JPH0671112B2 - 電子デバイスの特性曲線の導関数を得るための装置及び電子デバイスの動作を制御するための方法 - Google Patents

電子デバイスの特性曲線の導関数を得るための装置及び電子デバイスの動作を制御するための方法

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JPH0671112B2 JP61149824A JP14982486A JPH0671112B2 JP H0671112 B2 JPH0671112 B2 JP H0671112B2 JP 61149824 A JP61149824 A JP 61149824A JP 14982486 A JP14982486 A JP 14982486A JP H0671112 B2 JPH0671112 B2 JP H0671112B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電子デバイス、例えば、半導体レーザーの特性
曲線の導関数を得るための装置、及びデバイスの動作を
制御するための方法に関する。
半導体レーザー ダイオードは、光フアイバ通信あるい
は他の技術分野における放射源として頻繁に使用され
る。多くの場合、レーザーは例えば、それぞれが論理１
及び論理０に対応する２つのレベルの出力を持つパルス
モードにて動作される。例えば、光通信のためのデジ
タル データ送信機は、通常、DCバイアス電流上に重ね
られた高周波数変調電流によって駆動される。このDCバ
イアス電流の振幅は、通常、レーザーをしきい値付近に
バイアスするように選択される。このため、レーザー出
力はレーザーからの放射が全くあるいは殆どない状態に
対応する論理０レベル、及びレーザーから放射が有限の
強度を持つ論理１レベルを持つ。DCバイアス電流は幾つ
かの機能を持つが、最も重要な機能として、ターンオン
遅延を最少限にする機能及びデータ速度にてスイッチす
べき電流の量を最少限にする機能がある。
エージング及び温度の変動によってレーザーしきい値が
変動する可能性があるため、通常、フイードバツクを使
用してバイアス電流を安定化することが必要となる。こ
の安定化を達成するための幾つかの方法が知られてい
る。システム アプリケーシヨンにおいては、レーザー
の前面あるいは背面の外部光検出器とともに光フアイバ
タツプを使用する光学フイードバツクを使用するのが
通常である。例えば、H.クレセル（H.Kressel）編集、
第２版、1982年スプリンガー バーラツグ社（Springer
−Verlag）出版の著書：光通信のための半導体デバイス
（Semiconductor Devices for Optical Communication
s）のページ182−186のP.W.シユメート（P.W.Shumate）
及びM.デドメニコ（M.Didomeni−co）の論文〔光波送信
機（Lightwave Transmitters）〕を参照すること。これ
ら先行技術による安定化法はレーザーの光出力を一定に
保持するが、必ずしもバイアス電流を所定のレベルに保
持しない。吸光率に加え幾つかの送信機パラメータが、
レーザーがちようどしきい値にバイアスされているか、
しきい値以上にバイアスされているか、あるいはしきい
値以下にバイアスされているかによつて強く影響される
ためこれは重大な欠点となる。例えば、レーザーがしき
い値以下にバイアスされると、通常、追加のターンオン
遅延が発生し、高速システム内ではデータ パターンに
依存した変調エラーを起こす。また、単周波数レーザー
送信機では、変調電流がしきい値を通じてレーザーを駆
動するため周波数シフトを起こすことがある。さらに、
単一ループ安定化システムでは、通常、バイアスがしき
い値以下となると、レーザーの変動を制御するためのフ
イードバツクの効率が減少する。これらに関しては、例
えば、G.アーノルド（G.Arnold）及びP.ルーサー（P.Ru
sser）、アプライド フイジクス（Applied Physic
s）、Vol.14、1977年11月、ページ255−268;R.A.リンケ
（R.A.Linke）、エレクトロニクス レターズ（Electro
nice Letters）、Vol.20、No.11、1985年５月、ページ4
72−474;並びにR.G.スワーツ（R.G.Swartz）及びB.A.ウ
ーレイ（B.A.Wooley）、ベル システム テクニカル
ジヤーナル（Bell System Technical Journal）、Vol.6
2、No.7、パート１、1983年９月、ページ1923−1936を
参照すること。一方、レーザーがしきい値以上にバイア
スされると、吸光率が減少する。また、レーザーが加熱
されたり、古くなったりすると、しきい値が増加する傾
向を示し、当初しきい値以上だつたバイアス レベルが
これ以下に落ちる場合がある。
これら及び他の事項からバイアス ポイントをしきい値
あるいはその付近に安定化するための方法を開発するこ
とは非常に意味のあることであることがわかる。
以下に本発明を添付図面を参照しながら説明する。
周知のごとく、レーザーの動作抵抗、つまり、レーザー
のV/I特性の一次導関数は、通常、しきい値の所に“キ
ンク”（Kink）を持つ。これが第１図に示されるが、第
１図は量dV/dIを半導体レーザーを流れる順電流の関数
として示す。曲線のセクシヨン10はレイジングしきい値
以下の動作抵抗であり、セクシヨン11はレイジングしき
い値以上の動作抵抗であり、動作抵抗内の“キンク”と
呼ばれる12はレイジングしきい値と一致する。これに関
しては、例えば、R.W.デイクソン（Dixon）、ベル シ
ステム テクニカル ジヤーナル（Bell System Techni
cal Journal）、Vol.55、No.7、1976年９月、ページ973
−980を参照すること。
半導体レーザーのI/V特性の一次及び二次導関数の測定
に関する報告がある。この方法による測定は、通常は、
レーザーに正弦低周波数テスト電流ΔＩ・cos（ωｔ）
を注入することによつて行われる。この方法では、一次
導関数dV/dIが周波数ωの電圧レスポンスの成分を同期
的に検出することによつて測定される。また、二次導関
数d2V/dI2も同じように２ωの所の電圧レスポンスの成
分を検出することによつて測定できる。これより高いオ
ーダーの導関数も、原理的には、テスト レスポンスの
追加のハーモニツクを検出することによつて測定可能で
ある。しかし、信号源内に回避できないハーモニツクの
ひずみが存在するため二次導関数あるいはこれより高い
オーダーの導関数を正確に測定することは困難である。
さらに、この方法は比較的複雑な計器を必要とする。
追跡を行いレーザー バイアスをしきい値の所で安定さ
せる方法が知られている。例えば、D.W.スミス（D.W.Sm
ith）及びP.G.ホギンソン（P.G.Hodgkinson）、第13回
回路及びシステムに関する国際シンポジユームの議事録
（Proceedings of the 13th Circuitsand Systems Inte
rnational Symposium）、ヒユーストン、1980、ページ9
26−930は小さなレーザー テスト電流の同期的光学検
出に基づく光学的方法について説明するが、これは最適
の性能を得るために低周波数テスト信号と高速データの
ミキシングを必要とする。
しきい値の検出を完全に電子的に行う方法がA.アルバニ
ーズ（A.Albanese）によつて、ベル システム テクニ
カル ジヤーナル（Bell System Technical Jonrua
l）、Vol.57、No.5、1978年５月−６月、ページ1533−1
544に開示されている。この方法はレーザーを電気的に
２つのシリーズの成分としてモデル化することに基づ
く。第１の成分は一定の抵抗であり、第２の成分はレー
ザーしきい値の所で飽和するジヤンクシヨン電圧を持つ
ダイオードに似た特性を持つ。演算増幅器を使用して、
抵抗成分がバランスされる。次に、データ変調電流に応
答してジヤンクシヨン電圧の変化を測定することによつ
てエラー電圧信号が生成される。ジヤンクシヨンが飽和
されると、変調電流はジヤンクシヨン電圧に変化を与え
ないはずである。しかし、しきい値以下のバイアスで
は、ジヤンクシヨン電圧に検出可能な変化が観察される
はずである。従つて、変調電流によつて生成されるエラ
ー信号をフイードバツク回路に使用してバイアス電流を
しきい値以下のしきい値に近いレベルに調節することが
可能である。
上の方法はフイードバツク回路による変調信号の検出を
必要とし、このため高周波電子回路が必要である。この
方法はまたデータ内の論理１パルスの発生頻度にセンシ
テイブであり、レーザーの直列抵抗を注意深く調節する
必要があり、これは温度とともに追跡する必要があり、
また、この方法は多くのレーザーがしきい値の所で強い
ジヤンクシヨン電圧飽和を示さないという事実から大き
な制約を受ける。
上の議論からわかるように、レーザーのバイアス電流を
しきい値にあるいはこの付近に安定させるためのこれら
方法は大きな欠点を持つ。広い範囲の動作温度及び他の
動作条件を通じてレーザーのバイアス電流をしきい値あ
るいはこの付近に安定させることは非常に重要な問題で
あり、従つて、これら方法にて遭遇される欠点を持たな
い簡単で低コストにて実現できる方法を開発することは
非常に意味のあることである。
本発明による電子デバイスの特性曲線の導関数を得るた
めの装置は特性曲線上の動作ポイントを決定するために
デバイスに電気バイアスを加えるための第１の装置、デ
バイスに周波数f1の第１の非正弦成分を持つテスト信号
を加えデバイスに加えられたテスト信号に応答する第１
の信号を得るための第２の装置、第１の信号からそのバ
イアスによつて決定される動作ポイントの所の特性の導
関数と比例する第２の信号を得るための第３の装置、及
びこの第２の信号に応答する使用装置を含む。
本発明によるデバイス電圧とデバイス電流の関係を説明
するあるV/I特性を持つ電子デバイス動作を制御する方
法は、V/I特性上の動作ポイントを決定するためにデバ
イスに電気バイアスを加えるステップ、デバイスに周波
数f1の第１の非正弦成分を持つテスト信号を加えるステ
ツ、デバイスに加えられたテスト信号に応答して第１の
信号を得るステップ、この第１の信号からそのバイアス
によつて決定される動作ポイントの所のV/I特性の導関
数に比例する第２の信号を得るステップ、第２の信号と
基準信号との振幅の差を表わすエラー信号を得るステッ
プ、及びこのエラー信号に応答してバイアスを調節する
ステップを含む。
レーザーに適用するさいは、本発明はレーザーの電気的
特性に依存するが、レーザーのジヤンクシヨン電圧の飽
和を必要とせず、またレーザーの直列抵抗とデータパタ
ーンとの双方に対し反応を示さない。
本発明の１つの実施態様においては、電気デバイスの制
御には、非正弦テスト信号にてバイアスをデイザリング
し、同期的にこれに応答する信号を検出するステップが
含まれる。例えば、バイアスがバイアス電流であるとき
は、テスト信号は、振幅ΔＩの方形波のテスト電流であ
り、これに応答する信号は電流デイザーによつて起こさ
れる電圧の変化ΔＶである。測定の瞬間のバイアス電圧
に対応するポイントのV/I特性の一次導関数はこうして
測定されたΔＶに比例する。つまり、以下のように表わ
すことができる。
二次導関数を得るためには、第２の非正弦（好ましくは
方形）成分がテスト信号に加えられる。ここで、V/I特
性の導関数はバイアス ポイントに近い２つのポイント
で測定され、そしてd2V/dI2が二次導関数の基本的な定
義と類似の方法によつて決定される。さらに高いオーダ
ーの導関数もテスト信号への非正弦成分の追加を伴うこ
の方法を拡張することによつて簡単に得ることができ
る。
本発明はまたデバイス特性を測定するための装置として
も具現できる。例えば、電子デバイス（例えば、半導体
レーザーあるいはトンネル ダイオード）間の電圧の高
次の導関数をデバイスを流れる電流の関数として測定し
たり、あるいは半導体レーザーの光出力の高次の導関数
をバイアス電流の関数として測定するのにも使用でき
る。
本発明はまた半導体レーザー放射源、光フアイバ伝送媒
体、信号周波数にてレーザーの出力を変調するための装
置、放射される出力を光フアイバに結合するための装
置、及びフアイバを通じて伝送された後にこの光を検出
するための装置を含む通信システム内にも具現できる。
レーザーはレーザー間の電圧とこれを流れる電流との関
係を説明するあるV/I特性を持つ。システムはさらにレ
ーザーにバイアス電流を加える装置、及びレーザーを流
れる電流を変化させる装置を含むこともできる。さら
に、このシステムは、バイアス電流を、典型的には、バ
イアス電流がそのV/I特性上の特定定のポイント、例え
ば、デバイスのレイジングしきい値あるいはこの付近に
対応する電流と同一に保持されるように調節するための
電子装置を含むこともできる。レーザーしきい値に対応
する電流は、通常、温度及び／あるいは時間の関数とし
て変化する。本発明を具現するシステムでは、バイアス
電流が必ずしも一定に保持されず、かわりにシステムが
バイアス電流がしきい値電流、あるいはV/I特性上の他
の適当なポイントを追跡するように調節される。
バイアス電流を調節するための装置はレーザーにテスト
電流を加えテスト電流によつて起こされたレーザー間の
電圧の変化に比例する第１の信号を得るための第１の装
置を含む。ここで、テスト電流は信号周波数より低い周
波数f1の非正弦の第１の成分を含む。この調節装置はさ
らに、レーザーに加えられるバイアス電流に対応するポ
イントのV/I特性の導関数に比例する第２の信号を得る
ための第２の装置、第２の信号と基準信号の差に比例す
る第３の信号を得るための第３の装置、及び第３の信号
に応答してバイアス信号を変化させるための第４の装置
を含む。
通信システムの動作をこのように制御するのはより広い
プロセス制御技術の特定の例にすぎない。より一般的に
は、あるプロセスは１つあるいは複数のパラメータYj
（ｊ＝１、２、…）の関数である１つあるいは複数の変
数Xi（ｉ＝１、２、…）を指定することによつて記述さ
れる。一例として、変数は金属の電気メツキの速度で、
パラメータは温度、槽内の各種のイオンの濃度、等であ
り得る。
この一般的な技術はプロセス変数の導関数をプロセス
パラメータの関数として決定する、つまりｄｎXi/d▲Ｙ
n j▼（ｎ＝１、２、３…）を決定することから成る。こ
れは、ここに説明のｄｎV/dIｎを決定する方法と類似の
方法にて行われる。つまり、パラメータYjを非正弦的に
変化させ結果としてのXiの変化を測定することによつて
決定される。通常、任意のパラメータ及び／あるいは変
数の値を測定するために電気出力を持つセンサが使用さ
れ、センサの出力から、例えば、ここで説明の導関数を
得るのと類似の方法でｄｎXi/d▲Ｙn j▼に比例する電気
量が測定される。この電気量が次に目標値と比較され、
エラー信号が生成され、このエラー信号が１つあるいは
複数のプロセス パラメータを調節するのに使用され
る。この導関数に基づくプロセス制御は独立して使用す
ることも、あるいは導関数の決定を含まない周知のフイ
ードバツク制御法との関連で使用することもでき、プロ
セス変数Xiの１つに強い非線形性あるいは不連続性を示
すシステムに特に有効である。この非線形性は、通常、
高次の導関数ｄｎXi/d▲Ｙn j▼の所で顕著となり、プロ
セス制御のために非常に有効である。
例えば、半導体レーザーを安定化させるために、本発明
による方法は、電圧導関数ｄｎV/dIｎ（ｎ＝１、２、３
…）を決定するために同期的なデータの検出及び正確な
タイミングでの同期的な基準クロツクの相反転を伴なう
新規のリアルタイム デジタル技術を使用できる。この
新規な方法は従来の“ハーモニツクひずみ”法によつて
理論的に達成可能な精度とほぼ同一の論理精度を持ち、
簡単に入手できる集積回路を使用して、簡単に安価に実
現することができる。これは、特に、半導体レーザーを
放射源とする光通信システムに簡単に使用できる。
周知のハーモニツク検出法と異なり、“PDDE（Phased D
igital Derivative Extraction）と呼ばれる本発明によ
る方法は、正弦波でない、好ましくは、方形波のテスト
電流を使用する。これが本発明が先行技術による方法と
大きく異なる点であり、このためこの方法の実現に非常
に確立されたデジタル技術を使用することが可能とな
る。
次にPDDEの原理を一次電圧導関数の決定、並びにこれに
続く二次及び三次導関数決定との関連において説明し、
これから任意のオーダーの導関数を決定するための一般
な原理を明らかにする。
この電流に対する一次電圧導関数は周波数f1の小さな振
幅（典型的には方形波）のテスト電流ΔI1をレーザーに
加えながら、バイアス電流Ibをゆつくり掃引することに
よつて測定される。テスト電流に応答しての電圧の変化
ΔV1が同期的に測定される。（動作抵抗RL）である一次
電圧導関数は本質的にΔV1/ΔI1に等しい。
テスト電流に応答してΔV1を決定するための一例として
の回路が第４図に示される。電源41によつてDCバイアス
電流Ibがレーザー40を流れるようにされる。クロツク42
は周波数f1の方形波クロツク信号を生成する。42の出力
は電源43に加えられるが、電源43は周波数f1のテスト電
流ΔI1をバイアス電流上に重ねる。レーザー40間の電圧
のDC成分はハイ パス フイルタ44によつてブロツクさ
れ、レーザー電圧のAC成分は同期検出器45の信号入力に
供給される。同期検出器は対の増幅器A1及びA2、並びに
比較器C1から構成される。同期検出器は当分野において
周知であり、通常、二重平衡ミキサーと呼ばれる。この
増幅器は補間的な利得特性を持つ。つまり、A1は＋Ｘの
利得を持ち、そしてA2は−Ｘの利得を持つ。クロツク出
力もC1の非反転入力に接続され、比較器の出力が周波数
f1の所でスイツチし比較器出力の極性によつて同期検出
器の出力が同一周波数にてA1とA2の間でスイツチされる
ように基準電圧が基準入力に加えられる。同期検出器の
出力がロー パス フイルタ46に出力のDC平均をとるよ
うに加えられる。このDC平均はΔV1に比例し、従つて、
RLに比例する。比例係数ΔI1と利得係数X/2によつてス
ケーリングされると、これはレーザー電圧導関数とな
る。
第４図に示される回路においては、テスト電流と同一周
波数にて変化する信号成分のみが出力の所で同位相にて
加えられる。他の成分はあるゼロ周波数に混合されロー
パス フイルタにて除去される。
導関数の定義、dRL/dI〜ΔRL/ΔＩ＝（RL（Ａ）−RL
（Ｂ））／ΔI2、及びRL（A,B）＝ΔV1（A,B）／ΔI1よ
り、以下が成立する。
d2V/dI2〜（ΔV1（Ａ）−ΔV1（Ｂ））／ΔI1ΔI2. ここで、サブスクリプトＡ及びＢはデバイスのI/V特性
上のΔI2だけ異なる２つのポイントを同定する。
従つて、二次電圧導関数はデバイスに２成分テスト電流
を加えることによつて決定できることがわかる。振幅Δ
＋１の成分の１つは周波数f1を持ち、前述のように使用
される。もう１つの成分は振幅ΔI2及び周波数f2を持
ち、ΔI2だけ離れた２つの測定ポイントＡ及びＢを確立
するために使用される。前述のごとく、これら成分は典
型的には非正弦であり、好ましくは、方形波である。例
えば、前者には振幅500μＡの1kHzデイザーを使用し、
後者には振幅1mAの125Hzデイザーを使用することができ
る。
第７図は本発明による二次電圧導関数の決定に使用され
る一例としてのテスト電流を示す。バイアス電流Ib上に
は周波数f2、ピーク−ピーク振幅ΔI2の遅い方形波、並
びに周波数f1、ピーク−ピーク振幅ΔI1の速い方形波が
重ねられる。第７図、第８図及び第９図の時間軸上に示
される“＋1"及び“−1"はテスト電流と同期検出器の比
較器入力信号の間の位相差のコサインを示す。
第５図にはレーザーのV/I特性の二次電圧導関数を決定
するための一例としての回路が示される。この回路は一
次回路を決定するための前に説明の回路と類似する。ク
ロツク42の正常の出力は÷Ｎデジタル カウンタ51、電
圧スケーリング／サミング ジヤンクシヨン52、及び２
→１マルチプレクサ53のＡ−入力に加えられる。カウン
タ51の目的は周波数f2のΔI2信号を生成することにあ
る。クロツク42はまたはマルチプレクサ53のＢ−入力に
加えられる反転出力50を持つ。マルチプレクサ53は正
常、あるいは反転されたクロツク信号を同期検出器45の
比較器入力に送る。正常か反転クロツク信号かの選択は
周波数f2の信号によつて、比較器入力の位相を1/2f2の
間隔で180゜シフトすることによつて制御される。これ
は検出器の入力f2及びf1の両方の成分を掛ける効果を持
つ、期間Ｏ＜ｔ＜1/2f2の間に周波数f1の電圧成分に＋
１を掛け、期間1/2f2＜ｔ＜１＜f2に−１を掛ける結果
となる。ロー パス フイルタリングの後の検出器出力
はΔV1（Ａ）−ΔV1（Ｂ）に比例し、積ΔI1ΔI2による
正規化の後の出力は二次電圧導関数に比例する。
三次電圧導関数も同様に計算することができる。I/V曲
線上の抵抗を測定すべき４つのポイントＡ、Ｂ、Ｃ及び
Ｄ、ここでは、簡素化の目的でポイントＢとＣが一致す
るように選択することによつて以下を得ることができ
る。
d3V/dI3〜（ΔV1（Ａ）−２ΔV1（Ｂ）＋ΔV1（Ｄ））／ΔI1Δ▲Ｉ2 2▼． 三次導関数を決定するために有効なテスト電流の一例が
第８図に示される。この波形は４つの成分、つまり、１
つのDCバイアスIb、及び３つの方形波成分から構成数さ
れる。AC成分の１つは周波数f2/2を持ち、もう１つは周
波数f2を持ち、そして第３の成分は周波数f1を持つ。こ
こで、f1＞f2である。図示されるごとく、前の２つの成
分は両方ともピーク−ピーク振幅ΔI2を持ち、後者はΔ
I1を持つ。また、図示されるごとく、f1＝4f2である。
ただし、これらの関係は単に一例としてのものである。
第８図には上で説明の４つの時間間隔も示される。
第６図はデバイス40のV/I特性の三次電圧導関数を決定
する能力を持つ一例としての回路を示す。この回路が第
５図に示される回路と類似することは図から明らかであ
る。唯一の差異は51に続くデジタル÷２カウンタ60であ
る。カウンタ60の出力はf2の１サイクルの間に一回変化
する。カウンタ60の出力がf2とf1にて変化する信号と加
算されると、第８図の階段関数が生成される。信号の検
出は前と同様に同期であり、三次導関数を決定するため
に必要とされる減算動作はＡ及びＤ期間に対してＢ及び
Ｃ期間に同期検出器を180゜相をずらすことによつて達
成される。
上の説明から、任意のオーダーの導関数を生成できるこ
うが明らかである。例えば、四次電圧導関数は第９図に
示される一例としてのテスト電流を使用し、検出ミキサ
ーの位相を適当に調節することによつて生成することが
できる。第９図に示される電流はDCベース電流上に重ね
られた４つの方形波から構成される。この一例としての
AC成分は周波数3f2、2f2、f2、及びf1を含む。
同一のテスト電流及び専用のミキサーを使用して幾つか
の導関数を同時に測定することが可能である。例えば、
第８図に示されるテスト電流及びそれぞれテスト間隔
Ａ、Ｂ、Ｄ及びＣを使用して、ミキサーに＋１＋１＋１
＋１移相を与えることによつてdV/dIを、−１、−１＋
１＋１移相を与えることによつてd2V/dI2を、そして＋
１−１−１＋１移相を与えることによつてd3V/dI3を測
定できる。この方法は当業者において明白であるごと
く、三次以上の高いオーダーの導関数に適用することも
できる。
PDDE法の数学的分析は基本的に高い精度を持ち、エラー
の大きさは導関数のオーダーが増加すると増加し、また
Ibに対するΔI1及び／あるいはΔI2の比とともに増加す
ることを示す。例えば、指数のI/V曲線では、ΔI1が0.5
mAに等しくΔI2が1mAに等しいとき、エラーは、一次導
関数はIbが2mAより大きい場合、二次導関数では6mAより
大きな場合、そして三次導関数では11mAより大きな場合
１％以下である。
PDDE法は任意のデバイス特性の電圧導関数を生成するの
に使用でき、そして原理的には、ある１つのシステム
パラメータの導関数をもう１つのシステム パラメータ
との関連で決定するのに使用できるが、この方法の特に
重要な用途に以降に説明のように半導体レーザーのレー
ザーのしきい値あるいはその付近への安定化がある。
第２図はレーザーのV/I特性のIbの関数としてのd2V/dI2
を示す。ここで、21がしきい値と対応する。曲線20上の
ポイントＡ及びＢはそれぞれしきい値の少し下及び上の
バイアス電流を同定する。単純なフイードバツク法は通
常しきい値に対するバイアス位置（つまり、上あるいは
下）を決定することができず、従つて、任意の初期バイ
アスとして正しく機能しない。典型的には、Ibの関数と
してのd3V/dI3を示す第３図から明らかように三次導関
数安定法を使用する方が得策である。任意のバイアス
ポイントＦ、ＧあるいはＩを使用することが可能であ
り、ポイントＦではIb＜Ith、ポイントＧではIb〜Ith、
そしてバイアス ポイントＩではIb＞Tthにおいて安定
した動作が保証される。
第10図には一例としてのフイードバツク ループの機能
図が示される。ブロツク100は定電流源43によつて生成
されるテスト電流に応答して測定される二次あるいは三
次導関数に比例する電圧を生成する。ブロツク100の出
力電圧は反転され、101内で基準電圧 と加えられ、結果としての複合信号が102内でロー パ
ス フイルタリングされ、こうして生成されたDC導関数
信号が増幅器103内で増幅され、加算器104内で第２の基
準電圧 と加えられ、そしてこの電圧合計がレーザー バイアス
Ibを直接に制御するためにトランスコンダクタンスステ
ージ105に送られる。
特に好ましい安定化法においては、二次導関数がしきい
値の位置を検出するのに使用される。これは以下のよう
にして達成される。パワーがレーザーに加えられると、
電流がしきい値以上であることが知られているポイン
ト、例えば、第２図のポイントＣにあらかじめバイアス
される。二次導関数によつて生成されるエラー信号によ
るフイードバツクを使用することによつて、このバイア
ス電流が第２図のしきい値のすぐ上のポイントＢに収束
するようにされる。この時点において、二次導関数の安
定化が完了し、レーザー バイアスをこのポイントに維
持することもできる。しかし、三次導関数の安定を行い
バイアス電流を第３図のちようどしきい値であるポイン
トＧにすることもできる。この場合は、三次導関数に基
づくエラー測定にスイツチし、レーザー バイアスを第
３図のポイントＧに近い三次導関数安定領域に押すため
に負の“キツクバツク”電流を加える。このキツクバツ
ク電流は最初バイアスを第３図内のポイントＩに近い所
からポイントＪとＨの間のどこかに移動させる。次にフ
イードバツクによつてバイアスがポイントＧに収束され
る。この二次／三次導関数安定法の組合わせられたもの
について以下に説明する。
要素100を二次導関数に比例する電圧を生成するように
セツトし、時間ｔ＝０において第10図の回路にパワーを
加えると、ｔ＝O+においてIb＝gm VR2となる。ここで、
gmは105のトランスコンダクタンスである。こうして、 はパワーをオンしたときにレーザーをしきい値より十分
に上、例えば、第２図のポイントＣにバイアスするよう
に調節される。ｔがフイードバツク ループの時定数よ
り非常に大きな場合は以下が成立する。
ここで、K2はしきい値の所の二次導関数ピークの負の最
大の逸脱であり、C2はしきい値のすぐ上の導関数の正の
傾きであり、そして他の量は前に定義した通りの意味を
持つ。
は好ましくはレーザーをしきい値より少し上、例えば、
第２図のポイントＢにバイアスするように選択される。
時間ｔ′＝Ｏにおいて、安定な二次導関数安定化ポイン
トが得られた後に、要素100の動作が三次導関数に比例
する出力を提供するようにスイイツチされると、時間
ｔ′＝O+に於て以下が与えられる。
これは切り換え時点でのIbが二次導関数バイアス ポイ
ントに依存し、 をバイアスを実質的に瞬間的に三次導関数収束の正しい
ゾーン内に移動するように調節する必要があることを示
す。これは典型的には約1mAの負の電流シフトを必要と
する。ｔ′→∞の場合、一般的に以下が成立する。
ここで、C3はしきい値の所の三次導関数曲線の傾きに比
例する定数である。従つて、しきい値の所に安定化させ
るため、 はゼロにセツトする必要がある。
標準の市販の要素のみを使用した一例としてのレーザー
安定化回路が実現された。使用されたICはテーブル１に
示される通りである。
テーブル１ 集積回路カタログ 要素 説明 IC1 LM555タイマ IC2 4013CMOSジユアルＤフリツプフロツプ IC3 4024CMOSカウンタ IC4、IC4′ 14538CMOSモノステ-ブルマルチバイブレ-タ IC5 4016CMOSクウオツド アナログスイツチ IC6 AD63C同期変調器／復調器 IC7 AD63C同期変調器／復調器 IC8 LF347クウオツド演算増幅器 IC9 LF353ジユアル演算増幅器 IC10 LF351演算増幅器 IC11 LF351演算増幅器 IC12 LF353ジユアル演算増幅器 IC13 502BWウエスタン エレクトリツク構築ブロツク 第６図の点線61によつて囲まれた回路の部分が第11図に
より詳細に示される。周知のあるいは当業者によつて簡
単に推測できる回路の詳細は原則的に示されていない
が、これら詳細には、例えば、ICのピン番号、電圧、幾
つかのブロツキングあるいはバイパスコンデンサ、幾つ
かの電流制限あるいは分圧抵抗体等が含まれる。
第11図の回路は２つのモード、つまり、二次導関数及び
三次導関数にて動作する。動作モードはモノステーブル
IC4及びIC4′によつて決定され、“STATUS OUT"によつ
て示される。パワーが加えられると、IC4は30秒パワー
オン パルスを生成する。この期間はSTATUSは高値で
あり、これは二次導関数動作を示す。このパルスが終了
した時点でSTATUSは低値となるが、これは三次導関数動
作を示す。この回路はスイツチSW1を閉じることによつ
て二次導関数動作にされる。システム タイマIC1は約5
0kHzにて動作する。フリツプフロツプIC2Aは50％の衝撃
係数でこのクロツクを25kHzに分割する。これは回路内
の非常に重要なタイミング成分であり、ΔI1を与え検出
器を同期するクロツク信号f1及びf2を生成する。
カウンタIC3の÷４出力は二次クロツクf2＝f1/4を生成
するが、これは約6.25kHzに等しい。
IC6はIC2Bによつてクロツクされる平衡変調器である
が、周波数f2がこの信号入力に加えられる。この回路が
二次導関数モードにある場合、フリツプフロツプIC2Bは
０に保持され、IC6の出力はこの入力と同一、つまり、
周波数f1/4の0V、＋15V、0V、＋15V、…パルスのトレイ
ンとなる。この回路が三次導関数モードにあるときは、
フリツプフロツプIC2BはIC3によつて÷２カウンタ（第
６図のブロツク60）としてクロツクされる。これはIC6
の出力をIC3からのパルスが一つ置に反転されるように
する。この例では、IC6の出力は0V、＋15V、0V、−15
V、0V、＋15V、…の反復パターンを持つ。
第11図の破線100によつて囲まれた回路の部分は実質的
に第６図の要素52及び43に対応する。演算増幅器IC10の
負の入力はフイードバツクIC10によつて増分的にアース
される。約0.5mAのピーク−ピーク振幅のテスト電流ΔI
1がIC2Aによつて生成される。IC6によつて約1mAの振幅
を持つステップ電流ΔI2が生成される。R13は総合注入
テスト電流を常に正に保つためのオフセツトを提供す
る。最後に、R14及び状態信号がテスト電流をその平均
値が動作モードと関係なく約1mAになるように平衡させ
る。
IC5は第６図の53に対応するデジタル→２→１マルチプ
レクサであり、機能的には単極／双投スイツチを形成す
るように接続されたアナログ スイツチに等しい。結果
としての“SYNCH"出力が同期検出器に加えられる。当業
者においては、IC5の代わりに排他的ORゲートを使用で
きることも理解できよう。
第12図は第６図の破線62によつて囲まれた要素に実質的
に対応する回路の詳細、並びにこの図の要素41を示す。
当業者にとつて明であるごとく、この回路の動作に必要
な全ての受動要素が示されているわけではない。当業者
にとつては、この回路の詳細を簡単に設計できよう。
この回路の中心は同期検出器IC7であるが、この精密要
素が単一チツプ上の検出器機能の全てを提供する。Vtes
tはI testに応答してのレーザー間の電圧の変化であり
（第11図を参照）、レーザー陰極とできるかぎり接近し
て測定される。この電圧はIC8Aによつて５倍に増幅さ
れ、ハイ パス フイルタリングされ、次に、それぞれ
IC8B及びIC8Cによつて連続的に20倍及び３倍に増幅され
る。IC80Cの出力が再びハイ パス フイルタリング
（フイルタは図示なし）され、次にIC7の信号入力に加
えられる。IC7はIC5からのSYNCH信号によつてクロツク
される。ここで、f1のVtestの部分のみが同信号と同相
とされる。他の周波数成分はランダムな位相にて出力に
向けてシフトされ、C8及びR30から構成されるロー パ
ス フイルタによつて除去される。
IC9はIC7の出力にオフセツトVR1を加えるが、これはP1
及びP2によつて調節できる。トランジスタQ6、Q7及びQ8
は正及び負の両方のオフセツトの調節を可能とする回路
を形成する。この回路が二次導関数モードにあり、STAT
USが高値であるときは、P1のみがオフセツトを制御し、
回路が三次導関数モードにあり、STATUSが低値であると
きは、P2のみがオフセツトを制御する。これらオフセツ
ト制御は典型的にはレーザーあるいはレーザー パツケ
ージの系列に対して正しく調節されるべきである。JFET
J1はパワーがオフであるとき、C8をアースする。
C8上の電圧は回路の状態によつて−d2V/dI2あるいは−d
3V/dI3に直接に比例する。（第10図内の増幅器103に対
応する）IC11はこの電圧100倍だけ増幅する。IC11のパ
ラメータ12の入力の所で２つの他の信号と加算される。
これら信号の最初の信号は比例 つまりP3によつてセツトされるパワーがオンにされたと
きにレーザー内の初期バイアス電流を決定するためのDC
電圧である。R39は回路が二次導関数モードから三次導
関数モードにスイツチされたとき、約1mAの“キツクバ
ツク”電流を提供する。これは二次導関数モードから三
次導関数モードにスイツチされた瞬間にレーザー バイ
アスが三次導関数安定領域に入れられることを保証す
る。最後に、IC12は実際のバイアス電流をレーザーの陰
極に加える。電流をレーザーの陽極に加える別の電圧対
電流変換器も当業者にとつて明白である。
上に説明のデバイス安定化技術は広い用途を持ち、レー
ザーの安定化はこの一例に過ぎない。好ましい用途とし
て、この方法で安定化されたレーザーが光フアイバ通信
システム内で使用される。このシステムは周知であり、
詳細な説明を必要としない。第13図はこのシステムを簡
略的に示す。ここで、レーザー40は線137を放射する
が、これは結合装置130によつて光フアイバ131に結合さ
れ、フアイバを通じての伝送の後に検出器132によつて
検出される。バイアス電流がバイアス電源133によつて
レーザーに提供され、また高周波数変調電流が変調電源
132によつてレーザーに提供される。バイアス調節器134
はレーザー電圧及びDCバイアスを示す信号をそれぞれ接
続135及び136を介して受信し、制御信号を133に供給
し、これによつてDCバイアス レベルが制御される。
前述したごとく、通信システムの動作を制御するための
この技術はより広い用途を持つプロセス制御技術の一例
である。第14図はこのプロセス制御技術を示す。ブロツ
ク140は一般的なプロセス、例えば、化学、電気化学、
医薬品、あるいは他のプロセスを示す。これはパラメー
タY1、Y2、…の関数である変数X1、X2を持つことを特徴
とする。変数Xiの値はセンサ141によつて検出され、パ
ラメータYjの値はセンサ142によつて検出される。セン
サ出力はブロツク145に加えられる。ブロツク145はXi及
びYjに比例する信号から導関数ｄｎXi/d▲Ｙn j▼（ｎ＝
１、２、…）を決定するための装置を表わす。145の出
力は（通常）インバータ148によつて反転され、加算器1
49内で基準信号と加算され、結果としてのエラー信号15
0が“Yj電源"146、つまり、140にパラメータYjに特定の
値を与える入力を提供するための装置に加えられる。例
えば、146は反応容器内の圧力を変えるための装置であ
り得る。146の出力は一定あるいはゆつくり変化する値
（“バイアス”）と１つあるいは複数の非正弦的に変化
する成分（“デイザー”）の両方を含む。後者は対応す
るXiの変動を与えるが、これは141によつて検出され
る。一方、Yiのデイザー成分は142によつて検出され
る。制御プロセスの一例としての用途は車の制御、例え
ば、自動車、トラツク、列車等のアンチーロツク ブレ
ーキ システム内に見られる。当業者にとつては、他の
用途も明らかである。
デバイス特性の導関数、特に高次導関数を測定すること
がしばしば必要となるが、PDDEはこの目的にも使用でき
る。この技術の要素は、例えば、上の説明において挙げ
られるように、エラー信号を得るための装置及びエラー
信号に応答してバイアスを変変化させるための装置を除
いて、本発明を具現する測定装置にも見られる。これに
加えて、この測定装置は導関数の値を表示するための装
置、あるいは測定結果を示すための他の装置を含む。こ
れら装置はデジタルないしアナログ信号、あるいは信号
燈のような進め／止れ指標を提供する視覚リードアウ
ト、あるいは電気リードアウト装置を含むこともでき
る。これら装置は従来から存在し、当分野において周知
である。
【図面の簡単な説明】
第１図から第３図はそれぞれ半導体注入レーザーのレー
ザーを流れる順電流とこのレーザー間の電圧との関係を
この順電流の関数として示す実験的に決定された一次、
二次及び三次導関数の曲線を示す図； 第４図から第６図はそれぞれ一次、二次、及び三次導関
数を決定するための一例としての装置を簡略ブロツク図
にて示し； 第７図から第９図はそれぞれ電流の関数として電圧の二
次、三次、及び４次導関数を決定するために使用するの
に好ましいテスト信号を示す簡略図； 第10図は本発明の一例としての実施態様を簡略ブロツク
図にて示し； 第11図及び第12図は一体となつて半導体レーザーのバイ
アス電流を安定化するための一例としての回路を示す
図； 第13図は本発明を具現する通信システムを簡略的に示す
図；そして 第14図は本発明を具現する制御システムを持つ一般化さ
れたプロセスを簡略的に示す図である。

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電子デバイス（40）の特性曲線の導関数を
    得るための装置であって、、該特性曲線上の動作ポイン
    トを決定するために該デバイスに電気バイアスを加える
    ための第１の手段（41）と、該デバイスに、周波数f1の
    成分と周波数f2（ただしf2≠f1）の成分を持つテスト信
    号を加え、該デバイスに加えられた該テスト信号に応答
    して第１の信号を得るための第２の手段（42、43、44）
    と、該第１の信号から、該特性の、該バイアスによって
    決定される動作点の導関数に実質的に比例する第２の信
    号を得るための第３の手段（45、46）とを有する装置に
    おいて、 該導関数がＮ次の導関数であり（ただしＮ２）、該テ
    スト信号がＮ個の位相ロックされた成分の線形和を有
    し、該テスト信号の所与の成分はいずれも他の全ての成
    分とは周波数を異にする非正弦波信号であり、該第３の
    手段は、該テスト信号の該Ｎ個の成分の積である信号と
    該第１の信号の積に実質的に比例する第３の信号を得る
    ための乗算手段（45）を有し、該乗算手段の出力はロー
    パスフィルタ手段（46）に提供され、該ローパスフィル
    タ手段の出力は、該第２の信号であり、かつ該装置は、
    該第２の信号に応答する利用手段を含むことを特徴とす
    る装置。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
    て、前記テスト信号の所与の成分はいずれも実質的に方
    形波であることを特徴とする装置。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の
    装置において、該デバイスが半導体レーザーあるいはト
    ンネル ダイオードであり、該特性曲線がV/I特性乃至L
    /I特性であり、ここで、Ｖは該レーザー間の電圧を示
    し、Ｌは該レーザーの光出力であり、そしてＩは該レー
    ザーを流れる電流であることを特徴とする装置。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の
    装置において、該特性曲線がデバイス電圧とデバイス電
    流の関係を記述するV/I特性であり、該利用手段が、該
    第２の信号の振幅と関連する振幅を持つエラー信号を提
    供するための手段（101乃至104）、及び該エラー信号に
    応答して該電気バイアスを調節するための手段（105）
    を含むことを特徴とする装置。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項に記載の装置におい
    て、該デバイスが半導体レーザーであり、該V/I特性が
    該レーザー間の電圧と該レーザーを流れる電流との関係
    を記述することを特徴とする装置。
  6. 【請求項６】特許請求の範囲第５項に記載の装置におい
    て、該動作ポイントが少なくとも１つの導関数が非ゼロ
    であるポイントであることを特徴とする装置。
  7. 【請求項７】特許請求の範囲第６項に記載の装置におい
    て、該動作ポイントがレイジングしきい値あるいはこの
    付近であることを特徴とする装置。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第６項あるいは第７項に記
    載の装置において、該第２の信号が該バイアス電流が調
    節される時間の少なくとも一部の間該特性の三次導関数
    に比例することを特徴とする装置。
  9. 【請求項９】特許請求の範囲第８項に記載の装置におい
    て、該第２の信号が、該バイアス電流が調節される時間
    の更なる一部の間該特性の二次導関数に比例することを
    特徴とする装置。
  10. 【請求項１０】特許請求の範囲第６項又は第７項に記載
    の装置において、該第２の信号が、該バイアス電流が調
    節される時間の少なくとも一部の間該特性の二次導関数
    に比例することを特徴とする装置。
  11. 【請求項１１】特許請求の範囲第１項乃至第10項のいず
    れかに記載の装置において、該テスト電流が周波数f3の
    第３の非正弦成分を持ち、ここで、f1＞f2＞f3であるこ
    とを特徴とする装置。
  12. 【請求項１２】特許請求の範囲第11項に記載の装置にお
    いて、該テスト信号の該成分の各々が実質的に方形波で
    あることを特徴とする装置。
  13. 【請求項１３】デバイス電圧とデバイス電流の関係を記
    述するV/I特性を持つ電子デバイス（40）の動作を制御
    するための方法において、該方法が、 （ａ）第１の手段（41）によって、該V/I特性上の動作
    ポイントを決定するために該デバイスに電気バイアスを
    加えるステップ、 （ｂ）第２の手段（42、43、44）によって、該デバイス
    に周波数f1の第１の非正弦成分を持つテスト信号を加
    え、該デバイスに加えられた該テスト信号に応答して第
    １の信号を得るステップ、 （ｃ）第３の手段（45、46）によって、該第１の信号か
    ら、該V/I特性の、該バイアスによって決定される該動
    作ポイントの導関数に実質的に比例する第２の信号を得
    るステップ、 （ｄ）第４の手段（101乃至104）によって、該第２の信
    号と基準信号との振幅の差に関係するエラー信号を得る
    ステップ、及び （ｅ）該エラー信号に応答して該バイアスを調節するス
    テップを有する方法であって、 （ｆ）該導関数がＮ次の導関数であり（ただしＮ
    ２）、 （ｇ）該テスト信号がＮ個の位相ロックされた成分の線
    形和を有し、該テスト信号の所与の成分はいずれも他の
    全ての成分とは周波数を異にする非正弦波信号であり、 （ｈ）乗算手段（45）を有する手段によって、該テスト
    信号の前記Ｎ個の成分の積である信号と該第１の信号の
    積に実質的に比例する第３の信号を得て、該第３の信号
    を、その出力が該第２の信号であるところのローパスフ
    ィルタ手段（46）に提供するステップを更に有すること
    を特徴とする方法。
  14. 【請求項１４】特許請求の範囲第13項に記載の方法にお
    いて、該テスト信号の所与の成分がいずれも実質的に方
    形波であることを特徴とする方法。
  15. 【請求項１５】特許請求の範囲第13項あるいは第14項に
    記載の方法において、該第２の信号が、該デバイスの動
    作が制御される時間の少なくとも一部の間該特性の二次
    導関数に比例することを特徴とする方法。
  16. 【請求項１６】特許請求の範囲第13項又は第14項に記載
    の方法において、該第２の信号が、該デバイスが制御さ
    れる時間の一部の間該特性の三次導関数に比例すること
    を特徴とする方法。
  17. 【請求項１７】特許請求の範囲第13項乃至第16項のいず
    れかに記載の方法において、該デバイスが、f1より実質
    的に高い信号周波数にて動作されることを特徴とする方
    法。
  18. 【請求項１８】特許請求の範囲第17項に記載の方法にお
    いて、該デバイスが半導体レーザーであり、該バイアス
    がバイアス電流であり、そして該バイアス電流が該信号
    周波数にて変調されることを特徴とする方法。
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