JPH0681054B2 - 線形性制御機能を有するデジタル・アナログ変換器 - Google Patents

線形性制御機能を有するデジタル・アナログ変換器

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JPH0681054B2
JPH0681054B2 JP63047695A JP4769588A JPH0681054B2 JP H0681054 B2 JPH0681054 B2 JP H0681054B2 JP 63047695 A JP63047695 A JP 63047695A JP 4769588 A JP4769588 A JP 4769588A JP H0681054 B2 JPH0681054 B2 JP H0681054B2
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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    • H03K9/08—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal of duration- or width-mudulated pulses or of duty-cycle modulated pulses
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit

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Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ この発明は、デジタル・アナログ変換デバイス（DAC）
に関するものであり、特に、電気的測定デバイスにおい
て利用されるような変換デバイスに関するものである。
より特定的には、この発明は、公知のデジタル・アナロ
グ変換デバイスにおいて発生しかつ入力電圧源間のイン
ピーダンスの不整合によって引起こされる非線形性の問
題を修正することに関している。
［背景技術］ 先行技術の電気的測定デバイスは、15Hzから10KHzの範
囲内で比較的固定された周波数を有し、変調されたデュ
ーティサイクルを有する切換えられた信号を用いること
が知られている。この信号は次にフィルタリングされ、
そして最終的な結果は、アナログの直流電圧となって機
器の出力においてバッファされかつ利用される。パルス
幅変調された信号を変調し、変換し、そしてフィルタリ
ングするための様々な技術が先行技術において利用され
てきた。しかしながら、より広く利用されている技術
は、線形性の問題を引起こすことが知られている。
１つのそのような技術は、パルス幅変調（PWM）信号を
発生するパルス幅変調器を利用しており、発生したPWM
信号は複数のスイッチの開閉を制御するのに用いられ
る。これらのスイッチは、既知の基準電圧たとえば電源
電位＋Ｖおよび接地電位GNDをフィルタに接続し、これ
により、入力PWM信号のパルス幅の平均値に比例するア
ナログ電圧が非反転増幅器出力として発生する。しかし
ながら、非反転増幅器構成には非線形性の問題があるこ
とが知られている。
そのような非線形性を最小限にするための方法の１つと
して、DACに反転増幅器を用いることが知られている。
しかしながら、そのような回路は非常に複雑でありかつ
非反転増幅器に要求されるよりもはるかに厳密な特性を
必要とする。
たとえば、出力信号に対する適切な極性を得るために第
２の反転段階が要求される。さらに、高感度のゼロ検出
および較正技術を用いた測定装置内において信号を反転
するために、精密な増幅器を備えた精密な回路が要求さ
れる。そのような付加的回路によってノイズが信号に導
入され、その結果測定装置の制度に悪影響を及ぼすこと
になる。
DACへの入力に反転増幅器を使用することによるさらに
別の問題点は、反転増幅器を使用する回路に対しては、
増幅器の入力端子ではなく回路のループ内にフィルタ回
路が設けられなければならないという事実である。その
ようなフィルタリング装置は、特に多極フィルタのため
のフィルタリング装置は、深刻な安定性の問題を生じさ
せ、そのような問題は、さらに別の回路修正によって克
服されなければならない。
さらに、反転増幅器のフィードバックループにフィルタ
が必要とされるので、増幅器に供給される信号は高周波
信号である。したがって、増幅器は、ループ利得要求を
満たすために、精密で、安定性のある、高周波特性を有
していることが必要とされる。すなわち、もしも非線形
性の問題を解決するために反転増幅器が利用されるなら
ば、高周波増幅器が必要とされる。
したがって、先行技術においては、PWM信号をDACデバイ
スに供給する入力回路において発生する線形性に対する
補償をもたらす必要性がある。より特定的には、DAC入
力回路で発生する非線形性の問題を克服すると同時に、
その回路において付加的な問題を生じさせず、かつより
複雑で高価な回路をも必要としないということが必要で
ある。
非線形性を最小限にとどめる別の公知の技術は、引続き
非反転増幅器を使用して反転増幅器を使用することによ
って引起こされる問題点を回避しているが、この技術で
は、ソフトウェア制御を利用し、そこでシリーズおよび
シャントスイッチの不整合な抵抗が測定される。したが
ってそのような不整合による予期される非線形性は、ソ
フトウェアによって計算され、そして測定された出力電
圧は、計算処理方式によって、推定された非線形性に対
して補正がなされる。
しかしながら、ソフトウェアの補正は、本質的にリアル
タイムでは行なわれず、したがって、明からに、出力信
号の有効な利用に先立って出力信号の高価な処理が必要
とされる。
こうして先行技術では、非線形性を評価しおよび／また
は補正するために付加的な計算のステップが実行される
ことを必要とせずに、PWMからシリーズ−シャント回路
を介してDACに供給される信号のリアルタイムの線形性
の補正が必要とされる。
［発明の開示］ それゆえに、この発明の主たる目的は、先行技術の問題
点を克服することであり、より特定的には、PWM入力信
号を受取る線形性補正機能を有するDAC回路を提供する
ことである。
この発明のより特定的な目的は、入力増幅器手段に２つ
の電圧レベルを供給するために用いられる２個のスイッ
チング装置の間のインピーダンス不整合によって引起こ
される非線形性を克服する線形性補正機能を有するDAC
回路を提供することである。
この発明のさらなる目的は、反転増幅器の使用を必要と
せずに、DACの入力増幅器手段に２つの電圧レベルを供
給する入力スイッチのインピーダンス不整合によって引
起こされる非線形性を修正することである。
この発明のさらに他の目的は、フィルタがスイッチング
装置と増幅器入力との間に設けられているような非反転
増幅器に与えられる切換えられた入力電圧のための線形
性補正入力回路を有するDACを提供することである。
この発明の上述の目的に従って、この発明は、線形性制
御機能を有するデジタル・アナログ変換器である。
デジタル・アナログ変換器は、変調された信号を受取っ
てフィルタリングし、アナログの出力電圧に変換して供
給する入力増幅器手段を備えている。ここで、変調され
た信号は、少なくとも２個のスイッチングデバイスを介
して供給されかつ入力増幅器手段に切換えながら接続さ
れる異なる電圧から成り立っている。
デジタル・アナログ変換器はさらに、電圧源手段と、制
御された増幅器手段とを備える。制御された増幅器手段
は、電圧源手段に結合されかつ２個のスイッチングデバ
イスの一方を介して入力増幅器手段の入力に結合され、
電圧源手段によって供給される第１の電圧を入力増幅器
手段への入力において実質的に一定値に維持する。制御
された増幅器手段はさらに、スイッチングデバイスの一
方の抵抗が第１の電圧に影響することを実質的になくす
のに十分な大きさの利得を有している。
デジタル・アナログ変換器はさらに、少なくとも２個の
スイッチングデバイス間の抵抗値の差を補償するための
線形性補償回路手段をさらに備えている。線形性補償回
路手段は、入力増幅器手段の出力電圧をフィードバック
するフィードバック手段を含んでおり、このフィードバ
ック手段は、スイッチングデバイスの他方を介して入力
増幅器手段の入力に供給される第２の電圧によって引き
起こされるべき実質的にすべての電流を集めてスイッチ
ングデバイスの他方からすべての電流を除去する抵抗性
経路を含んでいる。これにより、スイッチングデバイス
の他方の抵抗が第２の電圧に影響することをなくすこと
ができる。
好ましくは、フィードバック手段は、入力増幅器手段の
出力に接続された入力を備えたフィードバック増幅器を
含み、このフィードバック増幅器は、入力増幅器手段の
出力電圧を所定倍した電圧に等しい出力電圧を供給する
ように構成されている。さらに、この回路は、第２のス
イッチングデバイスから引出された電流を、入力増幅器
手段の入力端子から第２のスイッチングデバイスに供給
される電流に等しくなるように設定するように構成され
る。
この発明の他の局面に従えば、パルス幅変調信号を受取
ってフィルタリングし、アナログの出力電圧に変換して
供給する入力増幅器手段を含むデジタル・アナログ変換
器が提供される。その信号は、第１および第２の制御さ
れたスイッチングデバイスによって変調されて第１の増
幅器の入力に転送される第１および第２の電圧からな
る。第１および第２の制御されたスイッチングデバイス
は、入力増幅器手段の入力に接続され、さらにスイッチ
ングデバイスの少なくとも一方の抵抗値が入力増幅器手
段によって生じる出力電圧に影響することをなくすため
の抵抗値除去手段を含む。抵抗値除去手段は、入力増幅
器手段の入力から少なくとも一方のスイッチングデバイ
スに供給される電流量に実質的に等しい量の電流をスイ
ッチングデバイスから引出すための引出し手段を含む。
引出し手段は、入力増幅器手段の出力と少なくとも一方
のスイッチングデバイスとの間に接続された増幅器を含
む。利得制御手段が増幅器の利得を制御するために設け
られ、それによって入力増幅器手段の出力電圧の所定の
関数として増幅器の出力電圧を供給する。さらに、その
引出し手段は、増幅器の出力電圧の所定の関数である量
の電流を設定するための電流制御デバイスを含む。その
電流制御デバイスは、その電流をスイッチングデバイス
から得るように接続され、その結果、入力増幅器手段の
入力端子から少なくとも一方のスイッチングデバイスに
供給される電流のすべては、引出し手段によって引出さ
れる。こうしてこの発明の構成は、スイッチングデバイ
スの内部抵抗値のいかなる影響も、入力増幅器手段の出
力電圧または電流に及ぶことを実質的に除去している。
好ましくは、デジタル・アナログ変換器において、電流
制御デバイスは、入力増幅器手段の入力端子から少なく
とも一方のスイッチングデバイスに供給される電流に対
する増幅器の出力電圧の比率として選択されたインピー
ダンスを含む。
さらに、利得制御手段は、増幅器の入力および出力端子
に接続される抵抗回路網を含む。
この発明のさらに他の局面に従うと、この発明は、デジ
タル的に変調された信号を受取りかつデジタル的に変調
された信号をそれに関連した値を表わすアナログ信号に
変換するように接続された入力増幅器手段と、第１およ
び第２の電圧を変調して入力増幅器手段の入力にそれぞ
れ伝送するための少なくとも２個の制御されたスイッチ
ングデバイスとを備えた、デジタル・アナログ変換器を
提供する。第１の制御スイッチングデバイスは第１の電
圧レベルに接続され、そして第２のスイッチングデバイ
スは第２の電圧レベルに接続される。
補正手段は、入力増幅器手段によって発生される出力電
圧から、第１および第２の制御されたスイッチングデバ
イス間の抵抗値の不整合の影響を取除くために設けられ
る。補正手段は、少なくとも一方のスイッチングデバイ
スがオンのときに入力増幅器手段の入力から少なくとも
一方のスイッチングデバイスに供給される電流量に実質
的に等しい量の電流を少なくとも１つのスイッチングデ
バイスから引出すための引出し手段を含む。引出し手段
はさらに、多数の構成要素を含む。増幅器は、入力増幅
器手段の出力と少なくとも一方のスイッチングデバイス
との間に接続される。利得制御デバイスは、増幅器の利
得を制御するために設けられ、それによって入力増幅器
手段の出力電圧の所定の関数として増幅器の出力電圧を
供給する。電流制御装置は、増幅器の出力電圧の所定の
関数として電流の大きさを設定するために含まれる。電
流制御装置は、スイッチングデバイスから電流を得るよ
うに接続され、それによって入力増幅器手段の入力端子
から少なくとも一方のスイッチングデバイスに与えられ
る電流がすべて、引出し手段によって引出される。した
がって、この発明の構成は、少なくとも一方のスイッチ
ングデバイスの内部インピーダンスの効果が、入力増幅
器手段の出力電圧または電流に影響を及ぼすことを実質
的になくす。
この発明に従えば、補正手段はさらに、第２の制御され
たスイッチングデバイスのインピーダンスの影響が、入
力増幅器手段の出力電圧または電流に及ぶことをなくす
ための他の手段を含む。
この発明を具体化する実際の回路において、第１および
第２の制御されたスイッチングデバイスは、そのゲート
端子に与えられる制御電圧によって駆動されるFETスイ
ッチングトランジスタを含む。スイッチング構成は、入
力増幅器手段の入力とシリーズにかつシャントに接続さ
れたシリーズおよびシャント接続スイッチングトランジ
スタを含む。
有利には、入力増幅手段は好ましくは非反転増幅器を含
む。
さらに、信号のためのフィルタが設けられており、この
フィルタは好ましくは入力増幅器手段への入力に接続さ
れている。
この発明の他の目的、特徴および有利な点は以下の説明
から当業者には容易に明らかになるであろう。以下の説
明ではこの発明の好ましい実施例が既述されているがこ
れは単に例示のためであってこの発明を実施するために
適した最良のモード（および代替の実施例）に限られる
わけではない。この明細書を研究しかつ実施されるにあ
たって認められるであろうように、この発明はさらに他
の異なる実施例が可能であり、そのいくつかの詳細はこ
の発明から逸脱することなしに種々の明らかな局面で修
正が可能である。したがって、ここで与えられる図面お
よび説明は記述上例示的であるとみなされるべきでこの
発明を限定するものではない。
［発明を実施するための最良のモード］ 図面を参照すると、唯一の図は、この発明を具体化する
回路構成を示しており、そこでは精密な直流電圧レベル
および接地レベル（または他の直流レベル）が、デジタ
ル・アナログ変換のための入力増幅器手段を構成する演
算増幅器およびフィルタ回路に供給されており、そして
非線形性がこの発明の概念に従って最小にされる。
図面に示されるように、フィルタリングされたPWM信号
が非反転増幅器10の入力に与えられる。そのような信号
は、参照番号12で包括的に示されるシリーズ−シャント
スイッチ構成によって供給され、そこでは、電流14およ
びセンス増幅器15によって与えられる精密直流電圧、す
なわち基準電圧が、シリーズスイッチ16および後述する
フィルタ26を介して非反転増幅器10の入力に接続され、
一方接地レベルは、シャントスイッチ18およびフィルタ
26を介して非反転増幅器10の入力に接続される。
シリーズスイッチ16は、本質的に並列接続されている第
１のスイッチングトランジスタ22と第２のセンススイッ
チトランジスタ21とから形成され得る。シリーズ−シャ
ントの組合わせのスイッチは、パルス幅変調器（PWM）
（示されていない）によって出力される所望のデューテ
ィサイクル比を有する制御電圧20によって制御されるエ
ンハンスメント型電界効果トランジスタ（MOSFET）であ
る。スイッチ22および21を含むシリーズスイッチ16は、
基準電圧源14および増幅器15によって利用され、シャン
トスイッチ18とともに、図面に示された感知された電圧
Vxを供給する。
制御電圧は、シリーズスイッチ16を形成する２個のトラ
ンジスタ21および22のゲートと、シャントスイッチ18を
形成するトランジスタ23のゲートとに与えられる。もし
もトランジスタ23の導電形式がトランジスタ21および22
の導電形式と同じであれば、インバータ24は、トランジ
スタ23のゲートに反転された制御電圧20を与えるために
設けられる。あるいは、もしもトランジスタ21および22
とトランジスタ23とが反対の導電形式のトランジスタで
あれば、制御電圧20は直接トランジスタ23のゲートに与
えられてもよい。
上述のシリーズ−シャントスイッチの組合わせは、直流
または接地電圧のいずれかを増幅器入力に接続する。し
かしながら、シリーズおよびシャントスイッチングトラ
ンジスタの抵抗値間の不整合により、前述の組合わせ
は、回路に非線形性の発生源をもたらすということが見
出されている。
動作において、制御電圧20のデューティサイクルの変化
は、パルス幅変調された波形Vxを提供し、その平均値は
出力電圧に等しい。PWM波形は、積分のすなわち低域通
過のフィルタ構成で、抵抗器R1およびコンデンサC1を含
むものとして例示されるフィルタ26を介してフィルタリ
ングされる。単純なフィルタが示されているが、この発
明に関連のある分野の熟練者によって評価されるよう
に、結果の精度を増すために５極または６極のフィルタ
が典型的には利用されるであろう。
パルス幅変調された波形Vxの平均電圧は、図面でVoとし
て示されているアナログまたは直流の電圧によって増幅
器10の出力において表わされる。しかしながら、回路の
抵抗値のために、より特定的には一方のトランジスタ21
および22のオン抵抗値と、他方のトランジスタ23のオン
抵抗値との差のために、２つの電圧レベルが増幅器10の
入力端子に供給されたときに、いくらかの電流の差が存
在することがある。すなわち、トランジスタ（FET）
は、瞬時にオン・オフされ得ないため、制御電圧20によ
ってオン・オフされるトランジスタのチャネル物質の抵
抗が、基準電圧の方形波Vxの立上がりを歪ませるという
ことに注目すべきである。このようにトランジスタのイ
ンピーダンス不整合によって非線形性の問題が生じるこ
とになる。したがって、出力電流Voは、Vxの非線形の関
数になることがあり、より特定的には、そのデューティ
サイクル変調によって表わされるパラメータの非線形の
関数になることがある。
本願発明は、このような非線形性の問題を有する従来の
デジタル・アナログ変換器に、増幅器10の出力からノー
ドVxの間に、増幅器28およびスイッチ27を含むフィード
バック経路を加えたものであり、これによってトランジ
スタ23がオンしたときにトランジスタ23から電流を引き
離して、トランジスタ23の抵抗の影響を排除し、ひいて
はトランジスタ23によって誘起される非線形性を除去し
ようとするものである。
この発明において、トランジスタ21,22および23の抵抗
値の影響が以下のようにして除去される。
センス増幅器15は、実際には精密な基準電源14内に含ま
れる構成要素であり、高インピーダンスバッファであ
る。このセンス増幅器15は、トランジスタ21および22が
オンされたときに、電圧Vxを精密な基準電圧と比較し、
電圧の差によって表わされる電流の補正量をフィルタ26
のコンデンサC1に与える。このセンス増幅器15は、電源
電圧14に変化をもたらすものではなく、むしろセンス増
幅器15の２つの入力間の電圧の増分が精密であることを
確実にするものである。すなわち、このセンス増幅器15
なしでは、変換器の回路の抵抗が電圧源14と直列に配置
されることになり、負荷がかかって電圧が変化してしま
うことになる。
さらに、トランジスタ21および22がオフされているとき
に、増幅器10の入力ノードから流れているすべての電流
は、トランジスタ23から増幅器28の出力端子に流れてい
る電流と一致される。そしてこの結果トランジスタ23の
オン抵抗が除去される。ここで、トランジスタ27が設け
られていれば、トランジスタ21および22がオンして電圧
源14がノードVxに接続されたときに、トランジスタ27は
オフとなり、抵抗R3を介して電流が引き出されることを
防止する。すなわち、トランジスタ27は回路動作にとっ
て絶対必要なものではなく、選択的なものであり、トラ
ンジスタ23にも与えられる反転された制御電圧によって
駆動されるこのトランジスタ27は、トランジスタ21およ
び22がオンのときにオフとなって、PWM波形のこのよう
な期間中に、いかなる電流も増幅器10への入力から外れ
てフィードバック経路に入ってしまうようなことがない
ことを確実にする。こうして、フィルタの抵抗R1に対す
るスイッチングトランジスタ21および22の抵抗値の関与
は、典型的には０ないし５Ωの範囲内にあるが、これら
は効果的にすべて除去される。
すなわち、FET21および22の実効抵抗値R21およびR
22は、増幅器15に対するオープンループの利得であるフ
ァクタＡによって除算される。このファクタは、演算増
幅器に対して非常に高いものであり、増幅器15の利得
は、（R21＋R22）/Aに等しく、このように高インピーダ
ンスバッファを用いるのは、FETの実効抵抗を無視でき
るようにするためである。したがって、非常に大きなル
ープ利得に対しては、上述のように、フィルタ26および
増幅器10から見た抵抗値に対するFET21および22の関与
は、無視され得るものにされ、そして回路の動作に影響
を与えず、効果的にゼロにまで減少させられる。
回路の動作の非線形性に加わるさらなる要点は、トラン
ジスタ23の抵抗値である。トランジスタ21および22の抵
抗値は効果的にゼロにまで減少されているので、この発
明において提供される回路は、トランジスタ21および22
の実効抵抗値と整合するようにトランジスタ23の抵抗値
を効果的にゼロまで減少させる。
その目的のために、この発明の構成は、フィードバック
増幅器28を加えている。
増幅器28は、増幅器10の出力に接続される。増幅器28に
は、本質的に単位比率で電圧入力を反転するために、適
当なフィードバックおよび入力抵抗R2が設けられてい
る。こうして、増幅器28は、増幅器10の出力電圧Voを反
転する。しかしながら、非単位利得をもたらすためおよ
び増幅器10の何らかの非単位利得特性を補償するため
に、増幅器28への入力および出力抵抗は、所与の異なる
値であってもよい。
図面に示されるように抵抗器28の出力は、抵抗器R3を介
してトランジスタ23のドレインに接続される。この発明
の改良された回路の動作は以下の説明から理解されるで
あろう。
フィルタ26の出力はVoで表わされ、これは実質的に単位
利得のバッファとして機能する増幅器10の出力および入
力の双方において見出される。この電圧Voはまた増幅器
28への入力でもあり、この増幅器28は、出力電圧−Voを
抵抗器R3に与える。トランジスタ23が活性化されると、
すなわちオンにされると、フィルタ26の抵抗器R1を介す
るI1で示される電流が、トランジスタ23のドレインに流
れる。電流の大きさは、次式によって簡単に決定され
る。
I1＝Vo/R1 この発明に従えば、この電流は、増幅器28の出力電圧−
Voに接続される抵抗器R3を介して流れる電流I2に正確に
整合させられる。I2の大きさは、 I2＝Vo/R3 で得られるので、それらの電流は、R3をR1に等しく設定
することによって互いに整合されられ得る。もちろん、
もしも必要ならば、どのような残余の電流または回路の
差をも相殺するために、等価性の要求に対していくつか
の修正がなされてもよい。たとえば、増幅器28の出力と
電圧Vxの間にR1に等しい組合わされた抵抗値を設けるた
めに、抵抗器R3は、トランジスタ27のオン抵抗値に等し
い値だけR1よりいくらか小さくされてもよい。あるい
は、増幅器10の出力よりも大きい出力電圧を増幅器28の
出力に供給することによって、オンのスイッチングトラ
ンジスタ27にかかるいかなる電圧降下も補償され得るで
あろう。
したがって、トランジスタ23（またはトランジスタ23お
よび27）が制御電圧20によってオンにされると、増幅器
10の入力ノードからトランジスタ23に流れ込むすべての
電流は、そこから増幅器28の出力端子へと流出する電流
に整合される。したがって、いかなる電流もトランジス
タ23を介して流れない。いかなる電流もトランジスタ23
を介して流れないので、いかなる電圧もそこに存在しな
い。さらに、トランジスタ23のオン抵抗値のいかなる影
響も完全に取り除かれている。
この発明の上述の実施例は、構成12のシャントおよびシ
リーズのスイッチの間の整合された抵抗値をもたらして
いるので、それらの間の不整合による非線形性は効果的
に取除かれる。
一般的に、この発明の好ましい実施例において、増幅器
10の入力端子からスイッチングトランジスタ23に与えら
れる電流のすべてがスイッチングトランジスタ23から引
出される。この動作は、増幅器10の出力電圧の所定の関
数である出力電圧を発生するフィードバック増幅器28を
設けることによって達成される。この発明が用いられる
特定の用途に従って、他の関数が用いられてもよいが、
好ましくは、増幅器28の出力電圧は、増幅器10の出力電
圧を負にしたものである。
フィードバック増幅器28に与えられる電流を制御するた
めに、抵抗器R3の形でインピーダンスが選択される。増
幅器28に供給される電流は、スイッチングトランジスタ
23に供給される電流に等しいように選択される。増幅器
28の出力とトランジスタ23における電圧との電圧差と、
増幅器10からトランジスタ23に供給される電流との比率
に等しいようにインピーダンスR3を選択することによっ
て、そのような供給された電流はすべてトランジスタ23
から引出される。
この発明の好ましい実施例の前記の説明は例示および説
明のために提示され、あますところないわけではなくま
たこの発明を開示された厳密な形式に制御するように意
図されてもおらず、多くの修正および変形が上述の教示
に照らし合せて可能である。例示は発明の原理およびそ
の実際の応用を最善に説明するために選択されかつ記述
され、それによって当業者がそのために実行された特定
の使用に適した種々の実施例および種々の修正をしてこ
の発明を利用することが可能となる。特許請求の範囲が
合法的かつ公正に資格を有している隅々にまで従ってい
ると解釈されるとき、この発明の範囲は特許請求の範囲
によって規定されることが意図されている。
【図面の簡単な説明】
唯一の図はこの発明を具体化する回路の例示である。 図において、10は非反転増幅器、12はシリーズ−シャン
トスイッチングデバイス、14は電源、15はセンス増幅
器、16はシリーズスイッチ、18はシャントスイッチ、20
は制御電圧、21は第２のセンススイッチ、22は第１のス
イッチングトランジスタ、23はトランジスタ、24はイン
バータ、26はフィルタ、27は第４のスイッチング電界効
果トランジスタ、28は増幅器を示す。

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】線形性制御機能を有するデジタル・アナロ
    グ変換器であって、 変調された信号を受取ってフィルタリングし、アナログ
    の出力電圧に変換して供給する入力増幅器手段（10,2
    6）を備え、 前記変調された信号は、少なくとも２個のスイッチング
    デバイス（21,23）を介して供給されかつ前記入力増幅
    器手段に切換えられながら接続される異なる電圧からな
    り、 電圧源手段（14）と、 前記電圧源手段に結合されかつ前記２個のスイッチング
    デバイスの一方を介して前記入力増幅器手段の入力に結
    合され、前記電圧源手段によって供給される第１の電圧
    を前記入力増幅器手段への入力において実質的に一定値
    に維持する制御された増幅器手段（15,22）とをさらに
    備え、 前記制御された増幅器手段は、前記スイッチングデバイ
    スの前記一方の抵抗が前記第１の電圧に影響することを
    実質的になくすのに十分な大きさの利得を有し、 前記少なくとも２個のスイッチングデバイス間の抵抗値
    の差を補償する線形性補償回路手段（28,R2，R3,27）を
    さらに備え、 前記線形補償回路手段は、前記入力増幅器手段の出力電
    圧をフィードバックしかつ前記スイッチングデバイスの
    他方を介して前記入力増幅器手段の入力に供給される第
    ２の電圧によって引き起こされるべき実質的にすべての
    電流を集めて前記スイッチングデバイスの前記他方から
    すべての電流を除去する抵抗性経路（R3,27）を有する
    フィードバック手段（28,R2，R3,27）を含み、これによ
    り前記スイッチングデバイスの前記他方の抵抗が前記第
    ２の電圧に影響することをなくす、アナログ・デジタル
    変換器。
  2. 【請求項２】前記フィードバック手段は、入力と出力と
    を有するフィードバック増幅器手段（28）を含み、 前記フィードバック増幅器手段の前記入力は、前記入力
    増幅器手段の前記出力電圧を受取るように接続され、 前記フィードバック増幅器手段は、前記入力増幅器手段
    からの前記出力電圧を所定倍した電圧に等しい出力電圧
    を供給し、 前記スイッチングデバイスの前記他方から引き出された
    電流を、前記入力増幅器手段の前記入力端子から前記ス
    イッチングデバイスの前記他方に供給される電流に等し
    くなるように設定する手段（R3）をさらに備える、請求
    項１記載のデジタル・アナログ変換器。
  3. 【請求項３】線形性制御機能を有するデジタル・アナロ
    グ変換器であって、 パルス幅変調信号を受取ってフィルタリングし、アナロ
    グの出力電圧に変換して供給する入力増幅器手段（10,2
    6）と、 第１および第２の電圧を前記入力増幅器手段の入力に変
    調された態様で伝送する第１および第２の制御されたス
    イッチングデバイス（21,23）とを備え、 前記第１および第２の制御されたスイッチングデバイス
    は、前記入力増幅器手段の前記入力に接続され、ここで
    前記第１の制御されたスイッチングデバイスは第１の電
    圧レベルに接続され、かつ前記第２の制御されたスイッ
    チングデバイスは第２の電圧レベルに接続され、 前記デジタル・アナログ変換器は、 前記スイッチングデバイスの少なくとも一方の抵抗値
    が、前記入力増幅器手段によって発生される出力電圧に
    影響することをなくす抵抗値除去手段（28,R2，R3,27）
    をさらに備え、 前記抵抗値除去手段は、前記入力増幅器の前記入力から
    前記少なくとも一方のスイッチングデバイス（23）に供
    給される電流量に実質的に等しい電流量を前記少なくと
    も一方のスイッチングデバイスから引き出すための引出
    し手段（28,R2，R3,27）を含み、 前記引出し手段は、 前記入力増幅器手段の出力と前記少なくとも一方のスイ
    ッチングデバイス（23）との間に接続された増幅器手段
    （28）と、 前記増幅器手段の利得を制御して、それによって前記入
    力増幅器手段の前記出力における前記出力電圧の所定の
    関数として前記増幅器手段の出力電圧を供給する利得制
    御手段（R2）と、 前記増幅器手段の前記出力電圧の所定の関数として電流
    値を供給する電流制御手段（R3）とを有し、 前記電流制御手段は、前記少なくとも一方のスイッチン
    グデバイスから前記電流値を得るように接続され、 それによって、前記入力増幅器手段の前記入力端子から
    前記少なくとも一方のスイッチングデバイスに供給され
    る電流のすべてが、前記引出し手段によって引き出さ
    れ、 それによって、前記少なくとも一方のスイッチングデバ
    イスの内部抵抗値のいかなる影響も、前記入力増幅器入
    力手段の出力電圧または電流に及ぶことを実質的になく
    す、デジタル・アナログ変換器。
  4. 【請求項４】前記電流制御手段は、前記入力増幅器手段
    の前記入力端子から前記少なくとも一方のスイッチング
    デバイスに供給される前記電流に対する前記増幅器手段
    の前記出力電圧の比率として選択されるインピーダンス
    手段（R3）を含む、請求項３記載のデジタル・アナログ
    変換器。
  5. 【請求項５】前記利得制御手段は、前記増幅器手段の入
    力および出力端子に接続される抵抗回路網手段（R2）を
    含む、請求項４記載のデジタル・アナログ変換器。
  6. 【請求項６】前記利得制御手段は、前記増幅器手段の入
    力および出力端子に接続される抵抗回路網手段（R2）を
    含む、請求項３記載のデジタル・アナログ変換器。
  7. 【請求項７】線形性制御機能を有するデジタル・アナロ
    グ変換器であって、 デジタル的に変調された信号を受取りかつ前記デジタル
    的に変調された信号をそれに関連した値を表わすアナロ
    グ信号に変換するように接続された入力増幅器手段（1
    0,26）と、 第１および第２の電圧を前記入力増幅器手段の入力に変
    調された態様でそれぞれ伝送するための少なくとも第１
    および第２の制御されたスイッチングデバイス（21,2
    3）とを備え、 前記第１および第２の制御されたスイッチングデバイス
    は、前記入力増幅器手段の前記入力に接続され、ここで
    前記第１の制御されたスイッチングデバイスは第１の電
    圧レベルに接続され、かつ前記第２の制御されたスイッ
    チングデバイスは第２の電圧レベルに接続され、 前記ディジタル・アナログ変換器は、 前記第１および第２の制御されたスイッチングデバイス
    間の抵抗値の不整合の影響を、前記入力増幅器手段によ
    って発生された出力電圧から取除くための補正手段（2
    8,R2，R3,27）をさらに備え、 前記補正手段は、 少なくとも一方の前記スイッチングデバイス（23）がオ
    ンのときに前記入力増幅器手段の前記入力から前記少な
    くとも一方のスイッチングデバイスに与えられる電流量
    に実質的に等しい電流量を前記少なくとも一方のスイッ
    チングデバイスから引き出すための引出し手段（28,
    R2，R3,27）を含み、 前記引出し手段は、 前記入力増幅器手段の出力と前記少なくとも一方のスイ
    ッチングデバイス（23）との間に接続された増幅器手段
    （28）と、 前記増幅器手段の利得を制御して、それによって前記入
    力増幅器手段の前記出力における出力電圧の所定の関数
    として前記増幅器手段の出力電圧を供給する利得制御手
    段（R2）と、 前記増幅器手段の前記出力電圧の所定の関数として電流
    値を与える電流制御手段（R3）とを含み、 前記電流制御手段は、前記少なくとも一方のスイッチン
    グデバイスから前記電流値を得るように接続され、 それによって、前記入力増幅器手段の前記入力端子から
    前記少なくとも一方のスイッチングデバイスに供給され
    る電流のすべてが、前記引出し手段によって引き出さ
    れ、 それによって、前記少なくとも一方のスイッチングデバ
    イスの内部インピーダンスのいかなる影響も、前記入力
    増幅器手段の出力電圧または電流に及ぶことを実質的に
    なくす、デジタル・アナログ変換器。
  8. 【請求項８】前記補正手段は、前記制御されたスイッチ
    ングデバイスの第２のもののインピーダンスの影響が、
    前記入力増幅器手段の出力電圧または電流に及ぶことを
    なくす手段をさらに含む、請求項７記載のデジタル・ア
    ナログ変換器。
  9. 【請求項９】前記第１および第２の制御されたスイッチ
    ングデバイスは、そのゲート端子に与えられる制御電圧
    によって駆動されるFETスイッチングトランジスタを含
    み、前記入力増幅器手段の前記入力にシリーズにかつシ
    ャントに接続されるシリーズおよびシャント接続スイッ
    チングトランジスタを含む、請求項７記載のデジタル・
    アナログ変換器。
  10. 【請求項１０】前記入力増幅器手段は、非反転増幅器
    （10）を含む、請求項９記載のデジタル・アナログ変換
    器。
  11. 【請求項１１】前記入力増幅器手段への前記入力におい
    て接続されたフィルタ手段（26）をさらに備えた、請求
    項10記載のデジタル・アナログ変換器。
  12. 【請求項１２】前記入力増幅器手段への前記入力におい
    て接続されたフィルタ手段（26）をさらに備えた、請求
    項９記載のデジタル・アナログ変換器。
  13. 【請求項１３】前記入力増幅器手段は、非反転増幅器
    （10）を含む、請求項７記載のデジタル・アナログ変換
    器。
  14. 【請求項１４】前記入力増幅器手段への前記入力におい
    て接続されたフィルタ手段（26）をさらに備えた、請求
    項13記載のデジタル・アナログ変換器。
  15. 【請求項１５】前記入力増幅器手段への前記入力におい
    て接続されたフィルタ手段（26）をさらに備えた、請求
    項７記載のデジタル・アナログ変換器。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3911974A1 (de) * 1989-04-12 1990-10-18 Rump Elektronik Tech Apparat und verfahren zur erzeugung eines analogen ausgangssignales aus einer digitalen information
US5184129A (en) * 1989-09-13 1993-02-02 Advanced Micro Devices, Inc. Switchable DAC with current surge protection
US5023614A (en) * 1989-09-13 1991-06-11 Advanced Micro Devices, Inc. Switchable DAC with current surge protection
US5291074A (en) * 1990-04-05 1994-03-01 Vanguard Semiconductor, A Division Of Ca Micro Devices BiCMOS track and hold amplifier
DE4103813A1 (de) * 1991-02-08 1992-08-27 Thomson Brandt Gmbh Verfahren und vorrichtung zur zeit/spannungs-wandlung
US6208195B1 (en) 1991-03-18 2001-03-27 Integrated Device Technology, Inc. Fast transmission gate switch
US5289062A (en) * 1991-03-18 1994-02-22 Quality Semiconductor, Inc. Fast transmission gate switch
JPH06506333A (ja) 1991-03-18 1994-07-14 クウォリティ・セミコンダクタ・インコーポレイテッド 高速トランスミッションゲートスイッチ
CA2171307C (en) * 1993-09-16 2004-11-23 Zwie Amitai Scan test circuit using fast transmission gate switch
US5563541A (en) * 1994-05-19 1996-10-08 Sony/Tektronix Corporation Load current detection circuit
US5402082A (en) * 1994-07-14 1995-03-28 Fluke Corporation Voltage and resistance synthesizer using pulse width modulation
US6970118B2 (en) * 2002-08-14 2005-11-29 National Instruments Corporation High-speed high-resolution ADC for precision measurements
US20070236518A1 (en) * 2006-04-03 2007-10-11 Oto Leonard D Hysteretic led driver with low end linearization
US11394351B2 (en) 2019-11-19 2022-07-19 Mediatek Inc. High-linearity amplifier

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL273084A (ja) * 1960-12-30
GB1264421A (ja) * 1969-01-02 1972-02-23
DE2059140C3 (de) * 1970-12-01 1982-01-21 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Elektronische Schaltung mit Schaltereigenschaften
US3991323A (en) * 1975-03-19 1976-11-09 Honeywell Inc. Pulse duration to current converter
DD118764A1 (ja) * 1975-04-04 1976-03-12
DE2811729C3 (de) * 1978-03-17 1982-01-28 Furman, Anatolij Vasil'evič, Žukovskij, Moskovskaja oblast Schalteinrichtung
DE2814784C3 (de) * 1978-04-05 1981-06-19 Anatolij Vasilievič Šukovskij Moskovskaja oblast Furman Schalteinrichtung
JPS5585135A (en) * 1978-12-21 1980-06-26 Sony Corp Mos-fet switching circuit
GB2083723B (en) * 1980-09-05 1984-06-27 Philips Electronic Associated Electronic analogue switching device

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Publication number Publication date
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FR2611409B1 (fr) 1994-10-14
GB2202402A (en) 1988-09-21
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CN1021393C (zh) 1993-06-23

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