JPH07107024A - ダイバシチ回路 - Google Patents
ダイバシチ回路Info
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- JPH07107024A JPH07107024A JP5252018A JP25201893A JPH07107024A JP H07107024 A JPH07107024 A JP H07107024A JP 5252018 A JP5252018 A JP 5252018A JP 25201893 A JP25201893 A JP 25201893A JP H07107024 A JPH07107024 A JP H07107024A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 回路規模が小さくて従来のダイバシチ回路よ
りも大きなダイバシチ利得を得る。 【構成】 主アンテナA の受信信号RFA と副アンテナB
の受信信号RFB とを其のまま合成する同相合成器11と該
主アンテナA の受信信号RFA と副アンテナB の受信信号
RFB の何れか一方を逆相にしたのち合成する逆相合成器
21とを具え、制御信号c1により動作するスイッチ31が、
同相合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力RF2 の何
れかで２つの受信信号RFA,RFBの間の夾角がπ/2以下で
あり合成前の各受信信号RFA,RFBの何れよりも必ず大き
くなる一方を選択する。
りも大きなダイバシチ利得を得る。 【構成】 主アンテナA の受信信号RFA と副アンテナB
の受信信号RFB とを其のまま合成する同相合成器11と該
主アンテナA の受信信号RFA と副アンテナB の受信信号
RFB の何れか一方を逆相にしたのち合成する逆相合成器
21とを具え、制御信号c1により動作するスイッチ31が、
同相合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力RF2 の何
れかで２つの受信信号RFA,RFBの間の夾角がπ/2以下で
あり合成前の各受信信号RFA,RFBの何れよりも必ず大き
くなる一方を選択する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動通信，衛星通信等
の無線通信における主アンテナとその設置位置が異なる
副アンテナの２つの受信信号を処理し何れよりも受信強
度の強い受信信号を選択する２ブランチ選択のダイバシ
チ回路の構成に関するものである。
の無線通信における主アンテナとその設置位置が異なる
副アンテナの２つの受信信号を処理し何れよりも受信強
度の強い受信信号を選択する２ブランチ選択のダイバシ
チ回路の構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の２ブランチ選択のダイバシチ回路
は、図10に示す如く、主・副の各アンテナA,Bで受信し
た無線周波信号RFA,RFBを各復調器で復調検波した後の
ベースバンド信号 BA /BB で, 其の受信強度が強くて品
質の良い方を利用すべく, 低周波のスイッチSWL で切り
替える所謂「検波後選択」のダイバシチ回路と、図11に
示す如く、主・副の各アンテナA,Bで受信した無線周波
信号RFA,RFBを、高周波のスイッチSWH で一定時間毎に
切り替え、フィルタを通し復調器内で得た各受信信号の
電界強度RSSIを、制御回路の中で比較し, その受信強度
RSSIがより強いと判定した一方の無線周波信号RFA / RF
B を、該スイッチSWH で選択して復調検波し、ベースバ
ンド信号 BA /BB を出力する「アンテナ切替」ダイバシ
チ回路の２種類のダイバシチ回路がある。
は、図10に示す如く、主・副の各アンテナA,Bで受信し
た無線周波信号RFA,RFBを各復調器で復調検波した後の
ベースバンド信号 BA /BB で, 其の受信強度が強くて品
質の良い方を利用すべく, 低周波のスイッチSWL で切り
替える所謂「検波後選択」のダイバシチ回路と、図11に
示す如く、主・副の各アンテナA,Bで受信した無線周波
信号RFA,RFBを、高周波のスイッチSWH で一定時間毎に
切り替え、フィルタを通し復調器内で得た各受信信号の
電界強度RSSIを、制御回路の中で比較し, その受信強度
RSSIがより強いと判定した一方の無線周波信号RFA / RF
B を、該スイッチSWH で選択して復調検波し、ベースバ
ンド信号 BA /BB を出力する「アンテナ切替」ダイバシ
チ回路の２種類のダイバシチ回路がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前者の「検波後選択」
のダイバシティ回路は、主・副の各アンテナA,Bで受信
した無線周波信号RFA,RFBを復調検波して各ベースバン
ド信号 BA, BB とする迄の受信系として、主系A と副系
B の２系統の信号処理回路を必要とするので、回路全体
の規模が大きくなるという欠点があった。また、後者の
「アンテナ切替」のダイバシティ回路は、アンテナA,B
以外の信号処理回路が主系A 又は副系B の１系統でよい
ので、その回路規模は小さくなるが、主・副アンテナA,
Bの各受信信号を一定時間毎に切り替えて各受信強度RS
SIを測定し比較して, より強いと判定した一方の受信信
号RFA / RFB を選択するが、実際に切り替えた後の一方
の受信信号RFA / RFB の信号強度が、他方RFB/RFA より
必ずしも強いとは限らず，一般に、前者の「検波後選
択」のダイバシチ回路ほどの利得は得られないという問
題があった。本発明の目的は、回路規模が小さくて従来
の「検波後選択」のダイバシティ回路や「アンテナ切
替」のダイバシチ回路の利得よりも大きな利得が得られ
るような、主・副アンテナの受信信号による２ブランチ
選択のダイバシチ回路を実現することにある。
のダイバシティ回路は、主・副の各アンテナA,Bで受信
した無線周波信号RFA,RFBを復調検波して各ベースバン
ド信号 BA, BB とする迄の受信系として、主系A と副系
B の２系統の信号処理回路を必要とするので、回路全体
の規模が大きくなるという欠点があった。また、後者の
「アンテナ切替」のダイバシティ回路は、アンテナA,B
以外の信号処理回路が主系A 又は副系B の１系統でよい
ので、その回路規模は小さくなるが、主・副アンテナA,
Bの各受信信号を一定時間毎に切り替えて各受信強度RS
SIを測定し比較して, より強いと判定した一方の受信信
号RFA / RFB を選択するが、実際に切り替えた後の一方
の受信信号RFA / RFB の信号強度が、他方RFB/RFA より
必ずしも強いとは限らず，一般に、前者の「検波後選
択」のダイバシチ回路ほどの利得は得られないという問
題があった。本発明の目的は、回路規模が小さくて従来
の「検波後選択」のダイバシティ回路や「アンテナ切
替」のダイバシチ回路の利得よりも大きな利得が得られ
るような、主・副アンテナの受信信号による２ブランチ
選択のダイバシチ回路を実現することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の請求項１のダイバシチ回路の基本構成を、図１の
原理図に示す。図中、11は主アンテナA の受信信号RFA
と副アンテナB の受信信号RFBとを其のまま（０移相
で）合成する同相合成器であり、21は主アンテナAの受
信信号RFAと副アンテナBの受信信号RFBの何れか一方を
逆相に（πだけ移相）したのち合成する逆相合成器であ
る。31は同相合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力
RF2 とを切り替えるスイッチであり、41は其のスイッチ
31の制御信号c1を生成する制御回路であって、スイッチ
31が、同相合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力RF
2の何れかで前記２つの受信信号RFA,RFB又は其の一方を
反転したものの間の夾角がπ/2以下である一方を選択す
る様に構成する。 次に請求項２に対応する図２の構成
は、図１の同相合成器11,逆相合成器21, スイッチ31が
動作する受信信号の同一RF周波数を, 互の周波数差が一
定Δf の２つの局部搬送波LOA 及びLOB により, 中間周
波数IFA 及びIFBに周波数変換し低下させて回路製作を
容易にする事と、周波数変換された２つの中間周波信号
IFA,IFB の同相合成器12の出力IF1 と逆相合成器22の出
力IF2の各々の中に，該２つの局部搬送波LOA,LOB の周
波数差Δf のビート成分の位相状態により必ず出現して
合成前の各受信信号RFA,RFBよりも大きくなる合成信号
が存在する方の出力IF1/IF2を選択し利用する事とを目
的とし、主アンテナA の受信信号RFA を周波数f の局部
搬送波LOAで中間周波数IFA の受信信号に変換する主ミ
クサ11と、副アンテナBの受信信号RFBを前記主ミクサ11
の局部搬送波LOA の周波数f とは一定周波数Δf だけ異
なる周波数 f±Δf の局部搬送波LOBで前記中間周波数I
FA とはΔf だけ異なる中間周波数IFB の受信信号に変
換する副ミクサ21とを、それぞれが中間周波数IFA,IFB
で動作する同相合成器12,逆相合成器22の前段に設け、
スイッチ3 2が、同相合成器12の出力IF1 と逆相合成器22
の出力IF2 の中の局部搬送波LOA,LOB の周波数差Δf の
ビート成分の位相状態により出現して合成前の各受信信
号RFA,RFBよりも大きくなる合成信号が存在する方の出
力IF1/IF2 を選択するように構成する。 次に請求項３
に対応する構成は、請求項２の図２の構成において、主
アンテナA 側のミクサ11の出力IFA と副アンテナB 側の
ミクサ21の出力IFB には周波数差Δf があるので、主ア
ンテナA 側のミクサ出力IFA のベクトルを基準にする
と，副アンテナB 側のミクサ出力IFB のベクトルは周波
数Δf で回転し，両者をそのまま合成する同相合成器12
の出力IF1 は、合成前の２受信信号RFA,RF Bの各信号強
度RSSIが等しくて互の位相差がπ/2の時に最大値Ａ21/2
となり, その時に、逆相合成器22の合成出力IF2 も同じ
最大値Ａ21/2となる事に注目し、図２の制御回路42の内
部構成を、図５の(A)に示す如く、スイッチ32からの出
力IF1又はIF2 の信号強度RSSIの最大値Ａ（真数）を検
出する最大値検出器41と、其の検出した最大値Ａを基に
した一定値Ａ21/2を比較の閾値として生成する閾値回路
42-1と、其の生成出力の一定値Ａ21/2を閾値として前記
スイッチ32の出力(IF1/IF2) の信号強度(RSSI)を比較す
る比較器42-2とから成り、該比較器42-2の閾値の一定値
Ａ21/2を前記局部搬送波( LOA,LOB )の差周波数（Δf
）の周期(1/ Δf)の半分(1/2Δf)毎にリセットして，
該比較器(42-2)にて前記スイッチ(32)の出力(IF1/IF2)
の信号強度(RSSI)が、該閾値Ａ/21/2 と一致した時の制
御信号(c3)による該スイッチ(32)が選択した出力(IF1/I
F2) を、復調検波してベースバンド出力とするように構
成する。
発明の請求項１のダイバシチ回路の基本構成を、図１の
原理図に示す。図中、11は主アンテナA の受信信号RFA
と副アンテナB の受信信号RFBとを其のまま（０移相
で）合成する同相合成器であり、21は主アンテナAの受
信信号RFAと副アンテナBの受信信号RFBの何れか一方を
逆相に（πだけ移相）したのち合成する逆相合成器であ
る。31は同相合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力
RF2 とを切り替えるスイッチであり、41は其のスイッチ
31の制御信号c1を生成する制御回路であって、スイッチ
31が、同相合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力RF
2の何れかで前記２つの受信信号RFA,RFB又は其の一方を
反転したものの間の夾角がπ/2以下である一方を選択す
る様に構成する。 次に請求項２に対応する図２の構成
は、図１の同相合成器11,逆相合成器21, スイッチ31が
動作する受信信号の同一RF周波数を, 互の周波数差が一
定Δf の２つの局部搬送波LOA 及びLOB により, 中間周
波数IFA 及びIFBに周波数変換し低下させて回路製作を
容易にする事と、周波数変換された２つの中間周波信号
IFA,IFB の同相合成器12の出力IF1 と逆相合成器22の出
力IF2の各々の中に，該２つの局部搬送波LOA,LOB の周
波数差Δf のビート成分の位相状態により必ず出現して
合成前の各受信信号RFA,RFBよりも大きくなる合成信号
が存在する方の出力IF1/IF2を選択し利用する事とを目
的とし、主アンテナA の受信信号RFA を周波数f の局部
搬送波LOAで中間周波数IFA の受信信号に変換する主ミ
クサ11と、副アンテナBの受信信号RFBを前記主ミクサ11
の局部搬送波LOA の周波数f とは一定周波数Δf だけ異
なる周波数 f±Δf の局部搬送波LOBで前記中間周波数I
FA とはΔf だけ異なる中間周波数IFB の受信信号に変
換する副ミクサ21とを、それぞれが中間周波数IFA,IFB
で動作する同相合成器12,逆相合成器22の前段に設け、
スイッチ3 2が、同相合成器12の出力IF1 と逆相合成器22
の出力IF2 の中の局部搬送波LOA,LOB の周波数差Δf の
ビート成分の位相状態により出現して合成前の各受信信
号RFA,RFBよりも大きくなる合成信号が存在する方の出
力IF1/IF2 を選択するように構成する。 次に請求項３
に対応する構成は、請求項２の図２の構成において、主
アンテナA 側のミクサ11の出力IFA と副アンテナB 側の
ミクサ21の出力IFB には周波数差Δf があるので、主ア
ンテナA 側のミクサ出力IFA のベクトルを基準にする
と，副アンテナB 側のミクサ出力IFB のベクトルは周波
数Δf で回転し，両者をそのまま合成する同相合成器12
の出力IF1 は、合成前の２受信信号RFA,RF Bの各信号強
度RSSIが等しくて互の位相差がπ/2の時に最大値Ａ21/2
となり, その時に、逆相合成器22の合成出力IF2 も同じ
最大値Ａ21/2となる事に注目し、図２の制御回路42の内
部構成を、図５の(A)に示す如く、スイッチ32からの出
力IF1又はIF2 の信号強度RSSIの最大値Ａ（真数）を検
出する最大値検出器41と、其の検出した最大値Ａを基に
した一定値Ａ21/2を比較の閾値として生成する閾値回路
42-1と、其の生成出力の一定値Ａ21/2を閾値として前記
スイッチ32の出力(IF1/IF2) の信号強度(RSSI)を比較す
る比較器42-2とから成り、該比較器42-2の閾値の一定値
Ａ21/2を前記局部搬送波( LOA,LOB )の差周波数（Δf
）の周期(1/ Δf)の半分(1/2Δf)毎にリセットして，
該比較器(42-2)にて前記スイッチ(32)の出力(IF1/IF2)
の信号強度(RSSI)が、該閾値Ａ/21/2 と一致した時の制
御信号(c3)による該スイッチ(32)が選択した出力(IF1/I
F2) を、復調検波してベースバンド出力とするように構
成する。
【０００５】次の請求項４に対応する構成は、請求項２
の図２の構成にて、スイッチ32で選択された出力IF1 又
はIF2 は、受信信号RFA 又はRFB の各信号強度RSSIが最
大値Ａとなった時から略（1/Δf)/4の時点で、同相合成
器1 の出力IF1 と逆相合成器2 の出力IF2 の大小が逆転
する（図４を参照）ので、その時点でスイッチ32を信号
強度RSSIが大きい方に切り換えれば, 常に各受信信号RF
A ,RFBより大きい合成出力のIF1 又はIF2が得られる事
に注目し、図２の制御回路42の内部構成を、図６の(A)
に示す如く、スイッチ32からの出力IF1 又はIF2 の信号
強度RSSIの最大値Ａ（真数）を検出する最大値検出器(4
1)と、其の最大値Ａを検出した時に始動して略（1/Δf)
/4だけ経過した時点で制御信号c4を生成するタイマ(42)
とで構成し、該タイマ(42)の生成した制御信号c4により
該スイッチ(32)が選択した出力(IF1/IF2)を、復調器で
検波するように構成する。
の図２の構成にて、スイッチ32で選択された出力IF1 又
はIF2 は、受信信号RFA 又はRFB の各信号強度RSSIが最
大値Ａとなった時から略（1/Δf)/4の時点で、同相合成
器1 の出力IF1 と逆相合成器2 の出力IF2 の大小が逆転
する（図４を参照）ので、その時点でスイッチ32を信号
強度RSSIが大きい方に切り換えれば, 常に各受信信号RF
A ,RFBより大きい合成出力のIF1 又はIF2が得られる事
に注目し、図２の制御回路42の内部構成を、図６の(A)
に示す如く、スイッチ32からの出力IF1 又はIF2 の信号
強度RSSIの最大値Ａ（真数）を検出する最大値検出器(4
1)と、其の最大値Ａを検出した時に始動して略（1/Δf)
/4だけ経過した時点で制御信号c4を生成するタイマ(42)
とで構成し、該タイマ(42)の生成した制御信号c4により
該スイッチ(32)が選択した出力(IF1/IF2)を、復調器で
検波するように構成する。
【０００６】次の請求項５に対応する構成は、請求項３
と請求項４の構成を併用したものであり、図２の制御回
路42の構成を、図７に示す如く、スイッチ32からの出力
IF1又はIF2 の信号強度(RSSI)を最大値検出器41で検出
した最大値Ａが, 比較器42-2の閾値である一定値Ａ21/2
に変化した時の制御信号c3と、該信号強度(RSSI)が最大
値Ａとなった時に始動したタイマ42が一定時間（1/Δf)
/4だけ経過した時に発生する制御信号c4とを切替器43で
切り替えて出力する様に構成し、其の切替出力(c3/c4)
を制御信号とした該スイッチ(32)の選択した出力を復調
検波するようにする。
と請求項４の構成を併用したものであり、図２の制御回
路42の構成を、図７に示す如く、スイッチ32からの出力
IF1又はIF2 の信号強度(RSSI)を最大値検出器41で検出
した最大値Ａが, 比較器42-2の閾値である一定値Ａ21/2
に変化した時の制御信号c3と、該信号強度(RSSI)が最大
値Ａとなった時に始動したタイマ42が一定時間（1/Δf)
/4だけ経過した時に発生する制御信号c4とを切替器43で
切り替えて出力する様に構成し、其の切替出力(c3/c4)
を制御信号とした該スイッチ(32)の選択した出力を復調
検波するようにする。
【０００７】次の請求項６は、一般に固定無線機の受信
信号のフェージングの変化速度は通信の変調速度よりも
非常に遅いが、移動無線機の受信信号は、其のフェージ
ングの変化速度が本発明のビート周波数Δfに近接して
速くなる時がある事に対応したものである。その時は、
受信信号を２つの中間周波信号IFA,IFB に周波数変換す
る為の前記局部搬送波LOA,LOB の差周波数Δf を、其の
変調速度に近接した値に採らざるを得ないが、その場合
は、其の差周波数Δf が、通信の正規の位相変調信号に
悪影響を与える。この様な場合は、図８に示す如く、其
の差周波数Δfによる位相変動分θを検出する為に、直
交位相変調信号の受信信号(IF1/IF2)を直交検波器50で
検波した検波出力を、周波数逓倍して正規の位相変調信
号の位相変化分を除去することで前記差周波数Δf によ
る位相変動分θを検出する位相変動検出回路51と、其の
検出した位相変動分θを補正する為に、フィルタで積分
した出力で、前記直交検波器50の出力の検波出力の余分
の位相を前記位相変動分θだけ逆回転させて補正する位
相補正回路52とを, 受信信号のIF帯又はベースバンド帯
に設けるように構成する。
信号のフェージングの変化速度は通信の変調速度よりも
非常に遅いが、移動無線機の受信信号は、其のフェージ
ングの変化速度が本発明のビート周波数Δfに近接して
速くなる時がある事に対応したものである。その時は、
受信信号を２つの中間周波信号IFA,IFB に周波数変換す
る為の前記局部搬送波LOA,LOB の差周波数Δf を、其の
変調速度に近接した値に採らざるを得ないが、その場合
は、其の差周波数Δf が、通信の正規の位相変調信号に
悪影響を与える。この様な場合は、図８に示す如く、其
の差周波数Δfによる位相変動分θを検出する為に、直
交位相変調信号の受信信号(IF1/IF2)を直交検波器50で
検波した検波出力を、周波数逓倍して正規の位相変調信
号の位相変化分を除去することで前記差周波数Δf によ
る位相変動分θを検出する位相変動検出回路51と、其の
検出した位相変動分θを補正する為に、フィルタで積分
した出力で、前記直交検波器50の出力の検波出力の余分
の位相を前記位相変動分θだけ逆回転させて補正する位
相補正回路52とを, 受信信号のIF帯又はベースバンド帯
に設けるように構成する。
【０００８】
【作用】本発明の請求項１では、図１の原理図を参照
し、同相合成器11が、主アンテナA の受信信号RFA と副
アンテナB の受信信号RFBとを其のまま（０移相で）合
成し、逆相合成器21が主アンテナA の受信信号RFAと副
アンテナBの受信信号RFBの何れか一方を逆相に（πだけ
移相）したのち合成する。そしてスイッチ31が、制御回
路41の内部の比較器で生成した制御信号c1により、同相
合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力RF2 とを切り
替えるが、其の選択は、同相合成器11の出力RF1 と逆相
合成器21の出力RF2の何れかで２つの受信信号RFA,RFBの
間の夾角がπ/2以下であって合成前の各受信信号RFA,RF
Bの何れよりも必ず大きくなる一方の合成出力RF1 又は
RF2を選択して復調する。よって、従来の各受信信号RF
A,RFBの中の受信強度の単純に強い方を選択する従来回
路よりも、大きな利得が得られるダイバシチ回路を実現
できることになる。
し、同相合成器11が、主アンテナA の受信信号RFA と副
アンテナB の受信信号RFBとを其のまま（０移相で）合
成し、逆相合成器21が主アンテナA の受信信号RFAと副
アンテナBの受信信号RFBの何れか一方を逆相に（πだけ
移相）したのち合成する。そしてスイッチ31が、制御回
路41の内部の比較器で生成した制御信号c1により、同相
合成器11の出力RF1 と逆相合成器21の出力RF2 とを切り
替えるが、其の選択は、同相合成器11の出力RF1 と逆相
合成器21の出力RF2の何れかで２つの受信信号RFA,RFBの
間の夾角がπ/2以下であって合成前の各受信信号RFA,RF
Bの何れよりも必ず大きくなる一方の合成出力RF1 又は
RF2を選択して復調する。よって、従来の各受信信号RF
A,RFBの中の受信強度の単純に強い方を選択する従来回
路よりも、大きな利得が得られるダイバシチ回路を実現
できることになる。
【０００９】請求項２では、図２の構成図を参照し、主
アンテナA の受信信号RFA を周波数f の局部搬送波LOA
で中間周波数IFA の受信信号に変換する主ミクサ11と、
副アンテナB の受信信号RFBを前記主ミクサ11の局部搬
送波LOA の周波数f とは一定周波数Δf だけ異なる周波
数 f±Δf の局部搬送波LOBで前記中間周波数IFA とは
Δf だけ異なる中間周波数IFB の受信信号に変換する副
ミクサ21とが、それぞれの中間周波数IFA,IFB で動作す
る同相合成器12,逆相合成器22の前段に設けられている
ので、図１の同相合成器11,逆相合成器21, スイッチ31
が動作する受信信号のRF周波数が, 局部搬送波LOA , LO
B により，中間周波数IFA , IFBに周波数変換されて低
下し、回路製作が容易になると同時に、周波数変換され
た２つの中間周波信号IFA,IFB の同相合成器12の出力IF
1 と逆相合成器22の出力IF2の各々の中の，２つの局部
搬送波LOA,LOB の周波数差Δf のビート成分の位相状態
により必ず出現して合成前の各受信信号RFA,RFBよりも
大きくなる合成信号が存在する方の出力IF1 又はIF2
を、スイッチ32で選択して復調する。
アンテナA の受信信号RFA を周波数f の局部搬送波LOA
で中間周波数IFA の受信信号に変換する主ミクサ11と、
副アンテナB の受信信号RFBを前記主ミクサ11の局部搬
送波LOA の周波数f とは一定周波数Δf だけ異なる周波
数 f±Δf の局部搬送波LOBで前記中間周波数IFA とは
Δf だけ異なる中間周波数IFB の受信信号に変換する副
ミクサ21とが、それぞれの中間周波数IFA,IFB で動作す
る同相合成器12,逆相合成器22の前段に設けられている
ので、図１の同相合成器11,逆相合成器21, スイッチ31
が動作する受信信号のRF周波数が, 局部搬送波LOA , LO
B により，中間周波数IFA , IFBに周波数変換されて低
下し、回路製作が容易になると同時に、周波数変換され
た２つの中間周波信号IFA,IFB の同相合成器12の出力IF
1 と逆相合成器22の出力IF2の各々の中の，２つの局部
搬送波LOA,LOB の周波数差Δf のビート成分の位相状態
により必ず出現して合成前の各受信信号RFA,RFBよりも
大きくなる合成信号が存在する方の出力IF1 又はIF2
を、スイッチ32で選択して復調する。
【００１０】請求項３では、図２のダイバシチ回路の制
御回路42の内部構成が、図５の(A)に示す如く構成さ
れ、その最大値検出器41が、スイッチ32からの出力IF1/
IF2 の信号強度RSSIの最大値Ａ（真数）を検出し，閾値
回路42-1が其の最大値Ａを基にして比較器42-2の閾値の
一定値Ａ/21/2 を設定し、其の閾値の一定値Ａ/2
1/2 は、局部搬送波LOA,LOB の差周波数Δf の周期(1/
Δf)の 1/2の 1/( 2Δf)毎にリセットされ再設定され
る。そして比較器42-2にて、入力IF1 又はIF2 の信号強
度RSSIが閾値Ａ/21/2 と比較され, 該閾値Ａ/21/2 と一
致した時の制御信号c3による該スイッチ32の出力IF1/IF
2を、復調器で検波しダイバシティ回路の出力とする。
図２の構成では、主アンテナA 側のミクサ11の出力IFA
と副アンテナB 側のミクサ21の出力IFB には局部搬送波
LOA,LOB の周波数差Δf があるので、主アンテナA 側の
ミクサ出力IFA のベクトルを基準にすると、副アンテナ
B 側のミクサ出力IFB のベクトルは周波数Δf で回転
し、両者をそのまま合成する同相合成器12の出力IF1
は、合成前の２つの受信信号RFA,RFBの各信号強度RSSI
が等しく互の位相差がπ/2の時に、最大値Ａ21/2とな
り、その時に、逆相合成器22の合成出力IF2 も、同じ最
大値Ａ21/2となる。従って、其の出力IF1/IF2 の何れか
一方が最大値Ａ21/2となった時の制御信号c3によるスイ
ッチ32の出力IF1 又はIF2 を、復調器で検波してダイバ
シティ回路の出力とする。 請求項４では、図２の制御
回路42の中の、図６の(A)に示す最大値検出器41が、ス
イッチ32からの出力IF1又はIF2 の信号強度RSSIの最大
値Ａ（真数）を検出し，タイマ42が、其の最大値Ａを検
出した時に始動し、略（1/Δf)/4だけ時間経過した時点
で制御信号c4を生成し、その制御信号c4によるスイッチ
32の出力をダイバシティ回路の出力とする。請求項２の
図２の構成で、スイッチ32で選択された出力IF1 又はIF
2 は、タイマ42による受信信号RFA 又はRFB の強度RSSI
が最大値Ａとなった時から略（1/Δf)/4の時点で、同相
合成器1 の出力IF1 と逆相合成器2 の出力IF2 の大小が
逆転する（図４を参照）ので、その時点でスイッチ3 を
信号強度RSSIが大きい方へ切り換えれば, 常に受信信号
RFA ,RFBよりも大きい合成出力IF1 又はIF2を利用でき
ることになる。
御回路42の内部構成が、図５の(A)に示す如く構成さ
れ、その最大値検出器41が、スイッチ32からの出力IF1/
IF2 の信号強度RSSIの最大値Ａ（真数）を検出し，閾値
回路42-1が其の最大値Ａを基にして比較器42-2の閾値の
一定値Ａ/21/2 を設定し、其の閾値の一定値Ａ/2
1/2 は、局部搬送波LOA,LOB の差周波数Δf の周期(1/
Δf)の 1/2の 1/( 2Δf)毎にリセットされ再設定され
る。そして比較器42-2にて、入力IF1 又はIF2 の信号強
度RSSIが閾値Ａ/21/2 と比較され, 該閾値Ａ/21/2 と一
致した時の制御信号c3による該スイッチ32の出力IF1/IF
2を、復調器で検波しダイバシティ回路の出力とする。
図２の構成では、主アンテナA 側のミクサ11の出力IFA
と副アンテナB 側のミクサ21の出力IFB には局部搬送波
LOA,LOB の周波数差Δf があるので、主アンテナA 側の
ミクサ出力IFA のベクトルを基準にすると、副アンテナ
B 側のミクサ出力IFB のベクトルは周波数Δf で回転
し、両者をそのまま合成する同相合成器12の出力IF1
は、合成前の２つの受信信号RFA,RFBの各信号強度RSSI
が等しく互の位相差がπ/2の時に、最大値Ａ21/2とな
り、その時に、逆相合成器22の合成出力IF2 も、同じ最
大値Ａ21/2となる。従って、其の出力IF1/IF2 の何れか
一方が最大値Ａ21/2となった時の制御信号c3によるスイ
ッチ32の出力IF1 又はIF2 を、復調器で検波してダイバ
シティ回路の出力とする。 請求項４では、図２の制御
回路42の中の、図６の(A)に示す最大値検出器41が、ス
イッチ32からの出力IF1又はIF2 の信号強度RSSIの最大
値Ａ（真数）を検出し，タイマ42が、其の最大値Ａを検
出した時に始動し、略（1/Δf)/4だけ時間経過した時点
で制御信号c4を生成し、その制御信号c4によるスイッチ
32の出力をダイバシティ回路の出力とする。請求項２の
図２の構成で、スイッチ32で選択された出力IF1 又はIF
2 は、タイマ42による受信信号RFA 又はRFB の強度RSSI
が最大値Ａとなった時から略（1/Δf)/4の時点で、同相
合成器1 の出力IF1 と逆相合成器2 の出力IF2 の大小が
逆転する（図４を参照）ので、その時点でスイッチ3 を
信号強度RSSIが大きい方へ切り換えれば, 常に受信信号
RFA ,RFBよりも大きい合成出力IF1 又はIF2を利用でき
ることになる。
【００１１】
【実施例】図１の本発明の請求項１の原理図はそのま
ま，請求項１の実施例のダイバシチ回路の構成を示し、
図２は請求項２の実施例のダイバシチ回路の構成を示し
て、既に詳細に説明した。図３は請求項１と請求項２の
構成の動作を説明するためのベクトルの合成図である。
この図３では、図１，図２の逆相合成器21, 22の出力RF
2,IF2 は、副アンテナB 側の受信信号RFB ,IFB を逆相
にしたのち主アンテナA側の受信信号RFA ,IFA と合成し
たものを示し、同相合成器11, 12の出力 RF1,IF1よりも
大きくて, スイッチ31,32により選択される事を示す。
また、図４の合成波の出力の図は、請求項２の動作の説
明図であって、受信信号RFA, RFB が互の周波数差Δf
の２つの局部搬送波LOA,LOB により周波数変換された２
つの中間周波信号IFA,IFB の同相合成器12の出力IF1 と
逆相合成器22の出力IF2の各々の中に、其の局部搬送波L
OA,LOB の周波数差Δf のビート成分の位相状態により
必ず出現して合成前の各受信信号RFA,RFB（ブランチ)
よりも大きくなる合成信号の最大値の存在を示し、この
合成出力IF1 又はIF2の最大値を、スイッチ32で選択し
て利用する事を示す。次に図５の (B)ベクトルの合成図
は、請求項３の説明図であって、主アンテナA 側のミク
サ出力のベクトルIFA を基準にすると、副アンテナB 側
のミクサ出力のベクトルIFB は、差周波数Δf で回転
し、両者をそのまま合成する同相合成器12の出力IF1
は、合成前の２つの受信信号RFA,RFBの各信号強度RSSI
が等しく互の位相差がπ/2の時に,最大値Ａ21/2となり,
その時に、逆相合成器22の合成出力IF2 も、同じ最大
値Ａ21/2となる事を示す。従って、其の合成出力が最大
値Ａ21/2となった時の制御信号c3によるスイッチ32の出
力IF1 又はIF2 を、ダイバシティ回路の出力として利用
できる事を示す。次に図６の(B)ベクトルの合成図は、
請求項４の動作の説明図であって、図２の制御回路42の
中の、図６の(A)に示す最大値検出器41が、スイッチ32
の出力の合成出力IF1又はIF2 の信号強度RSSIの最大値
Ａ（真数）を検出し，タイマ42が、其の最大値Ａを検出
した時に始動し，略（1/Δf)/4だけ時間経過した時点で
制御信号c4を生成し、その制御信号c4によるスイッチ32
の出力を、ダイバシティ回路の出力とする事を示す。こ
れは、請求項２の図２の構成で、スイッチ32で選択され
た出力IF1 又はIF2 は、受信信号RFA 又はRFB の信号強
度RSSIが最大値Ａとなった時からのタイマ42による略
（1/Δf)/4の時点で、同相合成器1 の出力IF1 と逆相合
成器2 の出力IF2 の大小が逆転する（図４を参照）の
で、その時点でスイッチ3 を信号強度RSSIの大きい方へ
切り換えれば, 常に受信信号RFA ,RFBよりも大きい合成
出力のIF1 又はIF2を利用できる事を示している。次に
請求項５は、請求項３と請求項４を組み合わせたもので
あり、此れに対応する構成例は、図２の制御回路42の内
部構成を、図７の構成図に示す如く、スイッチ32からの
出力(IF1又はIF2)の信号強度(RSSI)を最大値検出器(41)
で検出した最大値Ａが, 比較器(42-2)の閾値である一定
値Ａ21/2に変化した時の制御信号c3と、該信号強度(RSS
I)が最大値Ａとなった時に始動したタイマ(42)が一定時
間（1/Δf)/4だけ経過した時に発生する制御信号c4とを
切替器43にて切り替えて出力する様にし、其の切替出力
(c3/c4)を制御信号として該スイッチ(32)が選択した出
力(IF1/IF2)を、復調検波するように構成する。次に請
求項６は、一般に固定無線機の受信信号のフェージング
の変化速度は通信の変調速度よりも非常に遅いが、移動
無線機の受信信号は、其のフェージングの変化速度が本
発明のビット周波数Δfに近接して速くなる時がある事
に対応したものである。フェージング速度が高速になる
と、フェージングの一つの山の期間に複数のビートの山
が必要なため、Δf がフェージング速度の数倍である必
要があり、その為にΔf が変調速度に近付く。その時
は、主・副アンテナA,B の受信信号RFA,RFB を中間周波
信号IFA,IFB に周波数変換する為の前記局部搬送波LOA,
LOB の差周波数Δf を、其の変調速度に近接した値に採
らざるを得ないが、その場合は、其の差周波数Δf が、
通信の位相変調信号に悪影響を与える。この様な場合
は、図８に示す如く、其の差周波数Δf による受信信号
IF1/IF2 の位相変動分θを検出する為に、該直交位相変
調信号QPSKの受信信号IF1/IF2 を直交検波器50で直交検
波した検波出力を、周波数逓倍して正規の位相変調信号
の位相変化分を除去する事で前記差周波数Δf による位
相変動分θを検出する位相変動検出回路51と、其の検出
した位相変動分θを補正する為に、前記直交検波器50の
出力の直交検波出力の位相を前記位相変動分θだけ逆回
転させて補正する位相補正回路52とを, 受信信号のIF帯
又はベースバンド帯に設けるように構成する。図９は、
移動通信の変調信号がディジタルの直交位相変調QPSK信
号である場合の、ダイバシチ受信機の全体構成図であ
り、その直交復調器の前段の前記差周波数Δf による位
相変動分θの位相補正の回路の構成を示す。受信信号QP
SKのミクサ11,21 による周波数変換後のIF信号IFA,IFB
の同相合成器12の出力IF1 又は逆相合成器22の出力IF2
をスイッチ32で切替えて直交検波器50に入力し直交検波
した出力の所謂 I信号, Q信号から其の位相情報を取り
出す為に, 受信信号が４相PSK 信号ならば４逓倍する周
波数逓倍回路51により通信の正規の位相変調成分を取り
除くことで、２つの局部搬送波LOA,LOB の差周波数Δf
による搬送波の位相変動分θのみを抽出する。その抽出
した位相変動θをフィルタにて積分し,其の積分出力を
位相回転回路52へ入力し, 直交位相検波器50の出力信号
I,Qの位相情報を -θだけ逆回転させる事により補正
し、位相回転回路52の出力として、位相変動θの無い正
しい位相の直交変調信号I,Qを得て、直交復調器へ出力
する。
ま，請求項１の実施例のダイバシチ回路の構成を示し、
図２は請求項２の実施例のダイバシチ回路の構成を示し
て、既に詳細に説明した。図３は請求項１と請求項２の
構成の動作を説明するためのベクトルの合成図である。
この図３では、図１，図２の逆相合成器21, 22の出力RF
2,IF2 は、副アンテナB 側の受信信号RFB ,IFB を逆相
にしたのち主アンテナA側の受信信号RFA ,IFA と合成し
たものを示し、同相合成器11, 12の出力 RF1,IF1よりも
大きくて, スイッチ31,32により選択される事を示す。
また、図４の合成波の出力の図は、請求項２の動作の説
明図であって、受信信号RFA, RFB が互の周波数差Δf
の２つの局部搬送波LOA,LOB により周波数変換された２
つの中間周波信号IFA,IFB の同相合成器12の出力IF1 と
逆相合成器22の出力IF2の各々の中に、其の局部搬送波L
OA,LOB の周波数差Δf のビート成分の位相状態により
必ず出現して合成前の各受信信号RFA,RFB（ブランチ)
よりも大きくなる合成信号の最大値の存在を示し、この
合成出力IF1 又はIF2の最大値を、スイッチ32で選択し
て利用する事を示す。次に図５の (B)ベクトルの合成図
は、請求項３の説明図であって、主アンテナA 側のミク
サ出力のベクトルIFA を基準にすると、副アンテナB 側
のミクサ出力のベクトルIFB は、差周波数Δf で回転
し、両者をそのまま合成する同相合成器12の出力IF1
は、合成前の２つの受信信号RFA,RFBの各信号強度RSSI
が等しく互の位相差がπ/2の時に,最大値Ａ21/2となり,
その時に、逆相合成器22の合成出力IF2 も、同じ最大
値Ａ21/2となる事を示す。従って、其の合成出力が最大
値Ａ21/2となった時の制御信号c3によるスイッチ32の出
力IF1 又はIF2 を、ダイバシティ回路の出力として利用
できる事を示す。次に図６の(B)ベクトルの合成図は、
請求項４の動作の説明図であって、図２の制御回路42の
中の、図６の(A)に示す最大値検出器41が、スイッチ32
の出力の合成出力IF1又はIF2 の信号強度RSSIの最大値
Ａ（真数）を検出し，タイマ42が、其の最大値Ａを検出
した時に始動し，略（1/Δf)/4だけ時間経過した時点で
制御信号c4を生成し、その制御信号c4によるスイッチ32
の出力を、ダイバシティ回路の出力とする事を示す。こ
れは、請求項２の図２の構成で、スイッチ32で選択され
た出力IF1 又はIF2 は、受信信号RFA 又はRFB の信号強
度RSSIが最大値Ａとなった時からのタイマ42による略
（1/Δf)/4の時点で、同相合成器1 の出力IF1 と逆相合
成器2 の出力IF2 の大小が逆転する（図４を参照）の
で、その時点でスイッチ3 を信号強度RSSIの大きい方へ
切り換えれば, 常に受信信号RFA ,RFBよりも大きい合成
出力のIF1 又はIF2を利用できる事を示している。次に
請求項５は、請求項３と請求項４を組み合わせたもので
あり、此れに対応する構成例は、図２の制御回路42の内
部構成を、図７の構成図に示す如く、スイッチ32からの
出力(IF1又はIF2)の信号強度(RSSI)を最大値検出器(41)
で検出した最大値Ａが, 比較器(42-2)の閾値である一定
値Ａ21/2に変化した時の制御信号c3と、該信号強度(RSS
I)が最大値Ａとなった時に始動したタイマ(42)が一定時
間（1/Δf)/4だけ経過した時に発生する制御信号c4とを
切替器43にて切り替えて出力する様にし、其の切替出力
(c3/c4)を制御信号として該スイッチ(32)が選択した出
力(IF1/IF2)を、復調検波するように構成する。次に請
求項６は、一般に固定無線機の受信信号のフェージング
の変化速度は通信の変調速度よりも非常に遅いが、移動
無線機の受信信号は、其のフェージングの変化速度が本
発明のビット周波数Δfに近接して速くなる時がある事
に対応したものである。フェージング速度が高速になる
と、フェージングの一つの山の期間に複数のビートの山
が必要なため、Δf がフェージング速度の数倍である必
要があり、その為にΔf が変調速度に近付く。その時
は、主・副アンテナA,B の受信信号RFA,RFB を中間周波
信号IFA,IFB に周波数変換する為の前記局部搬送波LOA,
LOB の差周波数Δf を、其の変調速度に近接した値に採
らざるを得ないが、その場合は、其の差周波数Δf が、
通信の位相変調信号に悪影響を与える。この様な場合
は、図８に示す如く、其の差周波数Δf による受信信号
IF1/IF2 の位相変動分θを検出する為に、該直交位相変
調信号QPSKの受信信号IF1/IF2 を直交検波器50で直交検
波した検波出力を、周波数逓倍して正規の位相変調信号
の位相変化分を除去する事で前記差周波数Δf による位
相変動分θを検出する位相変動検出回路51と、其の検出
した位相変動分θを補正する為に、前記直交検波器50の
出力の直交検波出力の位相を前記位相変動分θだけ逆回
転させて補正する位相補正回路52とを, 受信信号のIF帯
又はベースバンド帯に設けるように構成する。図９は、
移動通信の変調信号がディジタルの直交位相変調QPSK信
号である場合の、ダイバシチ受信機の全体構成図であ
り、その直交復調器の前段の前記差周波数Δf による位
相変動分θの位相補正の回路の構成を示す。受信信号QP
SKのミクサ11,21 による周波数変換後のIF信号IFA,IFB
の同相合成器12の出力IF1 又は逆相合成器22の出力IF2
をスイッチ32で切替えて直交検波器50に入力し直交検波
した出力の所謂 I信号, Q信号から其の位相情報を取り
出す為に, 受信信号が４相PSK 信号ならば４逓倍する周
波数逓倍回路51により通信の正規の位相変調成分を取り
除くことで、２つの局部搬送波LOA,LOB の差周波数Δf
による搬送波の位相変動分θのみを抽出する。その抽出
した位相変動θをフィルタにて積分し,其の積分出力を
位相回転回路52へ入力し, 直交位相検波器50の出力信号
I,Qの位相情報を -θだけ逆回転させる事により補正
し、位相回転回路52の出力として、位相変動θの無い正
しい位相の直交変調信号I,Qを得て、直交復調器へ出力
する。
【００１２】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、主
・副の各受信信号RFA,RFBの中の単純に受信強度の強い
方を選択する従来のダイバシチ回路よりも、大きな利得
が得られるダイバシチ回路を実現できて、且つフェージ
ング速度が通信の変調信号の速度に近接する移動無線通
信の受信機にも適用できるダイバシチ回路を実現できる
効果が得られる。
・副の各受信信号RFA,RFBの中の単純に受信強度の強い
方を選択する従来のダイバシチ回路よりも、大きな利得
が得られるダイバシチ回路を実現できて、且つフェージ
ング速度が通信の変調信号の速度に近接する移動無線通
信の受信機にも適用できるダイバシチ回路を実現できる
効果が得られる。
【図１】 本発明の請求項１のダイバシチ回路の基本構
成を示す原理図
成を示す原理図
【図２】 本発明の請求項２のダイバシチ回路の構成図
【図３】 本発明の請求項1,2 の動作を説明するための
ベクトルの合成図
ベクトルの合成図
【図４】 本発明の請求項２の動作を説明するための合
成波の出力の図
成波の出力の図
【図５】 本発明の請求項３のダイバシチ回路の(A)制
御回路の内部構成と其の動作を説明するための (B)ベク
トルの合成図
御回路の内部構成と其の動作を説明するための (B)ベク
トルの合成図
【図６】 本発明の請求項４のダイバシチ回路の(A)制
御回路の内部構成と其の動作を説明するための (B)ベク
トルの合成図
御回路の内部構成と其の動作を説明するための (B)ベク
トルの合成図
【図７】 本発明の請求項５のダイバシチ回路の制御回
路の内部構成図
路の内部構成図
【図８】 本発明の請求項６のダイバシチ回路のΔｆに
よる位相変動の補正回路の構成図
よる位相変動の補正回路の構成図
【図９】 本発明の請求項６の実施例のダイバシチ回路
の全体構成図
の全体構成図
【図10】 従来の検波後選択のダイバシチ回路の構成図
【図11】 従来のアンテナ切替のダイバシチ回路の構成
図
図
11,12は同相合成器、21,22は逆相合成器、31,32はスイ
ッチ、41,42は制御回路、11は主ミクサ、21は副ミク
サ、41は最大値検出器、42-1は閾値回路、42-2は比較
器、42はタイマ、43は切替器、50は直交検波器、51は位
相変動検出回路であり, 周波数逓倍回路、52は位相補正
回路であり, 位相回転回路、A は主アンテナ、B は副ア
ンテナ、RFA,RFB はアンテナA,B で受信した無線周波数
信号、IFA,IFB は主ミクサ11,副ミクサ12の各出力の中
間周波数信号、LOA は周波数f の局部搬送波、LOB は周
波数 f±Δf の局部搬送波、RF1 は同相合成器11の出
力、RF2 は逆相合成器21の出力、IF1 は同相合成器12の
出力、IF2 は逆相合成器22の出力である。
ッチ、41,42は制御回路、11は主ミクサ、21は副ミク
サ、41は最大値検出器、42-1は閾値回路、42-2は比較
器、42はタイマ、43は切替器、50は直交検波器、51は位
相変動検出回路であり, 周波数逓倍回路、52は位相補正
回路であり, 位相回転回路、A は主アンテナ、B は副ア
ンテナ、RFA,RFB はアンテナA,B で受信した無線周波数
信号、IFA,IFB は主ミクサ11,副ミクサ12の各出力の中
間周波数信号、LOA は周波数f の局部搬送波、LOB は周
波数 f±Δf の局部搬送波、RF1 は同相合成器11の出
力、RF2 は逆相合成器21の出力、IF1 は同相合成器12の
出力、IF2 は逆相合成器22の出力である。
Claims (6)
- 【請求項１】 設置位置が異なる主・副２つのアンテナ
(A,B) で各受信した２つの受信信号から合成した２つの
合成信号のうち，制御回路(41)で他より強いと判定した
一方を, 其の回路(41)の出力の制御信号(c1)により動作
するスイッチ(31)で選択して復調検波するダイバシチ回
路であって、該主アンテナ(A)の受信信号(RF A ) と副
アンテナ( B)の受信信号(RFB )とを其のまま合成する同
相合成器(11)と該主アンテナ(A)の受信信号(RFA )と副
アンテナ(B) の受信信号(RFB )の何れか一方を逆相にし
たのち合成する逆相合成器(21)とを具え、該制御信号(c
1)により動作するスイッチ(31)が、該同相合成器(11)の
出力(RF1)と該逆相合成器(21)の出力(RF2)の何れかで前
記２つの受信信号( RFA,RFB)又は其の一方を反転したも
のの間の夾角がπ/2以下である一方を選択することを特
徴としたダイバシチ回路。 - 【請求項２】 前記ダイバシチ回路の主アンテナ(A) の
受信信号（RFA ）を一定周波数(f)の局部搬送波(LOA )
で一定中間周波数(IFA )の受信信号に変換する主ミクサ
(11)と、副アンテナ(B)の受信信号（RFB ）を前記主ミ
クサ(11)の局部搬送波(LOA ) の周波数(f)とは一定周波
数（Δf ）だけ異なる周波数(f±Δf)の局部搬送波(L
OB)で前記中間周波数(IFA ) とは前記一定周波数(Δf
）だけ異なる中間周波数(IFB ) の受信信号に変換する
副ミクサ(21)とを、それぞれ前記中間周波数(IFA,IFB )
で動作する同相合成器(12)と逆相合成器( 2 2)の前段に
設け、其の制御回路(42)の出力の制御信号(c2)により動
作するスイッチ(32)が、該同相合成器(12)の出力(IF1)
と逆相合成器(22)の出力(IF2) の中の,合成前の各受信
信号(RFA,RFB)の何れよりも大きな合成信号が出現する
一方の出力(IF1/IF2)を選択して復調検波することを特
徴とした請求項１記載のダイバシチ回路。 - 【請求項３】 前記ダイバシチ回路のスイッチ(32)の制
御回路(42)が、該スイッチ(32)の出力(IF1/IF2)の信号
強度(RSSI)の最大値Ａ（真数）を検出する最大値検出器
(41)と、其の検出した最大値Ａを基にした一定値Ａ21/2
を比較の閾値として生成する閾値回路(42-1)と、其の生
成出力の一定値Ａ21/2を閾値とし前記スイッチ(32)の出
力(IF1/IF2) の信号強度(RSSI)を比較する比較器(42-2)
とから成り、該比較器(42-2)の閾値の一定値Ａ21/2を前
記局部搬送波(LOA,LOB )の差周波数（Δf ）の周期の半
分(1/2Δf)毎にリセットして，該比較器(42-2)にて前記
スイッチ(32)の出力(IF1/IF2)の信号強度(RSSI)が該閾
値Ａ/21/2 と一致した時の制御信号(c3)による該スイッ
チ(32)の選択した出力(IF1/IF2)を復調検波することを
特徴とした請求項２記載のダイバシチ回路。 - 【請求項４】 前記ダイバシチ回路のスイッチ(32)の制
御回路(42)が、該スイッチ(32)の出力(IF1/IF2)の信号
強度(RSSI)の最大値Ａ（真数）を検出する最大値検出器
(41)と、其の最大値Ａを検出した時に始動して略（1/Δ
f)/4だけ時間経過した時点で制御信号(c4)を生成するタ
イマ(42)とから成り、該タイマ(42)の生成した制御信号
(c4)による該スイッチ(32)の選択した出力(IF1/IF2)を
復調検波することを特徴とした請求項２記載のダイバシ
チ回路。 - 【請求項５】 前記ダイバシチ回路のスイッチ(32)の制
御回路(42)が、該スイッチ(32)の出力(IF1又はIF2)の信
号強度(RSSI)を最大値検出器(41)で検出した最大値Ａが
比較器(43)の閾値である一定値Ａ21/2へ変化した時の制
御信号(c3)と、該信号強度(RSSI)が最大値Ａとなった時
に始動したタイマ(42)が一定時間（1/Δf)/4だけ経過し
た時に発生する制御信号(c4)とを切り替えて出力し、其
の切替出力(c3/c4)を制御信号とした該スイッチ(32)の
選択した出力(IF1/IF2)を復調検波することを特徴とし
た請求項２記載のダイバシチ回路。 - 【請求項６】 前記ダイバシチ回路が直交位相変調(QPS
K)信号の移動無線機の受信機に使用され, 主・副アンテ
ナの各受信信号(RF A,RF B)を周波数変換する為の局部
搬送波(LOA,LOB )の差周波数（Δf ）が通信の位相変調
信号の速度に近接した値となった場合に、其の各受信信
号を直交検波した出力を周波数逓倍して該差周波数（Δ
f ）による位相変動分（θ）を検出する位相変動検出回
路(51)と、其の検出した位相変動分を補正する為に該受
信信号の直交検波出力の位相を該位相変動分（θ）だけ
逆回転させる位相補正回路(52)とを, 該受信信号(RF A,
RF B)を周波数変換したIF帯又は直交検波後のベースバ
ンド帯に設けることを特徴とした請求項２記載のダイバ
シチ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5252018A JPH07107024A (ja) | 1993-10-08 | 1993-10-08 | ダイバシチ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5252018A JPH07107024A (ja) | 1993-10-08 | 1993-10-08 | ダイバシチ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07107024A true JPH07107024A (ja) | 1995-04-21 |
Family
ID=17231444
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5252018A Withdrawn JPH07107024A (ja) | 1993-10-08 | 1993-10-08 | ダイバシチ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107024A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7640040B2 (en) | 2005-08-22 | 2009-12-29 | Kyocera Corporation | Systems and methods for tuning an antenna configuration in a mobile communication device |
| JP2010028707A (ja) * | 2008-07-24 | 2010-02-04 | Japan Radio Co Ltd | ダイバーシティ受信機 |
| US7761071B2 (en) | 2003-05-16 | 2010-07-20 | Oki Semiconductor Co., Ltd. | Variable gain amplifier, and AM-modulated signal reception circuit and detection circuit |
-
1993
- 1993-10-08 JP JP5252018A patent/JPH07107024A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7761071B2 (en) | 2003-05-16 | 2010-07-20 | Oki Semiconductor Co., Ltd. | Variable gain amplifier, and AM-modulated signal reception circuit and detection circuit |
| US7640040B2 (en) | 2005-08-22 | 2009-12-29 | Kyocera Corporation | Systems and methods for tuning an antenna configuration in a mobile communication device |
| JP2010028707A (ja) * | 2008-07-24 | 2010-02-04 | Japan Radio Co Ltd | ダイバーシティ受信機 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20001226 |