JPH066718Y2 - ブラシレスモ−タの駆動装置 - Google Patents
ブラシレスモ−タの駆動装置Info
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- JPH066718Y2 JPH066718Y2 JP1983125249U JP12524983U JPH066718Y2 JP H066718 Y2 JPH066718 Y2 JP H066718Y2 JP 1983125249 U JP1983125249 U JP 1983125249U JP 12524983 U JP12524983 U JP 12524983U JP H066718 Y2 JPH066718 Y2 JP H066718Y2
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- transistors
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Description
【考案の詳細な説明】 本考案はチョッパ回路等により電圧可変された直流出力
をインバータ回路により交流出力に変換してブラシレス
モータを駆動するようにした装置に関するものである。
をインバータ回路により交流出力に変換してブラシレス
モータを駆動するようにした装置に関するものである。
従来より、この種の駆動方式については種々提案されて
おり、第１図はこれを例示したものである。これについ
て説明する。同図において、１は交流電源、２は上記交
流電源１に接続された整流器ＤＢ１とこれの出力を平滑
するコンデンサＣ1とからなり、交流入力を全波整流、
平滑して出力するようにした整流回路である。３は上記
整流回路２の出力端子間に、制御用トランジスタＱ1の
コレクタ・エミッタ間と、チョークコイルＬ1と、平滑
用コンデンサＣ2とを直列に挿入し、上記トランジスタ
Ｑ1のエミッタとチョークコイルＬ1との接続点に、上記
整流回路２の負側出力端にアノードが接続されたダイオ
−ドＤ1のカソードを接続し、トランジスタＱ1のベース
に、速度指令に応じてパルス幅を変調した出力信号（以
下ＰＷＭ信号という）を送出するようにしたパルス幅変
調制御回路（以下ＰＷＭ制御回路という）４の出力端を
接続して、上記ＰＷＭ制御回路４のＰＷＭ信号によりト
ランジスタＱ1のオン−オフ期間を制御して、コンデン
サＣ2の端子間から電圧を可変した直流出力を送出する
ようになっておる。５は上記チョッパ回路３の直流出力
を交流出力に変換して送出するインバータ回路で、６個
のトランジスタＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｑｗ，Ｑｚを
２個づつ直列に接続して３組の直列アーム（Ｑｕと
Ｑｘ，ＱｖとＱｙ，ＱｗとＱｚ）を形成することによ
り、ブリッジ結線を構成して、上記各トランジスタを適
時オンオフ制御して直流を３相交流に変換し、直列アー
ムとなった２個のトランジスタの接続点から出力するよ
うになっておる。なお、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，
Ｄ６，Ｄ７は上記各トランジスタＱu〜Ｑzのコレクタ・
エミッタ間に挿入した回生電圧バイパス用のダイオ−ド
である。６は、ブラシレスモータで、ステータコイルＳ
ｕ，Ｓｖ，Ｓｗは３相星形に結線されて上記インバータ
回路５の各出力端にそれぞれ接続され、インバータ回路
５の３相交流出力により通電されて図示しないロータを
回転駆動せしめ、上記ロータの周囲に等間隔で配置され
たホール素子等からなる位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに
よってロータの位置が検出され、この検出信号は分配回
路７の入力端Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにそれぞれ送出されるよ
うになっておる。そして、上記分配回路７は第２図に示
すように、上記位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの互い
に１２０°位相を異にした出力信号をうけて、これを上
記インバータ回路５の６個のトランジスタＱu〜Ｑzと対
応せしめて設けた出力端Ｏｕ，Ｏｘ，Ｏｖ，Ｏｙ，
Ｏｗ，Ｏｚに分配して各トランジスタＱu〜Ｑzが適時１
２０°通電となるようにした出力信号を送出するように
なっておる。８は上記分配回路７の出力端Ｏu〜Ｏzに接
続されたドライブ回路で、分配回路７から“Ｈ”レベル
の出力信号をうけた入力端と対応する出力端からインバ
ータ回路５の各トランジスタＱu〜Ｑzのベースドライブ
出力が送出されるようになっておる。そして、速度指令
により電圧可変制御されたチョッパ回路３の直流出力電
圧を、インバータ回路５の各トランジスタＱu〜Ｑzを適
時オンオフして３相交流出力電圧に変換してブラシレス
モータ６に印加することによって該ブラシレスモータ６
を可変速駆動せしめるようになっている。この場合、周
知のように、インバータ回路５の正側アームのトランジ
スタＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのうち１つのトランジスタ（例え
ばＱu）がオン動作したとき、ブラシレスモータ６のス
テータコイル（例えばＳu）に電流が流れることによっ
て上記オン動作したトランジスタのエミッタ電位が上昇
し、これにより該トランジスタのベース・エミッタ間に
流れるベース電流が減少し、トランジスタのコレクタ・
エミッタ間飽和電圧に達せずベースドライブを安定して
行うことができず、トランジスタの発熱、電力損失の発
生、モータの回転ムラ等が生ずるおそれがあるという問
題を有しておる。これを改善するため上記ドライブ回路
８の構成には種々のものが用いられておる。第３図乃至
第５図はこれをインバータ回路５の１直列アーム分につ
いて例示したもので、これらについて説明をする。第３
図は、インバータ回路５の直列アームとなったトランジ
スタＱｕ，Ｑｘのベースに、コレクタが抵抗Ｒ１，Ｒ２
を介してチョッパ回路３の正側出力端にそれぞれ接続さ
れたトランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタをそれぞれ接続
し、このトランジスタＱ2のベースに、チョッパ回路３
の出力端子間に接続された分配回路７aの出力端Ｏuを、
また出力端Ｏxを抵抗Ｒ3を介してトランジスタＱ3のベ
ースにそれぞれ接続してドライブ回路８aを形成して、
上記分配回路７aの制御電源をチョッパ回路３の出力端
に接続することによって上記トランジスタＱuの不飽和
ドライブを防止しようとしたものである。この方式によ
れば、トランジスタＱｕ，Ｑｘのコレクタ・エミッタ間
電圧は、一般のトランジスタの飽和電圧に比して数倍の
大きな値が必要となり、このため、チョッパ回路３の出
力電圧Ｖsはインバータ回路５の出力電圧よりも高く設
定しなければならず、高く設定したとしても分配回路７
aの制御電源電圧がチョッパ回路３の出力電圧Ｖsと同じ
であれば、トランジスタＱuを十分飽和ドライブせしめ
ることができず、分配回路７aの制御電源電圧をチョッ
パ回路３の出力電圧Ｖsよりさらに高く（例えば、1.5Ｖ
〜２Ｖ）することが必要となって、ドライブ電力損失も
大となり高効率化を図ることができないという問題を有
しておる。又、第４図は、インバータ回路５の直列アー
ムとなったトランジスタＱｕ、Ｑｘの正側アームのトラ
ンジスタＱuのベースに、上記交流電源１から接続され
た絶縁トランス、整流器、平滑用コンデンサ等よりなる
電源回路ＣＶの正側出力端を、抵抗Ｒ4とホトトランジ
スタＰＱのコレクタ・エミッタ間とを介して接続すると
共に負側出力端をトランジスタＱuのエミッタに接続
し、制御電源電圧Ｖcに接続された分配回路７bの出力端
Ｏuにカソードが接地された発光ダイオードＬＥＤのア
ノードを抵抗Ｒ5を介して接続し、負側アームのトラン
ジスタＱxのベースに分配回路７bの出力端Ｏxを抵抗Ｒ6
を介して接続して、正側アームのトランジスタＱuを絶
縁された別電源でベースドライブせしめるようにしてド
ライブ回路８bを形成したものである。この方式によれ
ば、高効率化を図ることができる反面、インバータ回路
５の各正側アームのトランジスタＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗの各
々に、絶縁された別電源を設けなければならず、しかも
高価なフォトカプラも各々必要となって構成が大形化
し、装置を高価なものにするという問題を有しておる。
更に、第５図（イ）は、インバータ回路５の直列アーム
となったトランジスタＱｕ、Ｑｘの正側アームのトラン
ジスタＱuにＰＮＰ形トランジスタを用い、これのベー
スに、抵抗Ｒ7を介してエミッタ接地のトランジスタＱ4
のコレクタを接続し、このトランジスタＱ4のベース
に、制御電源電圧Ｖcに接続された分配回路７cの出力端
Ｏuを抵抗Ｒ8を介して接続し、負側アームのトランジス
タＱxのベースには分配回路７cの出力端Ｏxを抵抗Ｒ9を
介して接続して、ドライブ回路８cを形成するようにし
たものである。この方式によれば、インバータ回路５の
入力電圧Ｖsを可変しない場合、正側アームのトランジ
スタＱuのベース電流ＩBの変化はは第５図（ロ）Ａで示
す曲線上において電源電圧の変動分の変化となるのであ
まり変化しないことになるが、入力電圧Ｖsが可変され
た場合、ＩB＝Ｖs／Ｒ7の関係で増減することになるの
で、第５図（ロ）Ａで示すように、入力電圧Ｖsが低電
圧のときはいわゆるドライブ不足となり、逆に高電圧の
ときはいわゆるオーバドライブとなって、ドライブ電力
損失が大きくなるという不都合が生ずるという問題を有
しておる。
おり、第１図はこれを例示したものである。これについ
て説明する。同図において、１は交流電源、２は上記交
流電源１に接続された整流器ＤＢ１とこれの出力を平滑
するコンデンサＣ1とからなり、交流入力を全波整流、
平滑して出力するようにした整流回路である。３は上記
整流回路２の出力端子間に、制御用トランジスタＱ1の
コレクタ・エミッタ間と、チョークコイルＬ1と、平滑
用コンデンサＣ2とを直列に挿入し、上記トランジスタ
Ｑ1のエミッタとチョークコイルＬ1との接続点に、上記
整流回路２の負側出力端にアノードが接続されたダイオ
−ドＤ1のカソードを接続し、トランジスタＱ1のベース
に、速度指令に応じてパルス幅を変調した出力信号（以
下ＰＷＭ信号という）を送出するようにしたパルス幅変
調制御回路（以下ＰＷＭ制御回路という）４の出力端を
接続して、上記ＰＷＭ制御回路４のＰＷＭ信号によりト
ランジスタＱ1のオン−オフ期間を制御して、コンデン
サＣ2の端子間から電圧を可変した直流出力を送出する
ようになっておる。５は上記チョッパ回路３の直流出力
を交流出力に変換して送出するインバータ回路で、６個
のトランジスタＱｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｑｗ，Ｑｚを
２個づつ直列に接続して３組の直列アーム（Ｑｕと
Ｑｘ，ＱｖとＱｙ，ＱｗとＱｚ）を形成することによ
り、ブリッジ結線を構成して、上記各トランジスタを適
時オンオフ制御して直流を３相交流に変換し、直列アー
ムとなった２個のトランジスタの接続点から出力するよ
うになっておる。なお、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，
Ｄ６，Ｄ７は上記各トランジスタＱu〜Ｑzのコレクタ・
エミッタ間に挿入した回生電圧バイパス用のダイオ−ド
である。６は、ブラシレスモータで、ステータコイルＳ
ｕ，Ｓｖ，Ｓｗは３相星形に結線されて上記インバータ
回路５の各出力端にそれぞれ接続され、インバータ回路
５の３相交流出力により通電されて図示しないロータを
回転駆動せしめ、上記ロータの周囲に等間隔で配置され
たホール素子等からなる位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに
よってロータの位置が検出され、この検出信号は分配回
路７の入力端Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにそれぞれ送出されるよ
うになっておる。そして、上記分配回路７は第２図に示
すように、上記位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの互い
に１２０°位相を異にした出力信号をうけて、これを上
記インバータ回路５の６個のトランジスタＱu〜Ｑzと対
応せしめて設けた出力端Ｏｕ，Ｏｘ，Ｏｖ，Ｏｙ，
Ｏｗ，Ｏｚに分配して各トランジスタＱu〜Ｑzが適時１
２０°通電となるようにした出力信号を送出するように
なっておる。８は上記分配回路７の出力端Ｏu〜Ｏzに接
続されたドライブ回路で、分配回路７から“Ｈ”レベル
の出力信号をうけた入力端と対応する出力端からインバ
ータ回路５の各トランジスタＱu〜Ｑzのベースドライブ
出力が送出されるようになっておる。そして、速度指令
により電圧可変制御されたチョッパ回路３の直流出力電
圧を、インバータ回路５の各トランジスタＱu〜Ｑzを適
時オンオフして３相交流出力電圧に変換してブラシレス
モータ６に印加することによって該ブラシレスモータ６
を可変速駆動せしめるようになっている。この場合、周
知のように、インバータ回路５の正側アームのトランジ
スタＱｕ，Ｑｖ，Ｑｗのうち１つのトランジスタ（例え
ばＱu）がオン動作したとき、ブラシレスモータ６のス
テータコイル（例えばＳu）に電流が流れることによっ
て上記オン動作したトランジスタのエミッタ電位が上昇
し、これにより該トランジスタのベース・エミッタ間に
流れるベース電流が減少し、トランジスタのコレクタ・
エミッタ間飽和電圧に達せずベースドライブを安定して
行うことができず、トランジスタの発熱、電力損失の発
生、モータの回転ムラ等が生ずるおそれがあるという問
題を有しておる。これを改善するため上記ドライブ回路
８の構成には種々のものが用いられておる。第３図乃至
第５図はこれをインバータ回路５の１直列アーム分につ
いて例示したもので、これらについて説明をする。第３
図は、インバータ回路５の直列アームとなったトランジ
スタＱｕ，Ｑｘのベースに、コレクタが抵抗Ｒ１，Ｒ２
を介してチョッパ回路３の正側出力端にそれぞれ接続さ
れたトランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタをそれぞれ接続
し、このトランジスタＱ2のベースに、チョッパ回路３
の出力端子間に接続された分配回路７aの出力端Ｏuを、
また出力端Ｏxを抵抗Ｒ3を介してトランジスタＱ3のベ
ースにそれぞれ接続してドライブ回路８aを形成して、
上記分配回路７aの制御電源をチョッパ回路３の出力端
に接続することによって上記トランジスタＱuの不飽和
ドライブを防止しようとしたものである。この方式によ
れば、トランジスタＱｕ，Ｑｘのコレクタ・エミッタ間
電圧は、一般のトランジスタの飽和電圧に比して数倍の
大きな値が必要となり、このため、チョッパ回路３の出
力電圧Ｖsはインバータ回路５の出力電圧よりも高く設
定しなければならず、高く設定したとしても分配回路７
aの制御電源電圧がチョッパ回路３の出力電圧Ｖsと同じ
であれば、トランジスタＱuを十分飽和ドライブせしめ
ることができず、分配回路７aの制御電源電圧をチョッ
パ回路３の出力電圧Ｖsよりさらに高く（例えば、1.5Ｖ
〜２Ｖ）することが必要となって、ドライブ電力損失も
大となり高効率化を図ることができないという問題を有
しておる。又、第４図は、インバータ回路５の直列アー
ムとなったトランジスタＱｕ、Ｑｘの正側アームのトラ
ンジスタＱuのベースに、上記交流電源１から接続され
た絶縁トランス、整流器、平滑用コンデンサ等よりなる
電源回路ＣＶの正側出力端を、抵抗Ｒ4とホトトランジ
スタＰＱのコレクタ・エミッタ間とを介して接続すると
共に負側出力端をトランジスタＱuのエミッタに接続
し、制御電源電圧Ｖcに接続された分配回路７bの出力端
Ｏuにカソードが接地された発光ダイオードＬＥＤのア
ノードを抵抗Ｒ5を介して接続し、負側アームのトラン
ジスタＱxのベースに分配回路７bの出力端Ｏxを抵抗Ｒ6
を介して接続して、正側アームのトランジスタＱuを絶
縁された別電源でベースドライブせしめるようにしてド
ライブ回路８bを形成したものである。この方式によれ
ば、高効率化を図ることができる反面、インバータ回路
５の各正側アームのトランジスタＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗの各
々に、絶縁された別電源を設けなければならず、しかも
高価なフォトカプラも各々必要となって構成が大形化
し、装置を高価なものにするという問題を有しておる。
更に、第５図（イ）は、インバータ回路５の直列アーム
となったトランジスタＱｕ、Ｑｘの正側アームのトラン
ジスタＱuにＰＮＰ形トランジスタを用い、これのベー
スに、抵抗Ｒ7を介してエミッタ接地のトランジスタＱ4
のコレクタを接続し、このトランジスタＱ4のベース
に、制御電源電圧Ｖcに接続された分配回路７cの出力端
Ｏuを抵抗Ｒ8を介して接続し、負側アームのトランジス
タＱxのベースには分配回路７cの出力端Ｏxを抵抗Ｒ9を
介して接続して、ドライブ回路８cを形成するようにし
たものである。この方式によれば、インバータ回路５の
入力電圧Ｖsを可変しない場合、正側アームのトランジ
スタＱuのベース電流ＩBの変化はは第５図（ロ）Ａで示
す曲線上において電源電圧の変動分の変化となるのであ
まり変化しないことになるが、入力電圧Ｖsが可変され
た場合、ＩB＝Ｖs／Ｒ7の関係で増減することになるの
で、第５図（ロ）Ａで示すように、入力電圧Ｖsが低電
圧のときはいわゆるドライブ不足となり、逆に高電圧の
ときはいわゆるオーバドライブとなって、ドライブ電力
損失が大きくなるという不都合が生ずるという問題を有
しておる。
このように、ブラシレスモータを高効率化を図って駆動
を行うためには、インバータ回路５を形成するトランジ
スタの電力損失及びドライブ電力損失を下げることが必
要となる。今、トランジスタ１個当りの電力損失をＰL
とし、モータのステータコイル１相の電流をＩL、トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間飽和電圧をＶCE(SAT)
とすれば、上記電力損失ＰLは ＰL＝ＩL×ＶCE(SAT)×1/3 但し1/3：１２０°通電方式の場合 で示され、上記ＶCE(SAT)は通常0.2〜0.6Ｖ、ダーリン
トントランジスタでは1.0〜２０Ｖの値であり、電流ＩL
により大幅には変化しない。従って、モータの出力を一
定とすれば、モータの印加電圧を上げた方がトランジス
タの電力損失ＰLは相対的に減少することになるが、ト
ランジスタの耐圧値の大きなものを使用することは部品
単価を高くし装置を高価なものとし、逆に汎用性の高い
トランジスタを使用すれば、耐圧値が制限されてモータ
の印加電圧はおのずから制約をうけることになる。
を行うためには、インバータ回路５を形成するトランジ
スタの電力損失及びドライブ電力損失を下げることが必
要となる。今、トランジスタ１個当りの電力損失をＰL
とし、モータのステータコイル１相の電流をＩL、トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間飽和電圧をＶCE(SAT)
とすれば、上記電力損失ＰLは ＰL＝ＩL×ＶCE(SAT)×1/3 但し1/3：１２０°通電方式の場合 で示され、上記ＶCE(SAT)は通常0.2〜0.6Ｖ、ダーリン
トントランジスタでは1.0〜２０Ｖの値であり、電流ＩL
により大幅には変化しない。従って、モータの出力を一
定とすれば、モータの印加電圧を上げた方がトランジス
タの電力損失ＰLは相対的に減少することになるが、ト
ランジスタの耐圧値の大きなものを使用することは部品
単価を高くし装置を高価なものとし、逆に汎用性の高い
トランジスタを使用すれば、耐圧値が制限されてモータ
の印加電圧はおのずから制約をうけることになる。
本考案は上述した点にかんがみてなされたもので、その
目的とするところは、汎用性の高いトランジスタを用い
て簡単な構成で、かつ、モータを高効率化を図って駆動
せしめることができるようにしたものを提供することに
ある。
目的とするところは、汎用性の高いトランジスタを用い
て簡単な構成で、かつ、モータを高効率化を図って駆動
せしめることができるようにしたものを提供することに
ある。
以下、本考案の実施例を第６図及び第７図によって説明
する。なお、第１図と同じものは同一符号を付し、重複
をさけて説明することとする。
する。なお、第１図と同じものは同一符号を付し、重複
をさけて説明することとする。
交流電源１に整流回路２を介してチョッパ回路３を接続
し、このチョッパ回路３の出力端には、上述同様６個の
トランジスタＱu〜Ｑzを２個づつ直列アームとし、ブリ
ッジ結線したインバータ回路９が接続されておる。な
お、第１図のインバータ回路５と異なる点は正側アーム
のトランジスタＱｕ，Ｑｖ，ＱｗがＰＮＰ形トランジス
タによって形成されていることである。そして、上記イ
ンバータ回路９の出力端（直列アームとなった正，負側
両アームのトランジスタの接続点）は、一端が星形結線
されたブラシレスモータ６のステータコイルＳｕ，
Ｓｖ，Ｓｗの他端にそれぞれ接続され、上述同様、この
ブラシレスモータ６には図示しないロータの回転位置を
検出する位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗが配設され、この
位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの検出信号は制御電源電圧
Ｖcに接続された分配回路７の入力端Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ
に入力され、分配回路７は６個の出力端Ｏｕ，Ｏｘ，Ｏ
ｖ，Ｏｙ，Ｏｗ，Ｏｚから入力信号を分配してロジック
信号で送出し、これをうけたドライブ回路１０の出力に
より上記インバータ回路９のトランジスタＱu〜Ｑzを適
時オンオフ制御せしめるようになっており、上記チョッ
パ回路３の制御用トランジスタＱ1のベースには上述同
様、速度指令によってＰＷＭ信号を送出するＰＷＭ制御
回路４の出力端が接続されて、速度指令によりチョッパ
回路３の制御用トランジスタＱ1のオンオフ期間を制御
して該チョッパ回路３の出力電圧Ｖsを可変し、これを
交流に変換するインバータ回路９の出力によりブラシレ
スモータ６を可変速駆動せしめるようになっておる。
し、このチョッパ回路３の出力端には、上述同様６個の
トランジスタＱu〜Ｑzを２個づつ直列アームとし、ブリ
ッジ結線したインバータ回路９が接続されておる。な
お、第１図のインバータ回路５と異なる点は正側アーム
のトランジスタＱｕ，Ｑｖ，ＱｗがＰＮＰ形トランジス
タによって形成されていることである。そして、上記イ
ンバータ回路９の出力端（直列アームとなった正，負側
両アームのトランジスタの接続点）は、一端が星形結線
されたブラシレスモータ６のステータコイルＳｕ，
Ｓｖ，Ｓｗの他端にそれぞれ接続され、上述同様、この
ブラシレスモータ６には図示しないロータの回転位置を
検出する位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗが配設され、この
位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの検出信号は制御電源電圧
Ｖcに接続された分配回路７の入力端Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ
に入力され、分配回路７は６個の出力端Ｏｕ，Ｏｘ，Ｏ
ｖ，Ｏｙ，Ｏｗ，Ｏｚから入力信号を分配してロジック
信号で送出し、これをうけたドライブ回路１０の出力に
より上記インバータ回路９のトランジスタＱu〜Ｑzを適
時オンオフ制御せしめるようになっており、上記チョッ
パ回路３の制御用トランジスタＱ1のベースには上述同
様、速度指令によってＰＷＭ信号を送出するＰＷＭ制御
回路４の出力端が接続されて、速度指令によりチョッパ
回路３の制御用トランジスタＱ1のオンオフ期間を制御
して該チョッパ回路３の出力電圧Ｖsを可変し、これを
交流に変換するインバータ回路９の出力によりブラシレ
スモータ６を可変速駆動せしめるようになっておる。
なお、１１は交流電源１から接続されて、ＰＷＭ制御回
路４、分配回路７、位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに制御
電源電圧Ｖcを送出するようにした制御電源回路であ
る。
路４、分配回路７、位置検出器Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗに制御
電源電圧Ｖcを送出するようにした制御電源回路であ
る。
そして、上記ドライブ回路１０は、１直列アームについ
て示した第７図に示すように、インバータ回路９の正側
アームのトランジスタＱuのベースに、エミッタが抵抗
Ｒ10を介して回路接地された駆動用トランジスタＱ5の
コレクタを接続し、このトランジスタＱ5のベースに、
分配回路７の出力端Ｏuと回路接地間に直列に挿入した
分圧用抵抗Ｒ11とＲ12との接続点（分圧点）を接続し、
負側アームのトランジスタＱxのベースには分配回路７
の出力端Ｏxを抵抗Ｒ13を介して接続して形成され、上
記抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２は、今正側アームのトラ
ンジスタＱuのベース電流をＩB1、トランジスタＱ5のベ
ース・エミッタ間電圧をＶBEU（通常0.6Ｖ）とすると、 の関係が成り立つように抵抗値が選定されておる。
て示した第７図に示すように、インバータ回路９の正側
アームのトランジスタＱuのベースに、エミッタが抵抗
Ｒ10を介して回路接地された駆動用トランジスタＱ5の
コレクタを接続し、このトランジスタＱ5のベースに、
分配回路７の出力端Ｏuと回路接地間に直列に挿入した
分圧用抵抗Ｒ11とＲ12との接続点（分圧点）を接続し、
負側アームのトランジスタＱxのベースには分配回路７
の出力端Ｏxを抵抗Ｒ13を介して接続して形成され、上
記抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２は、今正側アームのトラ
ンジスタＱuのベース電流をＩB1、トランジスタＱ5のベ
ース・エミッタ間電圧をＶBEU（通常0.6Ｖ）とすると、 の関係が成り立つように抵抗値が選定されておる。
なお、他の直列アームについても同様に形成されておる
ので、図示及び説明を省略する。
ので、図示及び説明を省略する。
次にその動作について説明する。速度指令がＰＷＭ制御
回路４に与えられると、該ＰＷＭ制御回路４は上記速度
指令に応じてパルス幅を変調したＰＷＭ信号をチョッパ
回路３の制御用トランジスタＱ1のベースに送出する。
これによりトランジスタＱ1がオンオフする。このオン
期間中には交流電源１を全波整流し平滑した整流回路２
の出力によりチョークコイルＬ1に流れる電流が徐々に
増加し、その電流によって出力用コンデンサＣ2が充電
され、トランジスタＱ1がオフするとチョークコイルＬ1
の入力端（図示左側）の電圧が急激に負に向おうとする
ことによりダイオードＤ1をオンさせ、チョークコイル
Ｌ1を流れる電流はトランジスタＱ1に代ってオンとなっ
たダイオードＤ1を介して流れ続けて徐々に減少する
が、そのうち再びトランジスタＱ1がオンすることにな
り、こうして得られた出力電圧ＶsはトランジスタＱ1の
オン・オフタイムの比によって可変制御され、例えば数
Ｖ〜数１０Ｖの範囲で可変された出力電圧Ｖsがインバ
ータ回路９に送出される。一方、ブラシレスモータ６の
図示しないロータの回転位置を検出する位置検出器
Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの検出信号をうけた分配回路７は、入
力信号を各出力端Ｏu〜Ｏzに分配して、第２図に示すよ
うに、順次ロジック信号による出力信号がドライブ回路
１０に送出される。これをうけたドライブ回路１０は、
“Ｈ”レベルの入力信号をうけた入力端に対応した設け
た出力端から順次ドライブ出力が上記インバータ回路９
の各トランジスタＱu〜Ｑzのベースに送出され、これを
うけたトランジスタＱu〜Ｑzが順次オン動作し、入力電
圧Ｖsを交流に変換しブラシレスモータ６の各ステータ
コイルＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗに電流を流し、図示しないロー
タを回転させ、ブラシレスモータ６を駆動させる。この
際、分配回路７の出力信号をうけたドライブ回路１０
は、１直列アーム分について示した第７図によって更に
説明を加えると、分配回路７の出力端Ｏuの出力信号Ｖ
uuが“Ｈ”レベル（Ｖc）のとき、上記(1)式によりベー
ス電流ＩB1は と示されるので、正側アームのトランジスタＱuのオン
動作時に流れるベース電流ＩB1は、上記入力電圧Ｖｓが
低下すると、ベース電流ＩB1も減少しようとするがトラ
ンジスタＱ５のベースとエミッタ間の電位差が増加し
て、該トランジスタＱ５のベース電流ＩＢが増大するよ
うにドライブ回路１０が動作するため、チョッパ回路３
の出力電圧Ｖsの変化に関係なく第５図（ロ）Ｂで示す
ように一定となり、上記トランジスタＱｕのベース電流
ＩB1を一定の定電流レベルに保持することになる。上記
出力信号Ｖuuが“Ｌ”レベル（ＯＶ）となれば、ベース
電流ＩB1は０となる。又、分配回路７の出力端Ｏxの出
力信号ＶULが“Ｈ”レベル（Ｖc）のとき、負側アーム
トランジスタＱxのベース電流をＩB2、ベース・エミッ
タ間電圧をＶBEXとすると、ベース電流ＩB2は で示されるので、トランジスタＱxの動作時に流れるベ
ース電流ＩB2は、上述同様、チョッパ回路３の出力電圧
Ｖsの変化に関係なく一定となり、上記出力信号ＶULが
“Ｌ”レベル（ＯＶ）となれば、ベース電流ＩB2は０と
なる。
回路４に与えられると、該ＰＷＭ制御回路４は上記速度
指令に応じてパルス幅を変調したＰＷＭ信号をチョッパ
回路３の制御用トランジスタＱ1のベースに送出する。
これによりトランジスタＱ1がオンオフする。このオン
期間中には交流電源１を全波整流し平滑した整流回路２
の出力によりチョークコイルＬ1に流れる電流が徐々に
増加し、その電流によって出力用コンデンサＣ2が充電
され、トランジスタＱ1がオフするとチョークコイルＬ1
の入力端（図示左側）の電圧が急激に負に向おうとする
ことによりダイオードＤ1をオンさせ、チョークコイル
Ｌ1を流れる電流はトランジスタＱ1に代ってオンとなっ
たダイオードＤ1を介して流れ続けて徐々に減少する
が、そのうち再びトランジスタＱ1がオンすることにな
り、こうして得られた出力電圧ＶsはトランジスタＱ1の
オン・オフタイムの比によって可変制御され、例えば数
Ｖ〜数１０Ｖの範囲で可変された出力電圧Ｖsがインバ
ータ回路９に送出される。一方、ブラシレスモータ６の
図示しないロータの回転位置を検出する位置検出器
Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗの検出信号をうけた分配回路７は、入
力信号を各出力端Ｏu〜Ｏzに分配して、第２図に示すよ
うに、順次ロジック信号による出力信号がドライブ回路
１０に送出される。これをうけたドライブ回路１０は、
“Ｈ”レベルの入力信号をうけた入力端に対応した設け
た出力端から順次ドライブ出力が上記インバータ回路９
の各トランジスタＱu〜Ｑzのベースに送出され、これを
うけたトランジスタＱu〜Ｑzが順次オン動作し、入力電
圧Ｖsを交流に変換しブラシレスモータ６の各ステータ
コイルＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗに電流を流し、図示しないロー
タを回転させ、ブラシレスモータ６を駆動させる。この
際、分配回路７の出力信号をうけたドライブ回路１０
は、１直列アーム分について示した第７図によって更に
説明を加えると、分配回路７の出力端Ｏuの出力信号Ｖ
uuが“Ｈ”レベル（Ｖc）のとき、上記(1)式によりベー
ス電流ＩB1は と示されるので、正側アームのトランジスタＱuのオン
動作時に流れるベース電流ＩB1は、上記入力電圧Ｖｓが
低下すると、ベース電流ＩB1も減少しようとするがトラ
ンジスタＱ５のベースとエミッタ間の電位差が増加し
て、該トランジスタＱ５のベース電流ＩＢが増大するよ
うにドライブ回路１０が動作するため、チョッパ回路３
の出力電圧Ｖsの変化に関係なく第５図（ロ）Ｂで示す
ように一定となり、上記トランジスタＱｕのベース電流
ＩB1を一定の定電流レベルに保持することになる。上記
出力信号Ｖuuが“Ｌ”レベル（ＯＶ）となれば、ベース
電流ＩB1は０となる。又、分配回路７の出力端Ｏxの出
力信号ＶULが“Ｈ”レベル（Ｖc）のとき、負側アーム
トランジスタＱxのベース電流をＩB2、ベース・エミッ
タ間電圧をＶBEXとすると、ベース電流ＩB2は で示されるので、トランジスタＱxの動作時に流れるベ
ース電流ＩB2は、上述同様、チョッパ回路３の出力電圧
Ｖsの変化に関係なく一定となり、上記出力信号ＶULが
“Ｌ”レベル（ＯＶ）となれば、ベース電流ＩB2は０と
なる。
このように、チョッパ回路３の出力電圧Ｖsが可変され
てもインバータ回路９の各トランジスタＱu〜Ｑzは、上
記出力電圧Ｖsに関係のない制御電源によりベース電流
ＩＢ１，ＩＢ２を一定の電流レベルにしてオンオフ制御
されることになり、第５図（ロ）Ａで示すようにドライ
ブ不足やオーバドライブを惹起することなく、各トラン
ジスタＱu〜Ｑzを完全に飽和領域動作させてブラシレス
モータ６が駆動されることになる。
てもインバータ回路９の各トランジスタＱu〜Ｑzは、上
記出力電圧Ｖsに関係のない制御電源によりベース電流
ＩＢ１，ＩＢ２を一定の電流レベルにしてオンオフ制御
されることになり、第５図（ロ）Ａで示すようにドライ
ブ不足やオーバドライブを惹起することなく、各トラン
ジスタＱu〜Ｑzを完全に飽和領域動作させてブラシレス
モータ６が駆動されることになる。
本考案によれば、インバータ回路の各トランジスタをオ
ンオフ制御するドライブ回路は、正側アームのトランジ
スタに対しては制御電源回路に接続された分配回路の出
力端に分圧回路を介してエミッタが抵抗を介して回路接
地された駆動用トランジスタのベースを接続し、この駆
動用トランジスタのコレクタ出力をドライブ出力として
送出し、負側アームのトランジスタに対しては上記分配
回路の出力端から送出する出力を抵抗を介してドライブ
出力として送出するようになっているので、チョッパ回
路の出力電圧が可変されても、これに関係なくインバー
タ回路の各トランジスタを、簡略化した構成で該トラン
ジスタのベース電流を一定の定電流レベルにしてドライ
ブすることができ、ドライブ不足やオーバードライブを
惹起させることなくドライブ電力損失を著しく軽減して
ブラシレスモータを駆動させることができる。
ンオフ制御するドライブ回路は、正側アームのトランジ
スタに対しては制御電源回路に接続された分配回路の出
力端に分圧回路を介してエミッタが抵抗を介して回路接
地された駆動用トランジスタのベースを接続し、この駆
動用トランジスタのコレクタ出力をドライブ出力として
送出し、負側アームのトランジスタに対しては上記分配
回路の出力端から送出する出力を抵抗を介してドライブ
出力として送出するようになっているので、チョッパ回
路の出力電圧が可変されても、これに関係なくインバー
タ回路の各トランジスタを、簡略化した構成で該トラン
ジスタのベース電流を一定の定電流レベルにしてドライ
ブすることができ、ドライブ不足やオーバードライブを
惹起させることなくドライブ電力損失を著しく軽減して
ブラシレスモータを駆動させることができる。
しかも、インバータ回路の各トランジスタを完全に飽和
領域でドライブすることができ、分配回路の制御電源電
圧はチョッパ回路の出力電圧と無関係に汎用ＩＣの電源
電圧によって形成することができるので、トランジスタ
の電力損失も著しく軽減することができ、発熱も一段と
減少させて、ブラシレスモータを高効率化を図って駆動
させることができる。
領域でドライブすることができ、分配回路の制御電源電
圧はチョッパ回路の出力電圧と無関係に汎用ＩＣの電源
電圧によって形成することができるので、トランジスタ
の電力損失も著しく軽減することができ、発熱も一段と
減少させて、ブラシレスモータを高効率化を図って駆動
させることができる。
又、インバータ回路の各トランジスタを、該トランジス
タのベース電流を一定の定電流レベルにして、ドライブ
するようにしてあるので、チョッパ回路の出力電圧を２
〜３Ｖの低電圧まで可変しても、インバータ回路の各ト
ランジスタを完全に飽和領域でドライブすることがで
き、ブラシレスモータの負荷が低速大トルクを要するも
のであっても適用することができ、ブラシレスモータ
を、該モータに接続される負荷の適用範囲を拡大して、
駆動させることができる。
タのベース電流を一定の定電流レベルにして、ドライブ
するようにしてあるので、チョッパ回路の出力電圧を２
〜３Ｖの低電圧まで可変しても、インバータ回路の各ト
ランジスタを完全に飽和領域でドライブすることがで
き、ブラシレスモータの負荷が低速大トルクを要するも
のであっても適用することができ、ブラシレスモータ
を、該モータに接続される負荷の適用範囲を拡大して、
駆動させることができる。
しかも、チョッパ回路の出力電圧を高いレベルで可変す
ることなくインバータ回路の出力を得ることができるの
で、インバータ回路を形成するトランジスタの耐圧値を
さげることができ、汎用性の高いトランジスタによって
安価にインバータ回路を形成することができる。
ることなくインバータ回路の出力を得ることができるの
で、インバータ回路を形成するトランジスタの耐圧値を
さげることができ、汎用性の高いトランジスタによって
安価にインバータ回路を形成することができる。
更に、駆動装置は電力損失、発熱の著しい軽減及び簡略
化した回路構成によって小形安価に構成することがで
き、狭隘なモータ内にコンパクトにに収納配置すること
ができ、装置を内蔵するモータであっても、モータの小
形化を図ることができる。
化した回路構成によって小形安価に構成することがで
き、狭隘なモータ内にコンパクトにに収納配置すること
ができ、装置を内蔵するモータであっても、モータの小
形化を図ることができる。
第１図は従来の装置を例示したブロック図、第２図は第
１図の分配回路の入出力を説明するタイムチャート図、
第３図は第１図のドライブ回路を具体化した一例を示す
ブロック図、第４図は第１図のドライブ回路を具体化し
た他の例を示すブロック図、第５図は第１図のドライブ
回路を具体化したさらに他の例を示したもので、同図
（イ）はブロック図、同図（ロ）は同図（イ）のベース
電流を示した曲線図、第６図は本考案の実施例を示すブ
ロック図、第７図は第６図のドライブ回路を具体化して
示すブロック図である。 １：交流電源、２：整流回路、 ３：チョッパ回路、５，９：インバータ回路、 ６：ブラシレスモータ、 ７，７a，７b，７c：分配回路、 ８，８a，８b，８c，１０：ドライブ回路、 Ｑ4：駆動用トランジスタ、
１図の分配回路の入出力を説明するタイムチャート図、
第３図は第１図のドライブ回路を具体化した一例を示す
ブロック図、第４図は第１図のドライブ回路を具体化し
た他の例を示すブロック図、第５図は第１図のドライブ
回路を具体化したさらに他の例を示したもので、同図
（イ）はブロック図、同図（ロ）は同図（イ）のベース
電流を示した曲線図、第６図は本考案の実施例を示すブ
ロック図、第７図は第６図のドライブ回路を具体化して
示すブロック図である。 １：交流電源、２：整流回路、 ３：チョッパ回路、５，９：インバータ回路、 ６：ブラシレスモータ、 ７，７a，７b，７c：分配回路、 ８，８a，８b，８c，１０：ドライブ回路、 Ｑ4：駆動用トランジスタ、
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源に整流回路を介して接続されて、
速度指令に応じたパルス幅変調信号を送出するパルス幅
変調制御回路により、出力電圧を可変して送出するチョ
ッパ回路と、このチョッパ回路の出力端に正側アームの
ＰＮＰ形トランジスタと負側アームのトランジスタを直
列に接続した複数個の直列アームをブリッジ結線して接
続したインバータ回路と、モータのロータ位置を検出す
る位置検出器と、交流電源に接続した制御電源回路から
接続されて、上記位置検出器の出力信号をパルス分配し
て上記インバータ回路のトランジスタと対応して設けた
出力端から適時通電の出力信号をそれぞれ送出するよう
にした分配回路と、この分配回路の上記インバータ回路
の正側アームのトランジスタと対応した出力端に分圧回
路を介してベースをそれぞれ接続し、エミッタが抵抗を
介して回路接地された駆動用トランジスタのコレクタを
上記正側アームのトランジスタのベースにそれぞれ接続
し、インバータ回路の負側アームのトランジスタのベー
スに該負側アームのトランジスタと対応した分配回路の
出力端をそれぞれ接続して、上記インバータ回路のトラ
ンジスタにドライブ出力を送出するようにしたドライブ
回路とを備えて、上記インバータ回路の出力端に接続さ
れたブラシレスモータを駆動するようにして成るブラシ
レスモータの駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1983125249U JPH066718Y2 (ja) | 1983-08-11 | 1983-08-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1983125249U JPH066718Y2 (ja) | 1983-08-11 | 1983-08-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6034793U JPS6034793U (ja) | 1985-03-09 |
| JPH066718Y2 true JPH066718Y2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=30285234
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1983125249U Expired - Lifetime JPH066718Y2 (ja) | 1983-08-11 | 1983-08-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066718Y2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5536868A (en) * | 1978-09-07 | 1980-03-14 | Mitsubishi Electric Corp | Liquid crystal load driving circuit |
| JPS5775590A (en) * | 1980-10-24 | 1982-05-12 | Hitachi Ltd | Motor drive circuit |
| JPS58130787A (ja) * | 1982-01-26 | 1983-08-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流モ−タ |
-
1983
- 1983-08-11 JP JP1983125249U patent/JPH066718Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6034793U (ja) | 1985-03-09 |
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