JPH066718Y2 - ブラシレスモ−タの駆動装置 - Google Patents
ブラシレスモ−タの駆動装置Info
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- JPH066718Y2 JPH066718Y2 JP1983125249U JP12524983U JPH066718Y2 JP H066718 Y2 JPH066718 Y2 JP H066718Y2 JP 1983125249 U JP1983125249 U JP 1983125249U JP 12524983 U JP12524983 U JP 12524983U JP H066718 Y2 JPH066718 Y2 JP H066718Y2
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- transistors
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Description
【考案の詳細な説明】 本考案はチョッパ回路等により電圧可変された直流出力
をインバータ回路により交流出力に変換してブラシレス
モータを駆動するようにした装置に関するものである。
をインバータ回路により交流出力に変換してブラシレス
モータを駆動するようにした装置に関するものである。
従来より、この種の駆動方式については種々提案されて
おり、第1図はこれを例示したものである。これについ
て説明する。同図において、1は交流電源、2は上記交
流電源1に接続された整流器DB1とこれの出力を平滑
するコンデンサC1とからなり、交流入力を全波整流、
平滑して出力するようにした整流回路である。3は上記
整流回路2の出力端子間に、制御用トランジスタQ1の
コレクタ・エミッタ間と、チョークコイルL1と、平滑
用コンデンサC2とを直列に挿入し、上記トランジスタ
Q1のエミッタとチョークコイルL1との接続点に、上記
整流回路2の負側出力端にアノードが接続されたダイオ
−ドD1のカソードを接続し、トランジスタQ1のベース
に、速度指令に応じてパルス幅を変調した出力信号(以
下PWM信号という)を送出するようにしたパルス幅変
調制御回路(以下PWM制御回路という)4の出力端を
接続して、上記PWM制御回路4のPWM信号によりト
ランジスタQ1のオン−オフ期間を制御して、コンデン
サC2の端子間から電圧を可変した直流出力を送出する
ようになっておる。5は上記チョッパ回路3の直流出力
を交流出力に変換して送出するインバータ回路で、6個
のトランジスタQu,Qx,Qv,Qy,Qw,Qzを
2個づつ直列に接続して3組の直列アーム(Quと
Qx,QvとQy,QwとQz)を形成することによ
り、ブリッジ結線を構成して、上記各トランジスタを適
時オンオフ制御して直流を3相交流に変換し、直列アー
ムとなった2個のトランジスタの接続点から出力するよ
うになっておる。なお、D2,D3,D4,D5,
D6,D7は上記各トランジスタQu〜Qzのコレクタ・
エミッタ間に挿入した回生電圧バイパス用のダイオ−ド
である。6は、ブラシレスモータで、ステータコイルS
u,Sv,Swは3相星形に結線されて上記インバータ
回路5の各出力端にそれぞれ接続され、インバータ回路
5の3相交流出力により通電されて図示しないロータを
回転駆動せしめ、上記ロータの周囲に等間隔で配置され
たホール素子等からなる位置検出器Hu,Hv,Hwに
よってロータの位置が検出され、この検出信号は分配回
路7の入力端Iu,Iv,Iwにそれぞれ送出されるよ
うになっておる。そして、上記分配回路7は第2図に示
すように、上記位置検出器Hu,Hv,Hwからの互い
に120°位相を異にした出力信号をうけて、これを上
記インバータ回路5の6個のトランジスタQu〜Qzと対
応せしめて設けた出力端Ou,Ox,Ov,Oy,
Ow,Ozに分配して各トランジスタQu〜Qzが適時1
20°通電となるようにした出力信号を送出するように
なっておる。8は上記分配回路7の出力端Ou〜Ozに接
続されたドライブ回路で、分配回路7から“H”レベル
の出力信号をうけた入力端と対応する出力端からインバ
ータ回路5の各トランジスタQu〜Qzのベースドライブ
出力が送出されるようになっておる。そして、速度指令
により電圧可変制御されたチョッパ回路3の直流出力電
圧を、インバータ回路5の各トランジスタQu〜Qzを適
時オンオフして3相交流出力電圧に変換してブラシレス
モータ6に印加することによって該ブラシレスモータ6
を可変速駆動せしめるようになっている。この場合、周
知のように、インバータ回路5の正側アームのトランジ
スタQu,Qv,Qwのうち1つのトランジスタ(例え
ばQu)がオン動作したとき、ブラシレスモータ6のス
テータコイル(例えばSu)に電流が流れることによっ
て上記オン動作したトランジスタのエミッタ電位が上昇
し、これにより該トランジスタのベース・エミッタ間に
流れるベース電流が減少し、トランジスタのコレクタ・
エミッタ間飽和電圧に達せずベースドライブを安定して
行うことができず、トランジスタの発熱、電力損失の発
生、モータの回転ムラ等が生ずるおそれがあるという問
題を有しておる。これを改善するため上記ドライブ回路
8の構成には種々のものが用いられておる。第3図乃至
第5図はこれをインバータ回路5の1直列アーム分につ
いて例示したもので、これらについて説明をする。第3
図は、インバータ回路5の直列アームとなったトランジ
スタQu,Qxのベースに、コレクタが抵抗R1,R2
を介してチョッパ回路3の正側出力端にそれぞれ接続さ
れたトランジスタQ2,Q3のエミッタをそれぞれ接続
し、このトランジスタQ2のベースに、チョッパ回路3
の出力端子間に接続された分配回路7aの出力端Ouを、
また出力端Oxを抵抗R3を介してトランジスタQ3のベ
ースにそれぞれ接続してドライブ回路8aを形成して、
上記分配回路7aの制御電源をチョッパ回路3の出力端
に接続することによって上記トランジスタQuの不飽和
ドライブを防止しようとしたものである。この方式によ
れば、トランジスタQu,Qxのコレクタ・エミッタ間
電圧は、一般のトランジスタの飽和電圧に比して数倍の
大きな値が必要となり、このため、チョッパ回路3の出
力電圧Vsはインバータ回路5の出力電圧よりも高く設
定しなければならず、高く設定したとしても分配回路7
aの制御電源電圧がチョッパ回路3の出力電圧Vsと同じ
であれば、トランジスタQuを十分飽和ドライブせしめ
ることができず、分配回路7aの制御電源電圧をチョッ
パ回路3の出力電圧Vsよりさらに高く(例えば、1.5V
〜2V)することが必要となって、ドライブ電力損失も
大となり高効率化を図ることができないという問題を有
しておる。又、第4図は、インバータ回路5の直列アー
ムとなったトランジスタQu、Qxの正側アームのトラ
ンジスタQuのベースに、上記交流電源1から接続され
た絶縁トランス、整流器、平滑用コンデンサ等よりなる
電源回路CVの正側出力端を、抵抗R4とホトトランジ
スタPQのコレクタ・エミッタ間とを介して接続すると
共に負側出力端をトランジスタQuのエミッタに接続
し、制御電源電圧Vcに接続された分配回路7bの出力端
Ouにカソードが接地された発光ダイオードLEDのア
ノードを抵抗R5を介して接続し、負側アームのトラン
ジスタQxのベースに分配回路7bの出力端Oxを抵抗R6
を介して接続して、正側アームのトランジスタQuを絶
縁された別電源でベースドライブせしめるようにしてド
ライブ回路8bを形成したものである。この方式によれ
ば、高効率化を図ることができる反面、インバータ回路
5の各正側アームのトランジスタQu、Qv、Qwの各
々に、絶縁された別電源を設けなければならず、しかも
高価なフォトカプラも各々必要となって構成が大形化
し、装置を高価なものにするという問題を有しておる。
更に、第5図(イ)は、インバータ回路5の直列アーム
となったトランジスタQu、Qxの正側アームのトラン
ジスタQuにPNP形トランジスタを用い、これのベー
スに、抵抗R7を介してエミッタ接地のトランジスタQ4
のコレクタを接続し、このトランジスタQ4のベース
に、制御電源電圧Vcに接続された分配回路7cの出力端
Ouを抵抗R8を介して接続し、負側アームのトランジス
タQxのベースには分配回路7cの出力端Oxを抵抗R9を
介して接続して、ドライブ回路8cを形成するようにし
たものである。この方式によれば、インバータ回路5の
入力電圧Vsを可変しない場合、正側アームのトランジ
スタQuのベース電流IBの変化はは第5図(ロ)Aで示
す曲線上において電源電圧の変動分の変化となるのであ
まり変化しないことになるが、入力電圧Vsが可変され
た場合、IB=Vs/R7の関係で増減することになるの
で、第5図(ロ)Aで示すように、入力電圧Vsが低電
圧のときはいわゆるドライブ不足となり、逆に高電圧の
ときはいわゆるオーバドライブとなって、ドライブ電力
損失が大きくなるという不都合が生ずるという問題を有
しておる。
おり、第1図はこれを例示したものである。これについ
て説明する。同図において、1は交流電源、2は上記交
流電源1に接続された整流器DB1とこれの出力を平滑
するコンデンサC1とからなり、交流入力を全波整流、
平滑して出力するようにした整流回路である。3は上記
整流回路2の出力端子間に、制御用トランジスタQ1の
コレクタ・エミッタ間と、チョークコイルL1と、平滑
用コンデンサC2とを直列に挿入し、上記トランジスタ
Q1のエミッタとチョークコイルL1との接続点に、上記
整流回路2の負側出力端にアノードが接続されたダイオ
−ドD1のカソードを接続し、トランジスタQ1のベース
に、速度指令に応じてパルス幅を変調した出力信号(以
下PWM信号という)を送出するようにしたパルス幅変
調制御回路(以下PWM制御回路という)4の出力端を
接続して、上記PWM制御回路4のPWM信号によりト
ランジスタQ1のオン−オフ期間を制御して、コンデン
サC2の端子間から電圧を可変した直流出力を送出する
ようになっておる。5は上記チョッパ回路3の直流出力
を交流出力に変換して送出するインバータ回路で、6個
のトランジスタQu,Qx,Qv,Qy,Qw,Qzを
2個づつ直列に接続して3組の直列アーム(Quと
Qx,QvとQy,QwとQz)を形成することによ
り、ブリッジ結線を構成して、上記各トランジスタを適
時オンオフ制御して直流を3相交流に変換し、直列アー
ムとなった2個のトランジスタの接続点から出力するよ
うになっておる。なお、D2,D3,D4,D5,
D6,D7は上記各トランジスタQu〜Qzのコレクタ・
エミッタ間に挿入した回生電圧バイパス用のダイオ−ド
である。6は、ブラシレスモータで、ステータコイルS
u,Sv,Swは3相星形に結線されて上記インバータ
回路5の各出力端にそれぞれ接続され、インバータ回路
5の3相交流出力により通電されて図示しないロータを
回転駆動せしめ、上記ロータの周囲に等間隔で配置され
たホール素子等からなる位置検出器Hu,Hv,Hwに
よってロータの位置が検出され、この検出信号は分配回
路7の入力端Iu,Iv,Iwにそれぞれ送出されるよ
うになっておる。そして、上記分配回路7は第2図に示
すように、上記位置検出器Hu,Hv,Hwからの互い
に120°位相を異にした出力信号をうけて、これを上
記インバータ回路5の6個のトランジスタQu〜Qzと対
応せしめて設けた出力端Ou,Ox,Ov,Oy,
Ow,Ozに分配して各トランジスタQu〜Qzが適時1
20°通電となるようにした出力信号を送出するように
なっておる。8は上記分配回路7の出力端Ou〜Ozに接
続されたドライブ回路で、分配回路7から“H”レベル
の出力信号をうけた入力端と対応する出力端からインバ
ータ回路5の各トランジスタQu〜Qzのベースドライブ
出力が送出されるようになっておる。そして、速度指令
により電圧可変制御されたチョッパ回路3の直流出力電
圧を、インバータ回路5の各トランジスタQu〜Qzを適
時オンオフして3相交流出力電圧に変換してブラシレス
モータ6に印加することによって該ブラシレスモータ6
を可変速駆動せしめるようになっている。この場合、周
知のように、インバータ回路5の正側アームのトランジ
スタQu,Qv,Qwのうち1つのトランジスタ(例え
ばQu)がオン動作したとき、ブラシレスモータ6のス
テータコイル(例えばSu)に電流が流れることによっ
て上記オン動作したトランジスタのエミッタ電位が上昇
し、これにより該トランジスタのベース・エミッタ間に
流れるベース電流が減少し、トランジスタのコレクタ・
エミッタ間飽和電圧に達せずベースドライブを安定して
行うことができず、トランジスタの発熱、電力損失の発
生、モータの回転ムラ等が生ずるおそれがあるという問
題を有しておる。これを改善するため上記ドライブ回路
8の構成には種々のものが用いられておる。第3図乃至
第5図はこれをインバータ回路5の1直列アーム分につ
いて例示したもので、これらについて説明をする。第3
図は、インバータ回路5の直列アームとなったトランジ
スタQu,Qxのベースに、コレクタが抵抗R1,R2
を介してチョッパ回路3の正側出力端にそれぞれ接続さ
れたトランジスタQ2,Q3のエミッタをそれぞれ接続
し、このトランジスタQ2のベースに、チョッパ回路3
の出力端子間に接続された分配回路7aの出力端Ouを、
また出力端Oxを抵抗R3を介してトランジスタQ3のベ
ースにそれぞれ接続してドライブ回路8aを形成して、
上記分配回路7aの制御電源をチョッパ回路3の出力端
に接続することによって上記トランジスタQuの不飽和
ドライブを防止しようとしたものである。この方式によ
れば、トランジスタQu,Qxのコレクタ・エミッタ間
電圧は、一般のトランジスタの飽和電圧に比して数倍の
大きな値が必要となり、このため、チョッパ回路3の出
力電圧Vsはインバータ回路5の出力電圧よりも高く設
定しなければならず、高く設定したとしても分配回路7
aの制御電源電圧がチョッパ回路3の出力電圧Vsと同じ
であれば、トランジスタQuを十分飽和ドライブせしめ
ることができず、分配回路7aの制御電源電圧をチョッ
パ回路3の出力電圧Vsよりさらに高く(例えば、1.5V
〜2V)することが必要となって、ドライブ電力損失も
大となり高効率化を図ることができないという問題を有
しておる。又、第4図は、インバータ回路5の直列アー
ムとなったトランジスタQu、Qxの正側アームのトラ
ンジスタQuのベースに、上記交流電源1から接続され
た絶縁トランス、整流器、平滑用コンデンサ等よりなる
電源回路CVの正側出力端を、抵抗R4とホトトランジ
スタPQのコレクタ・エミッタ間とを介して接続すると
共に負側出力端をトランジスタQuのエミッタに接続
し、制御電源電圧Vcに接続された分配回路7bの出力端
Ouにカソードが接地された発光ダイオードLEDのア
ノードを抵抗R5を介して接続し、負側アームのトラン
ジスタQxのベースに分配回路7bの出力端Oxを抵抗R6
を介して接続して、正側アームのトランジスタQuを絶
縁された別電源でベースドライブせしめるようにしてド
ライブ回路8bを形成したものである。この方式によれ
ば、高効率化を図ることができる反面、インバータ回路
5の各正側アームのトランジスタQu、Qv、Qwの各
々に、絶縁された別電源を設けなければならず、しかも
高価なフォトカプラも各々必要となって構成が大形化
し、装置を高価なものにするという問題を有しておる。
更に、第5図(イ)は、インバータ回路5の直列アーム
となったトランジスタQu、Qxの正側アームのトラン
ジスタQuにPNP形トランジスタを用い、これのベー
スに、抵抗R7を介してエミッタ接地のトランジスタQ4
のコレクタを接続し、このトランジスタQ4のベース
に、制御電源電圧Vcに接続された分配回路7cの出力端
Ouを抵抗R8を介して接続し、負側アームのトランジス
タQxのベースには分配回路7cの出力端Oxを抵抗R9を
介して接続して、ドライブ回路8cを形成するようにし
たものである。この方式によれば、インバータ回路5の
入力電圧Vsを可変しない場合、正側アームのトランジ
スタQuのベース電流IBの変化はは第5図(ロ)Aで示
す曲線上において電源電圧の変動分の変化となるのであ
まり変化しないことになるが、入力電圧Vsが可変され
た場合、IB=Vs/R7の関係で増減することになるの
で、第5図(ロ)Aで示すように、入力電圧Vsが低電
圧のときはいわゆるドライブ不足となり、逆に高電圧の
ときはいわゆるオーバドライブとなって、ドライブ電力
損失が大きくなるという不都合が生ずるという問題を有
しておる。
このように、ブラシレスモータを高効率化を図って駆動
を行うためには、インバータ回路5を形成するトランジ
スタの電力損失及びドライブ電力損失を下げることが必
要となる。今、トランジスタ1個当りの電力損失をPL
とし、モータのステータコイル1相の電流をIL、トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間飽和電圧をVCE(SAT)
とすれば、上記電力損失PLは PL=IL×VCE(SAT)×1/3 但し1/3:120°通電方式の場合 で示され、上記VCE(SAT)は通常0.2〜0.6V、ダーリン
トントランジスタでは1.0〜20Vの値であり、電流IL
により大幅には変化しない。従って、モータの出力を一
定とすれば、モータの印加電圧を上げた方がトランジス
タの電力損失PLは相対的に減少することになるが、ト
ランジスタの耐圧値の大きなものを使用することは部品
単価を高くし装置を高価なものとし、逆に汎用性の高い
トランジスタを使用すれば、耐圧値が制限されてモータ
の印加電圧はおのずから制約をうけることになる。
を行うためには、インバータ回路5を形成するトランジ
スタの電力損失及びドライブ電力損失を下げることが必
要となる。今、トランジスタ1個当りの電力損失をPL
とし、モータのステータコイル1相の電流をIL、トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間飽和電圧をVCE(SAT)
とすれば、上記電力損失PLは PL=IL×VCE(SAT)×1/3 但し1/3:120°通電方式の場合 で示され、上記VCE(SAT)は通常0.2〜0.6V、ダーリン
トントランジスタでは1.0〜20Vの値であり、電流IL
により大幅には変化しない。従って、モータの出力を一
定とすれば、モータの印加電圧を上げた方がトランジス
タの電力損失PLは相対的に減少することになるが、ト
ランジスタの耐圧値の大きなものを使用することは部品
単価を高くし装置を高価なものとし、逆に汎用性の高い
トランジスタを使用すれば、耐圧値が制限されてモータ
の印加電圧はおのずから制約をうけることになる。
本考案は上述した点にかんがみてなされたもので、その
目的とするところは、汎用性の高いトランジスタを用い
て簡単な構成で、かつ、モータを高効率化を図って駆動
せしめることができるようにしたものを提供することに
ある。
目的とするところは、汎用性の高いトランジスタを用い
て簡単な構成で、かつ、モータを高効率化を図って駆動
せしめることができるようにしたものを提供することに
ある。
以下、本考案の実施例を第6図及び第7図によって説明
する。なお、第1図と同じものは同一符号を付し、重複
をさけて説明することとする。
する。なお、第1図と同じものは同一符号を付し、重複
をさけて説明することとする。
交流電源1に整流回路2を介してチョッパ回路3を接続
し、このチョッパ回路3の出力端には、上述同様6個の
トランジスタQu〜Qzを2個づつ直列アームとし、ブリ
ッジ結線したインバータ回路9が接続されておる。な
お、第1図のインバータ回路5と異なる点は正側アーム
のトランジスタQu,Qv,QwがPNP形トランジス
タによって形成されていることである。そして、上記イ
ンバータ回路9の出力端(直列アームとなった正,負側
両アームのトランジスタの接続点)は、一端が星形結線
されたブラシレスモータ6のステータコイルSu,
Sv,Swの他端にそれぞれ接続され、上述同様、この
ブラシレスモータ6には図示しないロータの回転位置を
検出する位置検出器Hu,Hv,Hwが配設され、この
位置検出器Hu,Hv,Hwの検出信号は制御電源電圧
Vcに接続された分配回路7の入力端Iu,Iv,Iw
に入力され、分配回路7は6個の出力端Ou,Ox,O
v,Oy,Ow,Ozから入力信号を分配してロジック
信号で送出し、これをうけたドライブ回路10の出力に
より上記インバータ回路9のトランジスタQu〜Qzを適
時オンオフ制御せしめるようになっており、上記チョッ
パ回路3の制御用トランジスタQ1のベースには上述同
様、速度指令によってPWM信号を送出するPWM制御
回路4の出力端が接続されて、速度指令によりチョッパ
回路3の制御用トランジスタQ1のオンオフ期間を制御
して該チョッパ回路3の出力電圧Vsを可変し、これを
交流に変換するインバータ回路9の出力によりブラシレ
スモータ6を可変速駆動せしめるようになっておる。
し、このチョッパ回路3の出力端には、上述同様6個の
トランジスタQu〜Qzを2個づつ直列アームとし、ブリ
ッジ結線したインバータ回路9が接続されておる。な
お、第1図のインバータ回路5と異なる点は正側アーム
のトランジスタQu,Qv,QwがPNP形トランジス
タによって形成されていることである。そして、上記イ
ンバータ回路9の出力端(直列アームとなった正,負側
両アームのトランジスタの接続点)は、一端が星形結線
されたブラシレスモータ6のステータコイルSu,
Sv,Swの他端にそれぞれ接続され、上述同様、この
ブラシレスモータ6には図示しないロータの回転位置を
検出する位置検出器Hu,Hv,Hwが配設され、この
位置検出器Hu,Hv,Hwの検出信号は制御電源電圧
Vcに接続された分配回路7の入力端Iu,Iv,Iw
に入力され、分配回路7は6個の出力端Ou,Ox,O
v,Oy,Ow,Ozから入力信号を分配してロジック
信号で送出し、これをうけたドライブ回路10の出力に
より上記インバータ回路9のトランジスタQu〜Qzを適
時オンオフ制御せしめるようになっており、上記チョッ
パ回路3の制御用トランジスタQ1のベースには上述同
様、速度指令によってPWM信号を送出するPWM制御
回路4の出力端が接続されて、速度指令によりチョッパ
回路3の制御用トランジスタQ1のオンオフ期間を制御
して該チョッパ回路3の出力電圧Vsを可変し、これを
交流に変換するインバータ回路9の出力によりブラシレ
スモータ6を可変速駆動せしめるようになっておる。
なお、11は交流電源1から接続されて、PWM制御回
路4、分配回路7、位置検出器Hu,Hv,Hwに制御
電源電圧Vcを送出するようにした制御電源回路であ
る。
路4、分配回路7、位置検出器Hu,Hv,Hwに制御
電源電圧Vcを送出するようにした制御電源回路であ
る。
そして、上記ドライブ回路10は、1直列アームについ
て示した第7図に示すように、インバータ回路9の正側
アームのトランジスタQuのベースに、エミッタが抵抗
R10を介して回路接地された駆動用トランジスタQ5の
コレクタを接続し、このトランジスタQ5のベースに、
分配回路7の出力端Ouと回路接地間に直列に挿入した
分圧用抵抗R11とR12との接続点(分圧点)を接続し、
負側アームのトランジスタQxのベースには分配回路7
の出力端Oxを抵抗R13を介して接続して形成され、上
記抵抗R10,R11,R12は、今正側アームのトラ
ンジスタQuのベース電流をIB1、トランジスタQ5のベ
ース・エミッタ間電圧をVBEU(通常0.6V)とすると、 の関係が成り立つように抵抗値が選定されておる。
て示した第7図に示すように、インバータ回路9の正側
アームのトランジスタQuのベースに、エミッタが抵抗
R10を介して回路接地された駆動用トランジスタQ5の
コレクタを接続し、このトランジスタQ5のベースに、
分配回路7の出力端Ouと回路接地間に直列に挿入した
分圧用抵抗R11とR12との接続点(分圧点)を接続し、
負側アームのトランジスタQxのベースには分配回路7
の出力端Oxを抵抗R13を介して接続して形成され、上
記抵抗R10,R11,R12は、今正側アームのトラ
ンジスタQuのベース電流をIB1、トランジスタQ5のベ
ース・エミッタ間電圧をVBEU(通常0.6V)とすると、 の関係が成り立つように抵抗値が選定されておる。
なお、他の直列アームについても同様に形成されておる
ので、図示及び説明を省略する。
ので、図示及び説明を省略する。
次にその動作について説明する。速度指令がPWM制御
回路4に与えられると、該PWM制御回路4は上記速度
指令に応じてパルス幅を変調したPWM信号をチョッパ
回路3の制御用トランジスタQ1のベースに送出する。
これによりトランジスタQ1がオンオフする。このオン
期間中には交流電源1を全波整流し平滑した整流回路2
の出力によりチョークコイルL1に流れる電流が徐々に
増加し、その電流によって出力用コンデンサC2が充電
され、トランジスタQ1がオフするとチョークコイルL1
の入力端(図示左側)の電圧が急激に負に向おうとする
ことによりダイオードD1をオンさせ、チョークコイル
L1を流れる電流はトランジスタQ1に代ってオンとなっ
たダイオードD1を介して流れ続けて徐々に減少する
が、そのうち再びトランジスタQ1がオンすることにな
り、こうして得られた出力電圧VsはトランジスタQ1の
オン・オフタイムの比によって可変制御され、例えば数
V〜数10Vの範囲で可変された出力電圧Vsがインバ
ータ回路9に送出される。一方、ブラシレスモータ6の
図示しないロータの回転位置を検出する位置検出器
Hu,Hv,Hwの検出信号をうけた分配回路7は、入
力信号を各出力端Ou〜Ozに分配して、第2図に示すよ
うに、順次ロジック信号による出力信号がドライブ回路
10に送出される。これをうけたドライブ回路10は、
“H”レベルの入力信号をうけた入力端に対応した設け
た出力端から順次ドライブ出力が上記インバータ回路9
の各トランジスタQu〜Qzのベースに送出され、これを
うけたトランジスタQu〜Qzが順次オン動作し、入力電
圧Vsを交流に変換しブラシレスモータ6の各ステータ
コイルSu,Sv,Swに電流を流し、図示しないロー
タを回転させ、ブラシレスモータ6を駆動させる。この
際、分配回路7の出力信号をうけたドライブ回路10
は、1直列アーム分について示した第7図によって更に
説明を加えると、分配回路7の出力端Ouの出力信号V
uuが“H”レベル(Vc)のとき、上記(1)式によりベー
ス電流IB1は と示されるので、正側アームのトランジスタQuのオン
動作時に流れるベース電流IB1は、上記入力電圧Vsが
低下すると、ベース電流IB1も減少しようとするがトラ
ンジスタQ5のベースとエミッタ間の電位差が増加し
て、該トランジスタQ5のベース電流IBが増大するよ
うにドライブ回路10が動作するため、チョッパ回路3
の出力電圧Vsの変化に関係なく第5図(ロ)Bで示す
ように一定となり、上記トランジスタQuのベース電流
IB1を一定の定電流レベルに保持することになる。上記
出力信号Vuuが“L”レベル(OV)となれば、ベース
電流IB1は0となる。又、分配回路7の出力端Oxの出
力信号VULが“H”レベル(Vc)のとき、負側アーム
トランジスタQxのベース電流をIB2、ベース・エミッ
タ間電圧をVBEXとすると、ベース電流IB2は で示されるので、トランジスタQxの動作時に流れるベ
ース電流IB2は、上述同様、チョッパ回路3の出力電圧
Vsの変化に関係なく一定となり、上記出力信号VULが
“L”レベル(OV)となれば、ベース電流IB2は0と
なる。
回路4に与えられると、該PWM制御回路4は上記速度
指令に応じてパルス幅を変調したPWM信号をチョッパ
回路3の制御用トランジスタQ1のベースに送出する。
これによりトランジスタQ1がオンオフする。このオン
期間中には交流電源1を全波整流し平滑した整流回路2
の出力によりチョークコイルL1に流れる電流が徐々に
増加し、その電流によって出力用コンデンサC2が充電
され、トランジスタQ1がオフするとチョークコイルL1
の入力端(図示左側)の電圧が急激に負に向おうとする
ことによりダイオードD1をオンさせ、チョークコイル
L1を流れる電流はトランジスタQ1に代ってオンとなっ
たダイオードD1を介して流れ続けて徐々に減少する
が、そのうち再びトランジスタQ1がオンすることにな
り、こうして得られた出力電圧VsはトランジスタQ1の
オン・オフタイムの比によって可変制御され、例えば数
V〜数10Vの範囲で可変された出力電圧Vsがインバ
ータ回路9に送出される。一方、ブラシレスモータ6の
図示しないロータの回転位置を検出する位置検出器
Hu,Hv,Hwの検出信号をうけた分配回路7は、入
力信号を各出力端Ou〜Ozに分配して、第2図に示すよ
うに、順次ロジック信号による出力信号がドライブ回路
10に送出される。これをうけたドライブ回路10は、
“H”レベルの入力信号をうけた入力端に対応した設け
た出力端から順次ドライブ出力が上記インバータ回路9
の各トランジスタQu〜Qzのベースに送出され、これを
うけたトランジスタQu〜Qzが順次オン動作し、入力電
圧Vsを交流に変換しブラシレスモータ6の各ステータ
コイルSu,Sv,Swに電流を流し、図示しないロー
タを回転させ、ブラシレスモータ6を駆動させる。この
際、分配回路7の出力信号をうけたドライブ回路10
は、1直列アーム分について示した第7図によって更に
説明を加えると、分配回路7の出力端Ouの出力信号V
uuが“H”レベル(Vc)のとき、上記(1)式によりベー
ス電流IB1は と示されるので、正側アームのトランジスタQuのオン
動作時に流れるベース電流IB1は、上記入力電圧Vsが
低下すると、ベース電流IB1も減少しようとするがトラ
ンジスタQ5のベースとエミッタ間の電位差が増加し
て、該トランジスタQ5のベース電流IBが増大するよ
うにドライブ回路10が動作するため、チョッパ回路3
の出力電圧Vsの変化に関係なく第5図(ロ)Bで示す
ように一定となり、上記トランジスタQuのベース電流
IB1を一定の定電流レベルに保持することになる。上記
出力信号Vuuが“L”レベル(OV)となれば、ベース
電流IB1は0となる。又、分配回路7の出力端Oxの出
力信号VULが“H”レベル(Vc)のとき、負側アーム
トランジスタQxのベース電流をIB2、ベース・エミッ
タ間電圧をVBEXとすると、ベース電流IB2は で示されるので、トランジスタQxの動作時に流れるベ
ース電流IB2は、上述同様、チョッパ回路3の出力電圧
Vsの変化に関係なく一定となり、上記出力信号VULが
“L”レベル(OV)となれば、ベース電流IB2は0と
なる。
このように、チョッパ回路3の出力電圧Vsが可変され
てもインバータ回路9の各トランジスタQu〜Qzは、上
記出力電圧Vsに関係のない制御電源によりベース電流
IB1,IB2を一定の電流レベルにしてオンオフ制御
されることになり、第5図(ロ)Aで示すようにドライ
ブ不足やオーバドライブを惹起することなく、各トラン
ジスタQu〜Qzを完全に飽和領域動作させてブラシレス
モータ6が駆動されることになる。
てもインバータ回路9の各トランジスタQu〜Qzは、上
記出力電圧Vsに関係のない制御電源によりベース電流
IB1,IB2を一定の電流レベルにしてオンオフ制御
されることになり、第5図(ロ)Aで示すようにドライ
ブ不足やオーバドライブを惹起することなく、各トラン
ジスタQu〜Qzを完全に飽和領域動作させてブラシレス
モータ6が駆動されることになる。
本考案によれば、インバータ回路の各トランジスタをオ
ンオフ制御するドライブ回路は、正側アームのトランジ
スタに対しては制御電源回路に接続された分配回路の出
力端に分圧回路を介してエミッタが抵抗を介して回路接
地された駆動用トランジスタのベースを接続し、この駆
動用トランジスタのコレクタ出力をドライブ出力として
送出し、負側アームのトランジスタに対しては上記分配
回路の出力端から送出する出力を抵抗を介してドライブ
出力として送出するようになっているので、チョッパ回
路の出力電圧が可変されても、これに関係なくインバー
タ回路の各トランジスタを、簡略化した構成で該トラン
ジスタのベース電流を一定の定電流レベルにしてドライ
ブすることができ、ドライブ不足やオーバードライブを
惹起させることなくドライブ電力損失を著しく軽減して
ブラシレスモータを駆動させることができる。
ンオフ制御するドライブ回路は、正側アームのトランジ
スタに対しては制御電源回路に接続された分配回路の出
力端に分圧回路を介してエミッタが抵抗を介して回路接
地された駆動用トランジスタのベースを接続し、この駆
動用トランジスタのコレクタ出力をドライブ出力として
送出し、負側アームのトランジスタに対しては上記分配
回路の出力端から送出する出力を抵抗を介してドライブ
出力として送出するようになっているので、チョッパ回
路の出力電圧が可変されても、これに関係なくインバー
タ回路の各トランジスタを、簡略化した構成で該トラン
ジスタのベース電流を一定の定電流レベルにしてドライ
ブすることができ、ドライブ不足やオーバードライブを
惹起させることなくドライブ電力損失を著しく軽減して
ブラシレスモータを駆動させることができる。
しかも、インバータ回路の各トランジスタを完全に飽和
領域でドライブすることができ、分配回路の制御電源電
圧はチョッパ回路の出力電圧と無関係に汎用ICの電源
電圧によって形成することができるので、トランジスタ
の電力損失も著しく軽減することができ、発熱も一段と
減少させて、ブラシレスモータを高効率化を図って駆動
させることができる。
領域でドライブすることができ、分配回路の制御電源電
圧はチョッパ回路の出力電圧と無関係に汎用ICの電源
電圧によって形成することができるので、トランジスタ
の電力損失も著しく軽減することができ、発熱も一段と
減少させて、ブラシレスモータを高効率化を図って駆動
させることができる。
又、インバータ回路の各トランジスタを、該トランジス
タのベース電流を一定の定電流レベルにして、ドライブ
するようにしてあるので、チョッパ回路の出力電圧を2
〜3Vの低電圧まで可変しても、インバータ回路の各ト
ランジスタを完全に飽和領域でドライブすることがで
き、ブラシレスモータの負荷が低速大トルクを要するも
のであっても適用することができ、ブラシレスモータ
を、該モータに接続される負荷の適用範囲を拡大して、
駆動させることができる。
タのベース電流を一定の定電流レベルにして、ドライブ
するようにしてあるので、チョッパ回路の出力電圧を2
〜3Vの低電圧まで可変しても、インバータ回路の各ト
ランジスタを完全に飽和領域でドライブすることがで
き、ブラシレスモータの負荷が低速大トルクを要するも
のであっても適用することができ、ブラシレスモータ
を、該モータに接続される負荷の適用範囲を拡大して、
駆動させることができる。
しかも、チョッパ回路の出力電圧を高いレベルで可変す
ることなくインバータ回路の出力を得ることができるの
で、インバータ回路を形成するトランジスタの耐圧値を
さげることができ、汎用性の高いトランジスタによって
安価にインバータ回路を形成することができる。
ることなくインバータ回路の出力を得ることができるの
で、インバータ回路を形成するトランジスタの耐圧値を
さげることができ、汎用性の高いトランジスタによって
安価にインバータ回路を形成することができる。
更に、駆動装置は電力損失、発熱の著しい軽減及び簡略
化した回路構成によって小形安価に構成することがで
き、狭隘なモータ内にコンパクトにに収納配置すること
ができ、装置を内蔵するモータであっても、モータの小
形化を図ることができる。
化した回路構成によって小形安価に構成することがで
き、狭隘なモータ内にコンパクトにに収納配置すること
ができ、装置を内蔵するモータであっても、モータの小
形化を図ることができる。
第1図は従来の装置を例示したブロック図、第2図は第
1図の分配回路の入出力を説明するタイムチャート図、
第3図は第1図のドライブ回路を具体化した一例を示す
ブロック図、第4図は第1図のドライブ回路を具体化し
た他の例を示すブロック図、第5図は第1図のドライブ
回路を具体化したさらに他の例を示したもので、同図
(イ)はブロック図、同図(ロ)は同図(イ)のベース
電流を示した曲線図、第6図は本考案の実施例を示すブ
ロック図、第7図は第6図のドライブ回路を具体化して
示すブロック図である。 1:交流電源、2:整流回路、 3:チョッパ回路、5,9:インバータ回路、 6:ブラシレスモータ、 7,7a,7b,7c:分配回路、 8,8a,8b,8c,10:ドライブ回路、 Q4:駆動用トランジスタ、
1図の分配回路の入出力を説明するタイムチャート図、
第3図は第1図のドライブ回路を具体化した一例を示す
ブロック図、第4図は第1図のドライブ回路を具体化し
た他の例を示すブロック図、第5図は第1図のドライブ
回路を具体化したさらに他の例を示したもので、同図
(イ)はブロック図、同図(ロ)は同図(イ)のベース
電流を示した曲線図、第6図は本考案の実施例を示すブ
ロック図、第7図は第6図のドライブ回路を具体化して
示すブロック図である。 1:交流電源、2:整流回路、 3:チョッパ回路、5,9:インバータ回路、 6:ブラシレスモータ、 7,7a,7b,7c:分配回路、 8,8a,8b,8c,10:ドライブ回路、 Q4:駆動用トランジスタ、
Claims (1)
- 【請求項1】交流電源に整流回路を介して接続されて、
速度指令に応じたパルス幅変調信号を送出するパルス幅
変調制御回路により、出力電圧を可変して送出するチョ
ッパ回路と、このチョッパ回路の出力端に正側アームの
PNP形トランジスタと負側アームのトランジスタを直
列に接続した複数個の直列アームをブリッジ結線して接
続したインバータ回路と、モータのロータ位置を検出す
る位置検出器と、交流電源に接続した制御電源回路から
接続されて、上記位置検出器の出力信号をパルス分配し
て上記インバータ回路のトランジスタと対応して設けた
出力端から適時通電の出力信号をそれぞれ送出するよう
にした分配回路と、この分配回路の上記インバータ回路
の正側アームのトランジスタと対応した出力端に分圧回
路を介してベースをそれぞれ接続し、エミッタが抵抗を
介して回路接地された駆動用トランジスタのコレクタを
上記正側アームのトランジスタのベースにそれぞれ接続
し、インバータ回路の負側アームのトランジスタのベー
スに該負側アームのトランジスタと対応した分配回路の
出力端をそれぞれ接続して、上記インバータ回路のトラ
ンジスタにドライブ出力を送出するようにしたドライブ
回路とを備えて、上記インバータ回路の出力端に接続さ
れたブラシレスモータを駆動するようにして成るブラシ
レスモータの駆動装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1983125249U JPH066718Y2 (ja) | 1983-08-11 | 1983-08-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1983125249U JPH066718Y2 (ja) | 1983-08-11 | 1983-08-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6034793U JPS6034793U (ja) | 1985-03-09 |
JPH066718Y2 true JPH066718Y2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=30285234
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1983125249U Expired - Lifetime JPH066718Y2 (ja) | 1983-08-11 | 1983-08-11 | ブラシレスモ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH066718Y2 (ja) |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5536868A (en) * | 1978-09-07 | 1980-03-14 | Mitsubishi Electric Corp | Liquid crystal load driving circuit |
JPS5775590A (en) * | 1980-10-24 | 1982-05-12 | Hitachi Ltd | Motor drive circuit |
JPS58130787A (ja) * | 1982-01-26 | 1983-08-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流モ−タ |
-
1983
- 1983-08-11 JP JP1983125249U patent/JPH066718Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6034793U (ja) | 1985-03-09 |
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