JPH0677442U

JPH0677442U - 直並列切換回路

Info

Publication number: JPH0677442U
Application number: JP1575493U
Authority: JP
Inventors: 勇美乗越; 保栄内山
Original assignee: 株式会社電設
Priority date: 1993-03-31
Filing date: 1993-03-31
Publication date: 1994-10-28

Abstract

(57)【要約】【目的】本考案は、信頼性の高い直並列切換回路を提
供する。【構成】本考案は、２個の直流電源１，２を直列又は
並列に切り換えて、共通陽極端子３，共通陰極端子４間
に異なる出力電圧を得る直並列切換回路１０において、
２個の直流電源１，２の各陽極と共通陽極端子３との間
の一方に順方向に接続した第１のダイオードＤ1 と、２
個の直流電源１，２の各陰極と共通陰極端子４との間の
一方に順方向に接続した第２のダイオードＤ2 と、一方
の直流電源１の陰極と他方の直流電源２の陽極との間に
接続した所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切
換素子５とを具備する。この構成により、並列，直列の
切り換え時においても出力電圧の電圧低下が無く、ま
た、雑音成分が混入することも無く、信頼性を高めるこ
とができる。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、直並列切換回路に関し、さらに詳しくは、２個の直流電源を直列又は並列に切り換えて異なる出力電圧を得る場合に用いて好適な直並列切換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

この種の直並列切換回路の従来例を図６乃至図８を参照して説明する。

【０００３】図６に示す直並列切換回路２０は、２個の直流電源（出力電圧Ｖｉ）２１，２２を直列又は並列に切り換えて、共通陽極端子２３，共通陰極端子２４間に２Ｖｉ又はＶｉの異なる出力電圧を得るようになっている。

【０００４】即ち、この直並列切換回路２０は、２個の直流電源２１，２２の陰極，陽極間に接続した２回路２接点の接点部（接触抵抗＝ｒ（Ω））２５及びこの接点部２５を駆動する電磁駆動部２６からなる電磁接触器２７を具備し、電磁駆動部２６により接点部２５を図６において上側に変位させたとき２個の直流電源２１，２２を並列接続状態に、電磁駆動部２６により接点部２５を図６において下側に変位させたとき２個の直流電源２１，２２を直列接続状態にするようになっている。

【０００５】尚、図６中、２８は逆接続保護ダイオードである。

【０００６】この直並列切換回路２０の動作特性について考察すると、電磁接触器２７を動作させて２個の直流電源２１，２２を直列接続状態としたときの電圧低下ΔＶS は、この時の出力電流をＩL とすると、図７に示すようにΔＶS ＝ｒ×ＩL となり、電力損失ＰLSはＰLS＝ｒ×ＩL ²となる。

【０００７】また、２個の直流電源２１，２２を並列接続状態としたときの電圧低下ΔＶP はこの時の出力電流をＩL とすると、図７に示すようにΔＶP ＝１／２・ｒ×Ｉ L となり、電力損失ＰLpは、この時の出力電流をＩL とすると、ＰLP＝１／２・（ｒ×ＩL ²）となる。

【０００８】実際の電磁接触器２７の接触抵抗ｒは、最大で５０ｍΩ程度であるため、２個の直流電源２１，２２を直列接続状態としたときの電力損失ＰLSは３１（Ｗ）程度、並列接続状態としたときの電力損失ＰLSは１６（Ｗ）程度となる。

【０００９】また、電磁接触器２７における接点部２５は、並列接続から直列接続への切り換え時及び直列接続から並列接続への切り換え時に各々図８に示すように瞬断状態となり、出力電圧ＶO の瞬断時間ｔr は４０乃至５０ｍｓｅｃとなる。

【００１０】このような瞬断時間ｔr を伴うため、直並列切換回路２０において出力電流Ｉ L を流したまま接点部２５の開閉動作を行うとアークが飛び、接点部２５を磨耗させるとともに、出力電流ＩL に本来無用な雑音成分が混入してしまう。

【００１１】他方、アークの発生を防止するためには、２個の直流電源２１，２２の出力電圧を一旦遮断して電磁接触器２７を動作させるという複雑なシーケンス制御が必要となる。

【００１２】

【考案が解決しようとする課題】

上述したように従来の直並列切換回路２０においては、電磁接触器２７の瞬断に伴う出力電圧の不連続状態（電圧低下）が発生するという問題や出力電流ＩL に本来無用な雑音成分が混入するという問題、さらには電磁接触器２７の接点部２５の磨耗による信頼性の低下という問題があった。

【００１３】さらに、上述した直並列切換回路２０に対して、例えば負荷として１２（Ｖ）又は２４（Ｖ）のバッテリーＢを接続する場合には、このバッテリーＢの電圧をいちいちテスタ等で検出した後、前記電磁接触器２７を動作させ共通陽極端子２３，共通陰極端子２４間に１２（Ｖ）又は２４（Ｖ）の充電用の出力電圧を得なければならず非常に煩雑であった。

【００１４】そこで、本考案は、構成を改良し、切り換え時においても出力電圧の電圧低下が無く雑音成分が混入することもなく信頼性の高い直並列切換回路を提供することを目的とするものである。

【００１５】また、本考案は、構成を改良し、負荷の電圧に応じて自動的に対応する出力電圧を得ることができる直並列切換回路を提供することを目的とするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】

請求項１記載の考案は、２個の直流電源を直列又は並列に切り換えて、共通陽極端子，共通陰極端子間に異なる出力電圧を得る直並列切換回路において、２個の直流電源の各陽極と共通陽極端子との間の一方に順方向に接続した第１のダイオードと、２個の直流電源の各陰極と共通陰極端子との間の一方に順方向に接続した第２のダイオードと、一方の直流電源の陰極と他方の直流電源の陽極との間に接続した所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子とを具備するものである。

【００１７】請求項２記載の考案は、２個の直流電源を直列又は並列に切り換えて、共通陽極端子，共通陰極端子間に異なる出力電圧を得る直並列切換回路において、２個の直流電源の各陽極と共通陽極端子との間の一方に順方向に接続した第１のダイオードと、２個の直流電源の各陰極と共通陰極端子との間の一方に順方向に接続した第２のダイオードと、一方の直流電源の陰極と他方の直流電源の陽極との間に接続した所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子と、前記第１又は第２のダイオードの印加電圧を検出し前記切換素子のＭＯＳ−ＦＥＴのゲートを駆動する電圧検出回路とを具備し、前記共通陽極端子，共通陰極端子間に接続する負荷の電圧に応じて変化する第１又は第２のダイオードの印加電圧の極性の変化を前記電圧検出回路により検出し前記切換素子を制御して２個の直流電源を負荷の電圧に応じて直列又は並列に接続するようにしたものである。

【００１８】

【作用】

上述した請求項１記載の直並列切換回路の作用を以下に説明する。

【００１９】この直並列切換回路の所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子がオフのとき、２個の直流電源のうちの一方の陽極は直接共通陽極端子に、また、他方の陽極は順方向に接続した第１のダイオードを介して共通陽極端子に各々接続される。

【００２０】また、２個の直流電源のうちの一方の陰極は順方向に接続した第２のダイオードを介して共通陰極端子に、他方の陰極は直接共通陰極端子に各々接続される。

【００２１】これにより２個の直流電源は並列接続の状態となって、この時の出力電力の損失は、第１，第２のダイオードの順方向トロップ電圧に依存することになり、従って、順方向トロップ電圧の小さいダイオードを用いることで並列接続時の出力電力の損失を従来例よりも小さくできる。

【００２２】次に、所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子がオンのとき、２個の直流電源における一方の直流電源の陰極と他方の直流電源の陽極との間は所要数のＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を介して接続され２個の直流電源は直列接続の状態となるが、この時の出力電力の損失は、所要数のＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗の並列接続値に依存することになる。従って、この場合にもＭＯＳ−ＦＥＴの個数を適切に設定することで直列接続時の出力電力の損失を従来例よりも小さくできる。

【００２３】さらに、この直並列切換回路によれば、並列から直列への切り換え、直列から並列への切り換えを行う切換素子として所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路を用いているので、従来例のような回路の瞬断が無く、これにより切り換え時の電圧低下を皆無とすることができる。さらに、電磁接触器を用いないので、雑音成分の発生も無く信頼性を向上できる。

【００２４】請求項２記載の直並列切換回路においては、共通陽極端子，共通陰極端子間に負荷が接続された場合、電圧検出回路は、前記第１又は第２のダイオードの印加電圧を検出し、負荷の電圧に応じて前記切換素子を制御して２個の直流電源を直列又は並列に接続する。この結果、共通陽極端子，共通陰極端子間に負荷を接続するだけで、その負荷の電圧に応じて自動的に対応する出力電圧を得ることができる。

【００２５】

【実施例】

以下に、本考案の実施例を詳細に説明する。

【００２６】図１に示す直並列切換回路１０は、２個の直流電源（出力電圧Ｖｉ）１，２を直列又は並列に切り換えて、共通陽極端子３，共通陰極端子４間に異なる出力電圧Ｖo を得るようになっている。

【００２７】即ち、この直並列切換回路１０は、２個の直流電源１，２のうち、直流電源２の陽極と共通陽極端子３との間に順方向に接続した第１のダイオードＤ1 と、２個の直流電源１，２のうち、直流電源１の陰極と共通陰極端子４との間に順方向に接続した第２のダイオードＤ2 と、一方の直流電源１の陰極と他方の直流電源２の陽極との間に接続した所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子５と、ＭＯＳ−ＦＥＴのソースと一方の直流電源１の陰極との間に接続した逆接続保護ダイオードＤS と、ＭＯＳ−ＦＥＴのドレインとソースとの間に接続した保護ダイオードＤT とを具備している。

【００２８】前記切換素子５は、図１においては、ＭＯＳ−ＦＥＴ１個のみで構成しているが、実際にはｎ個（例えば８個，１０個等）並列にして用いるものである。

【００２９】また、ＭＯＳ−ＦＥＴとしては、例えば、２ＳＫ１５２２（４５０Ｖ，５０Ａでオン抵抗Ｒ＝０．１（Ω））を用いる。

【００３０】さらに、前記切換素子５の各ＭＯＳ−ＦＥＴは、図示しない素子駆動部によるゲート駆動でオン状態又はオフ状態に制御されるようになっている。

【００３１】次に、上述した構成の直並列切換回路１０の動作を図２，図３をも参照して説明する。

【００３２】この直並列切換回路１０の所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子５がオフのとき、２個の直流電源１，２のうちの直流電源１の陽極は直接共通陽極端子３に、また、他方の直流電源２の陽極は順方向に接続した第１のダイオードＤ1 を介して共通陽極端子３に各々接続される。

【００３３】また、２個の直流電源のうちの一方の直流電源１の陰極は、順方向に接続した第２のダイオードＤ2 を介して共通陰極端子４に、他方の直流電源１の陰極は直接共通陰極端子４に各々接続される。

【００３４】これにより２個の直流電源１，２は並列接続の状態となって、この時の出力電力の損失ＰLPは、第１，第２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の順方向ドロップ電圧ＶD に依存することになる。即ち、直流電源１，２が並列接続の状態の時の出力電圧ＶO ＝Ｖi で、出力電流がＩL の時、出力電圧ＶO の低下分ΔＶP は、図２に示すようにΔＶP ＝（１／２・ＶD ）×２＝ＶD となり、出力電力の損失ΔＰLp＝（１／２・ＩL ×ＶD ）×２＝ＩL ×ＶD となる。

【００３５】従って、順方向トロップ電圧ＶD の小さい第１，第２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 を用いることで並列接続時の出力電力ΔＰLpの損失を従来例よりも小さくできる。

【００３６】次に、所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からなる切換素子５がオンのとき、２個の直流電源１，２における一方の直流電源１の陰極と他方の直流電源２の陽極との間は、所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路のオン抵抗ＲT を介して接続され、２個の直流電源１，２は直列接続の状態となる。

【００３７】この時の出力電力の損失ＰLSは、所要数のＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗ＲT の並列接続値に依存することになる。即ち、直流電源１，２が直列接続の状態の時の出力電圧ＶO ＝２Ｖi で、出力電流がＩL の時、出力電圧ＶO の低下分ΔＶS は、ΔＶS ＝ＲT ×ＩL となり、出力電力の損失ΔＰLS＝ＲT ×ＩL ²となる。

【００３８】ＭＯＳ−ＦＥＴとしては、例えば、１個の２ＳＫ１５２２（４５０Ｖ，５０Ａでオン抵抗Ｒ＝０．１（Ω））を用いた場合、ＩL ＝２５（Ａ）の時、出力電力の損失ΔＰLS＝０．１×２５²＝６２．５（Ｗ）となる。

【００３９】従って、この場合にもＭＯＳ−ＦＥＴの個数を例えば１０個用いることにより、切換素子５の抵抗値は０．０１（Ω）となって、ΔＰLS＝６．２５（Ｗ）と大幅に減少し、直列接続時の出力電力の損失ΔＰLSを従来例よりも小さくできる。

【００４０】さらに、この直並列切換回路１０によれば、並列から直列への切り換え、直列から並列への切り換えを行う切換素子５として所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路を用いているので、図３に示すように、切り換え時に従来例のような回路の瞬断が無く、これにより切り換え時の電圧低下を皆無とすることができる。さらに、電磁接触器を用いないので、雑音成分の発生も無く信頼性を向上できる。

【００４１】次に、本考案の他の実施例を図４，図５を参照して説明する。

【００４２】同図に示す直並列切換回路１０Ａは、前記直並列切換回路１０の構成に前記第２のダイオードＤ2 の印加電圧を検出する電圧検出回路１１を付加したことが特徴である。尚、直流電源１，２の出力電圧は各々１２（Ｖ）として以下の説明を行う。

【００４３】即ち、電圧検出回路１１は、共通陰極端子４と第２のダイオードＤ2 のカソードとの間の印加電圧を検出し、検出した印加電圧の信号を前記切換素子５を構成するＭＯＳ−ＦＥＴのゲートＧに供給してこの切換素子５をオン，オフ駆動するようになっている。

【００４４】この直並列切換回路１０Ａの動作を以下に説明する。

【００４５】図４に示すように、共通陽極端子３，共通陰極端子４間に、充電すべき１２（Ｖ）の電圧の負荷としてのバッテリーＢを接続すると、このバッテリーＢの電圧と前記直流電源１の出力電圧とは等しいため、前記直流電源１の実質的な極性変動はなく、この結果、第２のダイオードＤ2 のアノードはプラス、カソードはマイナスの状態を維持する。この第２のダイオードＤ2 の印加電圧の極性は前記電圧検出回路１１により検出され、この結果、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートＧはマイナスとなり、切換素子５はオフ状態となる。

【００４６】これにより、前記直流電源１，２は並列接続の状態で共通陽極端子３，共通陰極端子４間に１２（Ｖ）の出力電圧を供給し、１２（Ｖ）のバッテリーＢを自動的に充電する。

【００４７】一方、図５に示すように、共通陽極端子３，共通陰極端子４間に、充電すべき２４（Ｖ）の電圧のバッテリーＢを接続すると、このバッテリーＢの電圧の方が前記直流電源１の出力電圧よりも高いため、前記直流電源１に実質的な極性変動が生じ、この結果、第２のダイオードＤ2 のアノードはマイナス、カソードはプラスの状態となる。この第２のダイオードＤ2 の印加電圧の極性は前記電圧検出回路１１により検出され、この結果、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲートＧはプラスとなり、切換素子５はオン状態となる。

【００４８】これにより、前記直流電源１，２は既述した如く直列接続の状態となり共通陽極端子３，共通陰極端子４間に２４（Ｖ）の出力電圧を供給し、２４（Ｖ）のバッテリーＢを自動的に充電する。

【００４９】本考案は、上述した実施例に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で種々の変形が可能である。

【００５０】

【考案の効果】

以上詳述した本考案によれば、上述した構成としたので、並列，直列の切り換え時においても出力電圧の電圧低下が無く、また、雑音成分が混入することも無く信頼性の高い直並列切換回路を提供することができる。

【００５１】また、本考案によれば、負荷の電圧に応じて自動的に対応する出力電圧を得ることができ、異なる電圧の複数のバッテリーの充電等に好適な直並列切換回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の実施例を示す回路図

【図２】本実施例の直並列切換回路の出力電圧の低下状
態を示すグラフ

【図３】本実施例の直並列切換回路のＭＯＳ−ＦＥＴ、
出力電圧、第１，第２のダイオードの電圧及び第１，第
２のダイオードの電流の関係を示すタイミングチャート

【図４】本考案の実施例の他例を示す回路図

【図５】本考案の実施例の他例を示す回路図

【図６】従来の直並列切換回路の回路図

【図７】従来の直並列切換回路の出力電圧の低下状態を
示すグラフ

【図８】従来の直並列切換回路の電磁接触器の動作，出
力電圧の関係を示すタイミングチャート

【符号の説明】

１直流電源２直流電源３共通陽極端子４共通陰極端子５切換素子１０直並列切換回路１０Ａ直並列切換回路Ｄ1 第１のダイオードＤ2 第２のダイオード

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】２個の直流電源を直列又は並列に切り換
えて、共通陽極端子，共通陰極端子間に異なる出力電圧
を得る直並列切換回路において、２個の直流電源の各陽
極と共通陽極端子との間の一方に順方向に接続した第１
のダイオードと、２個の直流電源の各陰極と共通陰極端
子との間の一方に順方向に接続した第２のダイオード
と、一方の直流電源の陰極と他方の直流電源の陽極との
間に接続した所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からな
る切換素子とを具備することを特徴とする直並列切換回
路。
【請求項２】２個の直流電源を直列又は並列に切り換
えて、共通陽極端子，共通陰極端子間に異なる出力電圧
を得る直並列切換回路において、２個の直流電源の各陽
極と共通陽極端子との間の一方に順方向に接続した第１
のダイオードと、２個の直流電源の各陰極と共通陰極端
子との間の一方に順方向に接続した第２のダイオード
と、一方の直流電源の陰極と他方の直流電源の陽極との
間に接続した所要数のＭＯＳ−ＦＥＴの並列回路からな
る切換素子と、前記第１又は第２のダイオードの印加電
圧を検出し前記切換素子のＭＯＳ−ＦＥＴのゲートを駆
動する電圧検出回路とを具備し、前記共通陽極端子，共
通陰極端子間に接続する負荷の電圧に応じて変化する第
１又は第２のダイオードの印加電圧の極性の変化を前記
電圧検出回路により検出し前記切換素子を制御して２個
の直流電源を負荷の電圧に応じて直列又は並列に接続す
ることを特徴とする直並列切換回路。