JPH0711541B2 - Current detector - Google Patents
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- JPH0711541B2 JPH0711541B2 JP62160264A JP16026487A JPH0711541B2 JP H0711541 B2 JPH0711541 B2 JP H0711541B2 JP 62160264 A JP62160264 A JP 62160264A JP 16026487 A JP16026487 A JP 16026487A JP H0711541 B2 JPH0711541 B2 JP H0711541B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［概要］ トロイダル・コアを用いて直流入力電流を検出する磁気
変調型の電流検出器において、電流検出の際に用いる２
倍波の選択増幅器の帯域通過フィルタ部に利得制限器を
設けて過大入力電流によっても負帰還ループを維持する
ようにしたものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Outline] In a magnetic modulation type current detector that detects a DC input current using a toroidal core, it is used for current detection.
A gain limiter is provided in the band-pass filter section of the overtone selection amplifier to maintain the negative feedback loop even with an excessive input current.
［産業上の利用分野］ 本発明は電流検出器に関し、特に定電流給電装置に用い
られる２倍波磁気変調型の電流検出器に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current detector, and more particularly to a double wave magnetic modulation type current detector used in a constant current power supply device.
電信、電話、及びその他の通信情報の信号を同軸ケーブ
ル、又は、光海底ケーブルを通し、送受信する海底ケー
ブルの通信システムに於いては、海底に埋設されたケー
ブルの途中に一定間隔で中継器が設置されているが、こ
れら中継器に電力を供給する定電流給電装置には、高電
圧線路の直流電流を検出し、絶縁された直流電圧に変換
する電流検出器が必要とされている。In submarine cable communication systems that transmit and receive telegraph, telephone, and other communication information signals through coaxial cables or optical submarine cables, repeaters are installed at regular intervals in the middle of the cable buried in the seabed. Although installed, a constant current power supply device that supplies power to these repeaters requires a current detector that detects a direct current in the high-voltage line and converts it into an insulated direct current voltage.
［従来の技術］ 一般に、線路に流れている直流電流を検出する方法は幾
多の方法があり実用化されているが、例えば第３図に示
す如く、その電流センサーとしてトロイダル・コアを使
用したものがある。[Prior Art] In general, there are many methods for detecting a direct current flowing in a line and they have been put into practical use. For example, as shown in FIG. 3, a toroidal core is used as the current sensor. There is.
図において、１は基本周波数Fo（例えば20KHz）の基本
波を発生する固定発振器、２は発振器１からの基本波を
電流センサー４に供給する駆動回路、３は発振器１の基
本波周波数Foを倍にする２逓倍器、５は電流センサー４
から発生する第２高周波（２倍波）だけを選んで増幅す
る選択増幅器、６は増幅器５から出力される２倍波の、
基準となる２逓倍器３からの２倍波に対する位相変化を
検波する位相検波器、７は位相検波器５で検波された誤
差信号を２倍波から切り離すための低域検波器、８は低
域検波器で切り離された誤差信号を増幅して直流電圧Eo
を出力する演算増幅器、９は演算増幅器８からの誤差出
力を電流センサー４に負帰還させるための抵抗である。
尚、２倍波を用いるのは処理し易いためである。In the figure, 1 is a fixed oscillator that generates a fundamental wave of a fundamental frequency Fo (for example, 20 KHz), 2 is a drive circuit that supplies the fundamental wave from the oscillator 1 to the current sensor 4, and 3 is a fundamental wave frequency Fo of the oscillator 1. 2 is a current multiplier 4
Selective amplifier for selecting and amplifying only the second high frequency wave (2nd harmonic wave) generated from
A phase detector for detecting a phase change with respect to the double wave from the doubler 3 serving as a reference, a low-pass detector 7 for separating the error signal detected by the phase detector 5 from the double wave, and a low detector 8 The DC voltage Eo is amplified by amplifying the error signal separated by the area detector.
Is a resistor for negatively feeding back the error output from the operational amplifier 8 to the current sensor 4.
The reason for using the second harmonic wave is that it is easy to process.
電流センサー４は、磁気特性が全く同じである二つのト
ロイダル・コア40a,40bに入力巻線41、励起巻線42、検
出巻線43、及びフィードバック巻線44が巻いてある。
尚、図中、・印は巻線の巻初めを示すものである。The current sensor 4 has an input winding 41, an excitation winding 42, a detection winding 43, and a feedback winding 44 wound around two toroidal cores 40a and 40b having the same magnetic characteristics.
In addition, in the figure, the mark * indicates the beginning of winding.
励起巻線42は、この巻線42に電流を流すことによってト
ロイダル・コア40a,40bに発生する磁束が互いに逆方向
で、検出巻線43に発生する電圧が互いに打ち消し合うよ
うに、互いに逆方向に同一巻線だけ巻かれた巻線であ
る。従って、他の巻線41〜44の電流が全て零である場合
は、二つのトロイダル・コア40a,40bによって形成され
る磁気回路（入力巻線41がリンクする磁気回路）は平衡
状態になり、磁束密度は零である。The excitation windings 42 have opposite directions so that the magnetic fluxes generated in the toroidal cores 40a and 40b by applying a current to the windings 42 are in opposite directions, and the voltages generated in the detection winding 43 cancel each other. The same winding is wound around. Therefore, when the currents of the other windings 41 to 44 are all zero, the magnetic circuit formed by the two toroidal cores 40a and 40b (the magnetic circuit to which the input winding 41 links) becomes in a balanced state, The magnetic flux density is zero.
動作において、今、この平衡状態に対して入力巻線41に
ある入力直流電流Iiを流したとすると、トロイダル・コ
ア40a,40bの磁束の平衡状態が崩れて検出巻線43に出力
電圧が発生する。この検出巻線43の出力電圧には２倍波
2Foの他に基本波Fo及びそれの偶数次の高調波が混在し
ているので、２倍波だけを取り出す為に２倍波の周波数
2Foを中心として選択増幅器５によって選択増幅され
る。選択増幅された２倍波は、入力巻線41に流れる入力
電流Iiの大小によって位相変調を受けるようにするた
め、同期位相検波器６に於いて、２逓倍器３からの基準
２倍波によつて同期位相検波されて直流誤差信号が発生
されることになる。In operation, if the input DC current I i in the input winding 41 is applied to this equilibrium state, the equilibrium state of the magnetic flux of the toroidal cores 40a and 40b is broken and the output voltage of the detection winding 43 is changed. Occur. The output voltage of this detection winding 43 is doubled
In addition to 2Fo, the fundamental wave Fo and its higher harmonics are mixed, so the frequency of the second harmonic is taken out in order to extract only the second harmonic.
It is selectively amplified by the selective amplifier 5 with 2Fo as the center. In order for the selectively amplified second harmonic wave to undergo phase modulation depending on the magnitude of the input current I i flowing through the input winding 41, the reference second harmonic wave from the doubler 3 is applied in the synchronous phase detector 6. Therefore, synchronous phase detection is performed and a DC error signal is generated.
同期位相検波された直流誤差信号は低域検波器７で２倍
波から切り離された後、誤差信号増幅器８（実際は演算
増幅器）によって充分に増幅される。この増幅された誤
差信号は出力電圧Eoとして取り出されるとともに抵抗９
を通してフィードバック巻線44に供給される。フィード
バック巻線44と入力巻線41は互いに磁束を打ち消し合う
ように巻かれている。The DC error signal subjected to the synchronous phase detection is separated from the double wave by the low-frequency detector 7, and then sufficiently amplified by the error signal amplifier 8 (actually, operational amplifier). This amplified error signal is taken out as the output voltage Eo and the resistance 9
Through the feedback winding 44. The feedback winding 44 and the input winding 41 are wound so as to cancel each other's magnetic flux.
このようにして、電流センサー４は、選択増幅器５、位
相検波器６、低域検波器７、誤差信号増幅器８、及び抵
抗９は閉ループを検出しており負帰還回路になってい
る。In this way, in the current sensor 4, the selection amplifier 5, the phase detector 6, the low-frequency detector 7, the error signal amplifier 8, and the resistor 9 detect a closed loop and are a negative feedback circuit.
第４図は、第１図の負帰還回路動作を定量的に詳しく説
明する為のものである。第４図に示した記号は下記の如
く定義する。FIG. 4 is for quantitatively explaining the operation of the negative feedback circuit of FIG. 1 in detail. The symbols shown in FIG. 4 are defined as follows.
Ii＝入力巻線41に流れる電流（アンペア） Ni＝入力巻線41の巻数 φi＝Ii×Ni（アンペアターン） If＝フィードバック巻線44に流れる電流 （アンペア） Nf＝フィードバック巻線44の巻数 Rf＝フィードバック抵抗９の抵抗値 Eo＝出力電圧（ボルト） Ｇ（ｊω）＝第３図のセンサー４、増幅器５、 位相検波器６、低域検波器７及び 増幅器８を総合した伝達関数 Ｈ＝Nf／Rf 入力巻線巻数Niと入力電流Iiとによる磁束φiと、入力
電流Iiに比例した出力電圧Eoとの間には一般的にフィー
ドバック理論より下記の関係が成立する。I i = Current flowing in input winding 41 (ampere) N i = Number of turns of input winding 41 φ i = I i × N i (ampere turn) I f = Current flowing in feedback winding 44 (ampere) N f = Number of turns of feedback winding 44 R f = resistance value of feedback resistor 9 Eo = output voltage (volt) G (jω) = sensor 4, amplifier 5, phase detector 6, low-pass detector 7 and amplifier 8 in FIG. generally feedback theory between overall the transfer function H = N f / R f input winding turns N i and the magnetic flux phi i by the input current I i, and the output voltage Eo which is proportional to the input current I i to The following relationships are established.
|G（ｊω）｜＞＞１が成立するならば、（１）式は、 となる また、φi＝Ni×Iiであるので（２）式を整理すると、 となる。 If | G (jω) | >> 1 holds, the equation (1) becomes Also, φ i = N i × I i , so rearranging equation (2) gives Becomes
（３）式からわかるように、総合伝達関数Ｇ（ｊω）が
充分に大きい場合は、本電流検出器の電流対電圧変換特
性は電流センサー４の入力巻線巻数Niとフィードバック
巻線巻数Nf及びフィードバック抵抗Rfによってのみ決定
される。そして又、電流対電圧変換特性の定常誤差（即
ち精度）は抵抗Rfの精度のみによって殆んど決定される
ことになる。As can be seen from the formula (3), when the total transfer function G (jω) is sufficiently large, the current-voltage conversion characteristic of the current detector is that the input winding number N i of the current sensor 4 and the feedback winding number N are It is determined only by f and the feedback resistance R f . Further, the steady-state error (that is, the accuracy) of the current-voltage conversion characteristic is almost determined only by the accuracy of the resistor R f .
尚、上記の電流検出器には、従来から第５図に示すよう
な選択増幅器５が用いられている。図中、51は演算増幅
器、R1は入力抵抗、R2〜R4及びC1〜C3はツィンＴ型帯域
通過（バンドパス）フィルタ回路を構成するそれぞれ抵
抗及びコンデンサ、である。Incidentally, a selective amplifier 5 as shown in FIG. 5 has been conventionally used for the above current detector. In the figure, 51 is an operational amplifier, R1 is an input resistor, and R2 to R4 and C1 to C3 are resistors and capacitors, respectively, which form a twin T type band pass (band pass) filter circuit.
［発明が解決しようとする問題点］ 第６図は、入力電流Iiに対する出力電圧Eoの（３）式の
比例関係を図示したものである。図中、Ａ点とＢ点は回
路に印加されている電源電圧Vccによって決定される電
流対電圧変換特性の飽和点である。即ち、 （但し、Ｋは比例定数で0.9程度の値である。） Ii×Ni＞Ifmax×Nf ・・・（５） の式が成立するような入力電流Iiを流した場合、電流検
出器の動作は非直線領域となり入力電流Iiと出力電圧Eo
の比例関係は失われることになる。第６図においては入
力電流IiをＡ点（あるいはＢ点）に相当する入力電流Ii
以上に増加してゆくと、検出巻線43の両端に大きなレベ
ルの高調波が急激に発生するようになる。このうち、第
５図の構成を有する選択増幅器５から第７図の実線で示
すような大きな第２高調波（２倍波）レベルが出力され
ると、位相検波器６の位相検波特性のダイナミックレン
ジを超えて出力が反転することになり、上述した負帰還
回路で動作している本電流検出器が、第８図の実線に示
すように位相回りが大きくなって正帰還の状態となり、
入力電流Iiが第６図のＣ点又はＤ点に到達した時に出力
電圧Eoが逆方向の電圧にラッチしてしまう。[INVENTION Problems to be Solved point] FIG. 6 is an illustration of the (3) of proportionality between the output voltage Eo with respect to the input current I i. In the figure, points A and B are saturation points of the current-voltage conversion characteristic determined by the power supply voltage Vcc applied to the circuit. That is, (However, K is a proportional constant of about 0.9.) I i × N i > I fmax × N f ... When an input current I i that satisfies the formula (5) is satisfied, the current is The detector operates in the non-linear region and the input current I i and output voltage E o
The proportional relationship of will be lost. In FIG. 6, the input current I i corresponds to the input current I i at the point A (or point B).
With the increase above, a large level of harmonics suddenly occurs at both ends of the detection winding 43. Among them, when the selective amplifier 5 having the configuration shown in FIG. 5 outputs a large second harmonic (second harmonic) level as shown by the solid line in FIG. 7, the dynamic phase detection characteristic of the phase detector 6 is changed. The output is inverted beyond the range, and the current detector operating in the negative feedback circuit described above becomes in the positive feedback state because the phase rotation increases as shown by the solid line in FIG.
When the input current I i reaches the point C or the point D in FIG. 6, the output voltage Eo is latched in the reverse voltage.
このような状態は何んらかの理由で入力電流Iiが急激に
Ｃ点又はＤ点に相当する電流以上に入力巻線41に印加さ
れた時に発生し、第６図の点線で示すように反転したラ
ッチ状態が出現する為に、この過大入力電流Iiが無くな
って正常な入力電流Iiに戻ったとしても、電流検出器は
ラツチされた状態のままとなり動作不能又は動作範囲が
狭まってしまうという問題点があった。Such a state occurs for some reason when the input current I i is suddenly applied to the input winding 41 more than the current corresponding to the point C or the point D, as shown by the dotted line in FIG. Due to the appearance of the inverted latch state, even if this excessive input current I i disappears and returns to the normal input current I i , the current detector remains in the latched state and cannot operate or the operating range is narrowed. There was a problem that it would end up.
従って、本発明の目的は、固定発振器で発生される基本
波を２個のトロイダル・コアの各励起巻線に供給して磁
気平衡状態を保ち該トロイダル・コアの入力巻線に直流
電流が流れることによってその検出巻線の出力電圧のう
ちの２倍波を選択増幅器で選択的に増幅し且つ前記基本
波から得られた基準２倍波に対する位相の変化を位相検
波器で検波してこの検波された誤差信号を出力電圧とす
るとともにトロイダル・コアのフィードバック巻線に与
える電流検出器において、入力電流が過大になったとき
に２倍波を抑えて出力電圧が逆電圧ラッチ状態にならな
いようにする電流検出器を実現することである。Therefore, an object of the present invention is to supply a fundamental wave generated by a fixed oscillator to each excitation winding of two toroidal cores so that a magnetic equilibrium state is maintained and a direct current flows through the input windings of the toroidal cores. As a result, the doubled wave of the output voltage of the detection winding is selectively amplified by the selective amplifier, and the phase change with respect to the reference doubled wave obtained from the fundamental wave is detected by the phase detector, and this detected wave is detected. In the current detector that outputs the error signal that is output to the feedback winding of the toroidal core and suppresses the double wave when the input current becomes excessive so that the output voltage does not become the reverse voltage latch state. It is to realize a current detector that does.
［問題点を解決するための手段］ 上記の目的を解決するため、本発明に係る電流検出器で
は、第１図に示すように、選択増幅器５において、増幅
器51のツィンＴ型の帯域通過フィルタ52に２倍波周波数
近傍に対する利得制限器53を付加している。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above-mentioned object, in the current detector according to the present invention, as shown in FIG. 1, in the selective amplifier 5, a twin T type bandpass filter of the amplifier 51 is provided. A gain limiter 53 for the second harmonic frequency is added to 52.
［作用］ 本発明においては、トロイダル・コア40a,40bの入力巻
線に過大な直流電流が流れると、検出巻線43の出力電圧
も過大なものとなるため、そのうちの２倍波成分を選択
的に増幅する選択増幅器５は２倍波成分の周波数近傍を
ツィンＴ型の帯域通過フィルタ52における利得制限器53
によって制限をかけることにより、検出巻線43からの２
倍波を位相検波器６で位相検波する際に位相誤差の反転
を抑えることができ、フィードバック巻線44への負帰還
路を正帰還にならないよう防止することができる。これ
により、電流検出器の入出力特性のダイナミックレンジ
が広く維持される。[Operation] In the present invention, when an excessive DC current flows through the input windings of the toroidal cores 40a, 40b, the output voltage of the detection winding 43 also becomes excessive. Therefore, the second harmonic component of them is selected. The selective amplifier 5 that amplifies the signal is a gain limiter 53 in the T-type bandpass filter 52 of the T-type Z in the vicinity of the frequency of the second harmonic component.
2 from the detection winding 43 by limiting by
It is possible to suppress inversion of the phase error when the phase detector 6 detects the phase of the overtone, and to prevent the negative feedback path to the feedback winding 44 from being positive feedback. As a result, the dynamic range of the input / output characteristics of the current detector is maintained wide.
［実施例］ 以下、本発明に係る電流検出器の実施例について説明す
る。[Examples] Examples of the current detector according to the present invention will be described below.
本発明と従来例の相違点は選択増幅器の構成に在る。そ
の選択増幅器５の具体的な回路図を第１図に示す。この
回路は第５図と同様、ツィンＴ型帯域通過フィルタ回路
と演算増幅器から成る単一同調回路であるが、本発明に
おいては低周波通過用のコンデンサC3の両端に逆並列ダ
イオードD1及びD2を接続している。The difference between the present invention and the conventional example lies in the configuration of the selective amplifier. A concrete circuit diagram of the selective amplifier 5 is shown in FIG. Similar to FIG. 5, this circuit is a single tuning circuit composed of a twin T type band pass filter circuit and an operational amplifier. In the present invention, anti-parallel diodes D1 and D2 are provided at both ends of a low frequency passing capacitor C3. Connected.
今、入力巻線41に（４）及び（５）式に示したIimax以
下の電流が流れている場合は、選択増幅器５の伝達特性
は第７図中の実線で描かれた曲線になる。これは利得制
限器（リミッタ）を構成するダイオードD1とD2に信号電
流が流れていない状態、即ち、リミッタの作用のかから
ない状態の信号レベルであるので、選択増幅器５は、ダ
イオードD1とD2がない場合と同じ伝達特性になる。そし
て、通常の単一同調回路の如く共振周波数（２倍波選択
周波数）2Eo近傍で位相の急激な変化を起こすことにな
る。When a current equal to or lower than I imax shown in the equations (4) and (5) is flowing in the input winding 41, the transfer characteristic of the selective amplifier 5 becomes the curve drawn by the solid line in FIG. . Since this is a signal level in which no signal current flows through the diodes D1 and D2 forming the gain limiter (limiter), that is, a state in which the limiter does not act, the selective amplifier 5 has no diodes D1 and D2. It has the same transfer characteristics as the case. Then, as in a normal single tuning circuit, a drastic phase change occurs near the resonance frequency (double harmonic selection frequency) 2Eo.
他方、入力電流Iiが上記のIimaxより大きくなると、共
振周波数2Foの信号レベルがダイオードD1とD2とに流れ
るように選択増幅器５の利得を設定してあるので、この
場合、ダイオードD1とD2は共振周波数2Foの信号に対し
てコンデンサC3を短絡したのと同じ働きをする。On the other hand, when the input current I i becomes larger than the above I imax , the gain of the selective amplifier 5 is set so that the signal level of the resonance frequency 2Fo flows through the diodes D1 and D2. In this case, therefore, the diodes D1 and D2 Has the same function as short-circuiting the capacitor C3 for a signal with a resonance frequency of 2Fo.
従って、当該選択増幅器の伝達特性は第７図に示すよう
に選択周波数2FoにおけるＱが低下して利得が大幅に減
衰し、過大入力電流Iiに対して、選択増幅器５は位相変
化量の少ないものになり、又、レベルもダイオードD1と
D2によって制限されるので次に来る位相検波器６のダイ
ナミツクレンジを超えることは無くなり本電流検出器は
第８図の点線のように負帰還ループが維持される。Therefore, as shown in FIG. 7, the transfer characteristic of the selective amplifier is such that Q at the selective frequency 2Fo is lowered and the gain is greatly attenuated, and the selective amplifier 5 has a small amount of phase change with respect to the excessive input current I i . Also, the level of the diode D1
Since it is limited by D2, the dynamic range of the phase detector 6 that comes next is not exceeded, and the current detector maintains the negative feedback loop as shown by the dotted line in FIG.
このようにして、第２図に示す如く本電流検出器に過大
入力電流Iiが印加されてもダイナミックレンジが広いた
めに出力電圧Eoがラッチするという障害を回避すること
が出来る。In this way, as shown in FIG. 2, even if an excessive input current I i is applied to the current detector, it is possible to avoid the obstacle that the output voltage Eo is latched due to the wide dynamic range.
［発明の効果］ 以上のように、本発明の電流検出器によれば、電流セン
サーで検出された直流電圧のうち２倍波成分のみを選択
的に増幅する増幅器を用いて電流センサーに負帰還をか
ける場合に、その選択増幅器の帯域通過フィルタ部に２
倍波周波数近傍に対する利得制限器を設けたので、この
選択増幅器がその２倍波周波数近傍での過大入力を制限
することができ、従って、負帰還動作を常に維持するこ
とができ、正常な直流電流の検出を実現できる。[Effects of the Invention] As described above, according to the current detector of the present invention, negative feedback is provided to the current sensor by using the amplifier that selectively amplifies only the second harmonic component of the DC voltage detected by the current sensor. 2 to the bandpass filter section of the selective amplifier when applying
Since the gain limiter for the vicinity of the overtone frequency is provided, this selective amplifier can limit the excessive input in the vicinity of the overtone frequency, and therefore can always maintain the negative feedback operation and maintain the normal direct current. Current detection can be realized.
第１図は本発明に係る電流検出器に用いられる選択増幅
器を示す回路図、 第２図は第１図に示す選択増幅器を用いた場合の本発明
の電流検出器の入力電流対出力電圧特性を示すグラフ
図、 第３図は本発明及び従来例に係る電流検出器の全体構成
を示す概略回路図、 第４図は第３図の回路を定量的に説明するためのブロッ
ク図、 第５図は第３図に示した従来の電流検出器に用いられる
選択増幅器を示す回路図、 第６図は従来例による電流検出器の入力電流対出力電圧
特性を示すグラフ図、 第７図は本発明及び従来例で用いられる選択増幅器の周
波数対利得特性を示すグラフ図、 第８図は本発明及び従来例で用いられる選択増幅器の周
波数対位相特性を示すグラフ図、である。 第１図及び第３図において、40a、40bはトロイダル・コ
ア、41は入力巻線、42は励起巻線、43は検出巻線、５は
選択増幅器、３は２逓倍器、６は位相検波器、44はフィ
ードバック巻線、51は増幅器、52は帯域通過フィルタ、
53はリミッタ、D1、D2はダイオード、をそれぞれ示す。 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。FIG. 1 is a circuit diagram showing a selective amplifier used in a current detector according to the present invention, and FIG. 2 is an input current-output voltage characteristic of the current detector of the present invention when the selective amplifier shown in FIG. 1 is used. FIG. 3 is a schematic circuit diagram showing an overall configuration of a current detector according to the present invention and a conventional example, FIG. 4 is a block diagram for quantitatively explaining the circuit of FIG. 3, and FIG. FIG. 7 is a circuit diagram showing a selective amplifier used in the conventional current detector shown in FIG. 3, FIG. 6 is a graph diagram showing input current vs. output voltage characteristics of the conventional current detector, and FIG. FIG. 8 is a graph showing frequency vs. gain characteristics of the selective amplifier used in the invention and the conventional example, and FIG. 8 is a graph showing frequency vs. phase characteristic of the selective amplifier used in the invention and the conventional example. 1 and 3, 40a and 40b are toroidal cores, 41 is an input winding, 42 is an excitation winding, 43 is a detection winding, 5 is a selection amplifier, 3 is a doubler, and 6 is phase detection. , 44 is a feedback winding, 51 is an amplifier, 52 is a bandpass filter,
53 is a limiter, and D1 and D2 are diodes. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
フロントページの続き (72)発明者 尾原 通正 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 岩本 喜直 東京都新宿区西新宿２丁目３番２号 国際 電信電話株式会社内 (72)発明者 武田 昭六 東京都新宿区西新宿２丁目４番１号 株式 会社アサカ内 (72)発明者 波戸 一夫 東京都新宿区西新宿２丁目４番１号 株式 会社アサカ内Front page continued (72) Inventor Michimasa Ohara 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Fujitsu Limited (72) Inventor Yoshinao Iwamoto 2-3-2 Nishishinjuku, Shinjuku-ku, Tokyo International Telegraph and Telephone Shares In-house (72) Inventor Shoro Takeda, 2-4-1, Nishi-Shinjuku, Shinjuku-ku, Tokyo In-house Asaka Co., Ltd. (72) In-house, Kazuo Hado 2-4-1-1, Nishi-Shinjuku, Shinjuku-ku, Tokyo In-house Asaka
Claims (1)
個のトロイダル・コア（40a,40b）の各励起巻線（42）
に供給して磁気平衡状態を保ち該トロイダル・コア（40
a,40b）の入力巻線（41）に直流電流が流れることによ
ってその検出巻線（43）の出力電圧のうちの２倍波を選
択増幅器（５）で選択的に増幅し且つ前記基本波から得
られた基準２倍波に対する位相の変化を位相検波器
（６）で検波してこの検波された誤差信号を出力電圧と
するとともにトロイダル・コア（40a,40b）のフィード
バック巻線（44）に与える電流検出器において、 前記選択増幅器（５）が、増幅器（51）のツィンＴ型の
帯域通過フィルタ（52）に前記２倍波周波数近傍に対す
る利得制限器（53）を付加したことを特徴とする電流検
出器。1. A fundamental wave generated by a fixed oscillator (1) is
Excitation windings (42) for individual toroidal cores (40a, 40b)
To the toroidal core (40
When a direct current flows through the input winding (41) of a, 40b), the second harmonic of the output voltage of the detection winding (43) is selectively amplified by the selective amplifier (5) and the fundamental wave is generated. The phase change with respect to the reference doubled wave obtained from is detected by the phase detector (6), and the detected error signal is used as the output voltage, and the feedback winding (44) of the toroidal core (40a, 40b) In the current detector given to, the selective amplifier (5) is characterized in that a gain limiter (53) for the vicinity of the second harmonic frequency is added to the twin T type band pass filter (52) of the amplifier (51). And current detector.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62160264A JPH0711541B2 (en) | 1987-06-26 | 1987-06-26 | Current detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62160264A JPH0711541B2 (en) | 1987-06-26 | 1987-06-26 | Current detector |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS643568A JPS643568A (en) | 1989-01-09 |
| JPH0711541B2 true JPH0711541B2 (en) | 1995-02-08 |
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ID=15711244
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62160264A Expired - Fee Related JPH0711541B2 (en) | 1987-06-26 | 1987-06-26 | Current detector |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0711541B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100968633B1 (en) * | 2008-06-27 | 2010-07-06 | 김장수 | Current sensor |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE602005023760D1 (en) * | 2004-11-05 | 2010-11-04 | Lem Liaisons Electron Mec | DETECTOR CIRCUIT FOR CURRENT MEASUREMENT |
| JP2013124875A (en) * | 2011-12-13 | 2013-06-24 | Japan Aviation Electronics Industry Ltd | Current sensor |
| JP6304647B2 (en) | 2012-11-21 | 2018-04-04 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Current detector |
| CN110676038A (en) * | 2018-07-02 | 2020-01-10 | 福迪威（上海）工业仪器技术研发有限公司 | Current transformer |
-
1987
- 1987-06-26 JP JP62160264A patent/JPH0711541B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100968633B1 (en) * | 2008-06-27 | 2010-07-06 | 김장수 | Current sensor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS643568A (en) | 1989-01-09 |
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