器８（実際は演算
増幅器）によって充分に増幅される。この増幅された誤
差信号は出力電圧Eoとして取り出されるとともに抵抗９
を通してフィードバック巻線44に供給される。フィード
バック巻線44と入力巻線41は互いに磁束を打ち消し合う
ように巻かれている。
このようにして、電流センサー４は、選択増幅器５、位
相検波器６、低域検波器７、誤差信号増幅器８、及び抵
抗９は閉ループを検出しており負帰還回路になってい
る。
相検波器６、低域検波器７、誤差信号増幅器８、及び抵
抗９は閉ループを検出しており負帰還回路になってい
る。
第４図は、第１図の負帰還回路動作を定量的に詳しく説
明する為のものである。第４図に示した記号は下記の如
く定義する。
明する為のものである。第４図に示した記号は下記の如
く定義する。
Ii＝入力巻線41に流れる電流（アンペア） Ni＝入力巻線41の巻数 φi＝Ii×Ni（アンペアターン） If＝フィードバック巻線44に流れる電流 （アンペア） Nf＝フィードバック巻線44の巻数 Rf＝フィードバック抵抗９の抵抗値 Eo＝出力電圧（ボルト） Ｇ（ｊω）＝第３図のセンサー４、増幅器５、 位相検波器６、低域検波器７及び 増幅器８を総合した伝達関数 Ｈ＝Nf／Rf 入力巻線巻数Niと入力電流Iiとによる磁束φiと、入力
電流Iiに比例した出力電圧Eoとの間には一般的にフィー
ドバック理論より下記の関係が成立する。
電流Iiに比例した出力電圧Eoとの間には一般的にフィー
ドバック理論より下記の関係が成立する。
|G（ｊω）｜＞＞１が成立するならば、（１）式は、 となる また、φi＝Ni×Iiであるので（２）式を整理すると、 となる。
（３）式からわかるように、総合伝達関数Ｇ（ｊω）が
充分に大きい場合は、本電流検出器の電流対電圧変換特
性は電流センサー４の入力巻線巻数Niとフィードバック
巻線巻数Nf及びフィードバック抵抗Rfによってのみ決定
される。そして又、電流対電圧変換特性の定常誤差（即
ち精度）は抵抗Rfの精度のみによって殆んど決定される
ことになる。
充分に大きい場合は、本電流検出器の電流対電圧変換特
性は電流センサー４の入力巻線巻数Niとフィードバック
巻線巻数Nf及びフィードバック抵抗Rfによってのみ決定
される。そして又、電流対電圧変換特性の定常誤差（即
ち精度）は抵抗Rfの精度のみによって殆んど決定される
ことになる。
尚、上記の電流検出器には、従来から第５図に示すよう
な選択増幅器５が用いられている。図中、51は演算増幅
器、R1は入力抵抗、R2〜R4及びC1〜C3はツィンＴ型帯域
通過（バンドパス）フィルタ回路を構成するそれぞれ抵
抗及びコンデンサ、である。
な選択増幅器５が用いられている。図中、51は演算増幅
器、R1は入力抵抗、R2〜R4及びC1〜C3はツィンＴ型帯域
通過（バンドパス）フィルタ回路を構成するそれぞれ抵
抗及びコンデンサ、である。
［発明が解決しようとする問題点］ 第６図は、入力電流Iiに対する出力電圧Eoの（３）式の
比例関係を図示したものである。図中、Ａ点とＢ点は回
路に印加されている電源電圧Vccによって決定される電
流対電圧変換特性の飽和点である。即ち、 （但し、Ｋは比例定数で0.9程度の値である。） Ii×Ni＞Ifmax×Nf ・・・（５） の式が成立するような入力電流Iiを流した場合、電流検
出器の動作は非直線領域となり入力電流Iiと出力電圧Eo
の比例関係は失われることになる。第６図においては入
力電流IiをＡ点（あるいはＢ点）に相当する入力電流Ii
以上に増加してゆくと、検出巻線43の両端に大きなレベ
ルの高調波が急激に発生するようになる。このうち、第
５図の構成を有する選択増幅器５から第７図の実線で示
すような大きな第２高調波（２倍波）レベルが出力され
ると、位相検波器６の位相検波特性のダイナミックレン
ジを超えて出力が反転することになり、上述した負帰還
回路で動作している本電流検出器が、第８図の実線に示
すように位相回りが大きくなって正帰還の状態となり、
入力電流Iiが第６図のＣ点又はＤ点に到達した時に出力
電圧Eoが逆方向の電圧にラッチしてしまう。
比例関係を図示したものである。図中、Ａ点とＢ点は回
路に印加されている電源電圧Vccによって決定される電
流対電圧変換特性の飽和点である。即ち、 （但し、Ｋは比例定数で0.9程度の値である。） Ii×Ni＞Ifmax×Nf ・・・（５） の式が成立するような入力電流Iiを流した場合、電流検
出器の動作は非直線領域となり入力電流Iiと出力電圧Eo
の比例関係は失われることになる。第６図においては入
力電流IiをＡ点（あるいはＢ点）に相当する入力電流Ii
以上に増加してゆくと、検出巻線43の両端に大きなレベ
ルの高調波が急激に発生するようになる。このうち、第
５図の構成を有する選択増幅器５から第７図の実線で示
すような大きな第２高調波（２倍波）レベルが出力され
ると、位相検波器６の位相検波特性のダイナミックレン
ジを超えて出力が反転することになり、上述した負帰還
回路で動作している本電流検出器が、第８図の実線に示
すように位相回りが大きくなって正帰還の状態となり、
入力電流Iiが第６図のＣ点又はＤ点に到達した時に出力
電圧Eoが逆方向の電圧にラッチしてしまう。
このような状態は何んらかの理由で入力電流Iiが急激に
Ｃ点又はＤ点に相当する電流以上に入力巻線41に印加さ
れた時に発生し、第６図の点線で示すように反転したラ
ッチ状態が出現する為に、この過大入力電流Iiが無くな
って正常な入力電流Iiに戻ったとしても、電流検出器は
ラツチされた状態のままとなり動作不能又は動作範囲が
狭まってしまうという問題点があった。
Ｃ点又はＤ点に相当する電流以上に入力巻線41に印加さ
れた時に発生し、第６図の点線で示すように反転したラ
ッチ状態が出現する為に、この過大入力電流Iiが無くな
って正常な入力電流Iiに戻ったとしても、電流検出器は
ラツチされた状態のままとなり動作不能又は動作範囲が
狭まってしまうという問題点があった。
従って、本発明の目的は、固定発振器で発生される基本
波を２個のトロイダル・コアの各励起巻線に供給して磁
気平衡状態を保ち該トロイダル・コアの入力巻線に直流
電流が流れることによってその検出巻線の出力電圧のう
ちの２倍波を選択増幅器で選択的に増幅し且つ前記基本
波から得られた基準２倍波に対する位相の変化を位相検
波器で検波してこの検波された誤差信号を出力電圧とす
るとともにトロイダル・コアのフィードバック巻線に与
える電流検出器において、入力電流が過大になったとき
に２倍波を抑えて出力電圧が逆電圧ラッチ状態にならな
いようにする電流検出器を実現することである。
波を２個のトロイダル・コアの各励起巻線に供給して磁
気平衡状態を保ち該トロイダル・コアの入力巻線に直流
電流が流れることによってその検出巻線の出力電圧のう
ちの２倍波を選択増幅器で選択的に増幅し且つ前記基本
波から得られた基準２倍波に対する位相の変化を位相検
波器で検波してこの検波された誤差信号を出力電圧とす
るとともにトロイダル・コアのフィードバック巻線に与
える電流検出器において、入力電流が過大になったとき
に２倍波を抑えて出力電圧が逆電圧ラッチ状態にならな
いようにする電流検出器を実現することである。
［問題点を解決するための手段］ 上記の目的を解決するため、本発明に係る電流検出器で
は、第１図に示すように、選択増幅器５において、増幅
器51のツィンＴ型の帯域通過フィルタ52に２倍波周波数
近傍に対する利得制限器53を付加している。
は、第１図に示すように、選択増幅器５において、増幅
器51のツィンＴ型の帯域通過フィルタ52に２倍波周波数
近傍に対する利得制限器53を付加している。
［作用］ 本発明においては、トロイダル・コア40a,40bの入力巻
線に過大な直流電流が流れると、検出巻線43の出力電圧
も過大なものとなるため、そのうちの２倍波成分を選択
的に増幅する選択増幅器５は２倍波成分の周波数近傍を
ツィンＴ型の帯域通過フィルタ52における利得制限器53
によって制限をかけることにより、検出巻線43からの２
倍波を位相検波器６で位相検波する際に位相誤差の反転
を抑えることができ、フィードバック巻線44への負帰還
路を正帰還にならないよう防止することができる。これ
により、電流検出器の入出力特性のダイナミックレンジ
が広く維持される。
線に過大な直流電流が流れると、検出巻線43の出力電圧
も過大なものとなるため、そのうちの２倍波成分を選択
的に増幅する選択増幅器５は２倍波成分の周波数近傍を
ツィンＴ型の帯域通過フィルタ52における利得制限器53
によって制限をかけることにより、検出巻線43からの２
倍波を位相検波器６で位相検波する際に位相誤差の反転
を抑えることができ、フィードバック巻線44への負帰還
路を正帰還にならないよう防止することができる。これ
により、電流検出器の入出力特性のダイナミックレンジ
が広く維持される。
［実施例］ 以下、本発明に係る電流検出器の実施例について説明す
る。
る。
本発明と従来例の相違点は選択増幅器の構成に在る。そ
の選択増幅器５の具体的な回路図を第１図に示す。この
回路は第５図と同様、ツィンＴ型帯域通過フィルタ回路
と演算増幅器から成る単一同調回路であるが、本発明に
おいては低周波通過用のコンデンサC3の両端に逆並列ダ
イオードD1及びD2を接続している。
の選択増幅器５の具体的な回路図を第１図に示す。この
回路は第５図と同様、ツィンＴ型帯域通過フィルタ回路
と演算増幅器から成る単一同調回路であるが、本発明に
おいては低周波通過用のコンデンサC3の両端に逆並列ダ
イオードD1及びD2を接続している。
今、入力巻線41に（４）及び（５）式に示したIimax以
下の電流が流れている場合は、選択増幅器５の伝達特性
は第７図中の実線で描かれた曲線になる。これは利得制
限器（リミッタ）を構成するダイオードD1とD2に信号電
流が流れていない状態、即ち、リミッタの作用のかから
ない状態の信号レベルであるので、選択増幅器５は、ダ
イオードD1とD2がない場合と同じ伝達特性になる。そし
て、通常の単一同調回路の如く共振周波数（２倍波選択
周波数）2Eo近傍で位相の急激な変化を起こすことにな
る。
下の電流が流れている場合は、選択増幅器５の伝達特性
は第７図中の実線で描かれた曲線になる。これは利得制
限器（リミッタ）を構成するダイオードD1とD2に信号電
流が流れていない状態、即ち、リミッタの作用のかから
ない状態の信号レベルであるので、選択増幅器５は、ダ
イオードD1とD2がない場合と同じ伝達特性になる。そし
て、通常の単一同調回路の如く共振周波数（２倍波選択
周波数）2Eo近傍で位相の急激な変化を起こすことにな
る。
他方、入力電流Iiが上記のIimaxより大きくなると、共
振周波数2Foの信号レベルがダイオードD1とD2とに流れ
るように選択増幅器５の利得を設定してあるので、この
場合、ダイオードD1とD2は共振周波数2Foの信号に対し
てコンデンサC3を短絡したのと同じ働きをする。
振周波数2Foの信号レベルがダイオードD1とD2とに流れ
るように選択増幅器５の利得を設定してあるので、この
場合、ダイオードD1とD2は共振周波数2Foの信号に対し
てコンデンサC3を短絡したのと同じ働きをする。
従って、当該選択増幅器の伝達特性は第７図に示すよう
に選択周波数2FoにおけるＱが低下して利得が大幅に減
衰し、過大入力電流Iiに対して、選択増幅器５は位相変
化量の少ないものになり、又、レベルもダイオードD1と
D2によって制限されるので次に来る位相検波器６のダイ
ナミツクレンジを超えることは無くなり本電流検出器は
第８図の点線のように負帰還ループが維持される。
に選択周波数2FoにおけるＱが低下して利得が大幅に減
衰し、過大入力電流Iiに対して、選択増幅器５は位相変
化量の少ないものになり、又、レベルもダイオードD1と
D2によって制限されるので次に来る位相検波器６のダイ
ナミツクレンジを超えることは無くなり本電流検出器は
第８図の点線のように負帰還ループが維持される。
このようにして、第２図に示す如く本電流検出器に過大
入力電流Iiが印加されてもダイナミックレンジが広いた
めに出力電圧Eoがラッチするという障害を回避すること
が出来る。
入力電流Iiが印加されてもダイナミックレンジが広いた
めに出力電圧Eoがラッチするという障害を回避すること
が出来る。
［発明の効果］ 以上のように、本発明の電流検出器によれば、電流セン
サーで検出された直流電圧のうち２倍波成分のみを選択
的に増幅する増幅器を用いて電流センサーに負帰還をか
ける場合に、その選択増幅器の帯域通過フィルタ部に２
倍波周波数近傍に対する利得制限器を設けたので、この
選択増幅器がその２倍波周波数近傍での過大入力を制限
することができ、従って、負帰還動作を常に維持するこ
とができ、正常な直流電流の検出を実現できる。
サーで検出された直流電圧のうち２倍波成分のみを選択
的に増幅する増幅器を用いて電流センサーに負帰還をか
ける場合に、その選択増幅器の帯域通過フィルタ部に２
倍波周波数近傍に対する利得制限器を設けたので、この
選択増幅器がその２倍波周波数近傍での過大入力を制限
することができ、従って、負帰還動作を常に維持するこ
とができ、正常な直流電流の検出を実現できる。
第１図は本発明に係る電流検出器に用いられる選択増幅
器を示す回路図、 第２図は第１図に示す選択増幅器を用いた場合の本発明
の電流検出器の入力電流対出力電圧特性を示すグラフ
図、 第３図は本発明及び従来例に係る電流検出器の全体構成
を示す概略回路図、 第４図は第３図の回路を定量的に説明するためのブロッ
ク図、 第５図は第３図に示した従来の電流検出器に用いられる
選択増幅器を示す回路図、 第６図は従来例による電流検出器の入力電流対出力電圧
特性を示すグラフ図、 第７図は本発明及び従来例で用いられる選択増幅器の周
波数対利得特性を示すグラフ図、 第８図は本発明及び従来例で用いられる選択増幅器の周
波数対位相特性を示すグラフ図、である。 第１図及び第３図において、40a、40bはトロイダル・コ
ア、41は入力巻線、42は励起巻線、43は検出巻線、５は
選択増幅器、３は２逓倍器、６は位相検波器、44はフィ
ードバック巻線、51は増幅器、52は帯域通過フィルタ、
53はリミッタ、D1、D2はダイオード、をそれぞれ示す。 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
器を示す回路図、 第２図は第１図に示す選択増幅器を用いた場合の本発明
の電流検出器の入力電流対出力電圧特性を示すグラフ
図、 第３図は本発明及び従来例に係る電流検出器の全体構成
を示す概略回路図、 第４図は第３図の回路を定量的に説明するためのブロッ
ク図、 第５図は第３図に示した従来の電流検出器に用いられる
選択増幅器を示す回路図、 第６図は従来例による電流検出器の入力電流対出力電圧
特性を示すグラフ図、 第７図は本発明及び従来例で用いられる選択増幅器の周
波数対利得特性を示すグラフ図、 第８図は本発明及び従来例で用いられる選択増幅器の周
波数対位相特性を示すグラフ図、である。 第１図及び第３図において、40a、40bはトロイダル・コ
ア、41は入力巻線、42は励起巻線、43は検出巻線、５は
選択増幅器、３は２逓倍器、６は位相検波器、44はフィ
ードバック巻線、51は増幅器、52は帯域通過フィルタ、
53はリミッタ、D1、D2はダイオード、をそれぞれ示す。 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
フロントページの続き (72)発明者 尾原 通正 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 岩本 喜直 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 武田 昭六 東京都新宿区西新宿２丁目４番１号 株式 会社アサカ内 (72)発明者 波戸 一夫 東京都新宿区西新宿２丁目４番１号 株式 会社アサカ内
Claims (1)
- 【請求項１】固定発振器（１）で発生される基本波を２
個のトロイダル・コア（40a,40b）の各励起巻線（42）
に供給して磁気平衡状態を保ち該トロイダル・コア（40
a,40b）の入力巻線（41）に直流電流が流れることによ
ってその検出巻線（43）の出力電圧のうちの２倍波を選
択増幅器（５）で選択的に増幅し且つ前記基本波から得
られた基準２倍波に対する位相の変化を位相検波器
（６）で検波してこの検波された誤差信号を出力電圧と
するとともにトロイダル・コア（40a,40b）のフィード
バック巻線（44）に与える電流検出器において、 前記選択増幅器（５）が、増幅器（51）のツィンＴ型の
帯域通過フィルタ（52）に前記２倍波周波数近傍に対す
る利得制限器（53）を付加したことを特徴とする電流検
出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62160264A JPH0711541B2 (ja) | 1987-06-26 | 1987-06-26 | 電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62160264A JPH0711541B2 (ja) | 1987-06-26 | 1987-06-26 | 電流検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS643568A JPS643568A (en) | 1989-01-09 |
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Family
ID=15711244
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP62160264A Expired - Fee Related JPH0711541B2 (ja) | 1987-06-26 | 1987-06-26 | 電流検出器 |
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| JP (1) | JPH0711541B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1987
- 1987-06-26 JP JP62160264A patent/JPH0711541B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100968633B1 (ko) * | 2008-06-27 | 2010-07-06 | 김장수 | 전류센서 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPS643568A (en) | 1989-01-09 |
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