JPH0642619B2 - 補間的時間−離散フイルタ装置 - Google Patents
補間的時間−離散フイルタ装置Info
- Publication number
- JPH0642619B2 JPH0642619B2 JP60000486A JP48685A JPH0642619B2 JP H0642619 B2 JPH0642619 B2 JP H0642619B2 JP 60000486 A JP60000486 A JP 60000486A JP 48685 A JP48685 A JP 48685A JP H0642619 B2 JPH0642619 B2 JP H0642619B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- sub
- signal
- input
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/0642—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being arbitrary or irrational
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Facsimile Image Signal Circuits (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 Ａ．発明の背景 Ａ(1)発明の分野 本発明は入力サンプリング周波数ｉが関連する時間−
離散信号を、入力サンプリング周波数よりも高い出力サ
ンプリング周波数ｕが関連する時間−離散出力信号に
変換するための補間的時間−離散フイルタ装置に関する
ものである。
離散信号を、入力サンプリング周波数よりも高い出力サ
ンプリング周波数ｕが関連する時間−離散出力信号に
変換するための補間的時間−離散フイルタ装置に関する
ものである。
Ａ(2)従来技術の説明 一般に知られているように、時間−離散信号は一連の信
号サンプルによつて形成される。斯種の信号に関連する
サンプリング周波数は、これらの信号サンプルが発生す
るレートを示す。信号サンプルそのものは所定瞬時にお
ける信号の大きさを示す。斯種の信号サンプルは所定範
囲内において任意の値又は多数の離散的な値の内の唯一
の値とすることができる。後者の場合にはデイジタル信
号に掛わり合い、信号サンプルは通常複数ビツトを有す
るコードワードによつて表わされる。
号サンプルによつて形成される。斯種の信号に関連する
サンプリング周波数は、これらの信号サンプルが発生す
るレートを示す。信号サンプルそのものは所定瞬時にお
ける信号の大きさを示す。斯種の信号サンプルは所定範
囲内において任意の値又は多数の離散的な値の内の唯一
の値とすることができる。後者の場合にはデイジタル信
号に掛わり合い、信号サンプルは通常複数ビツトを有す
るコードワードによつて表わされる。
以後入力信号の信号サンプルのことを入力サンプルと称
し、これをｘ(q)；ｑ＝…−２，−１，０，１，２，
３，…にて表わすものとする。同様に、出力信号の信号
サンプルのことを出力サンプルと称し、これをｙ(n)；
ｎ＝…−２，−１，０，１，２，３，…にて表わすもの
とする。
し、これをｘ(q)；ｑ＝…−２，−１，０，１，２，
３，…にて表わすものとする。同様に、出力信号の信号
サンプルのことを出力サンプルと称し、これをｙ(n)；
ｎ＝…−２，−１，０，１，２，３，…にて表わすもの
とする。
上述したタイプの補間的フイルタ装置は既に多年にわた
り知られている。一般調査の簡易化のために、斯種のフ
イルタ装置についての参考文献を本願の第Ｃ節における
１〜６までに列記してある。斯種のフイルタ装置は、出
力サンプリング周波数が関連する時間−離散出力信号
を、出力サンプリング周波数と入力サンプリング周波数
との間の比が有理数となるような値で発生する。通常出
力サンプリング周波数は入力サンプリング周波数の整数
倍である。
り知られている。一般調査の簡易化のために、斯種のフ
イルタ装置についての参考文献を本願の第Ｃ節における
１〜６までに列記してある。斯種のフイルタ装置は、出
力サンプリング周波数が関連する時間−離散出力信号
を、出力サンプリング周波数と入力サンプリング周波数
との間の比が有理数となるような値で発生する。通常出
力サンプリング周波数は入力サンプリング周波数の整数
倍である。
補間フイルタの実際上の履行方法については例えば後述
する参考文献３，４及び５に詳述されている。これらの
フイルタはあらゆるタイプの時間−離散フイルタ装置と
同様に、信号処理回路を具えており、この処理回路には
時間−離散入力信号及びフイルタ係数も供給する。既知
の如く、これらのフイルタ係数はフイルタの有限インパ
ルス・レスポンス（応答）のサンプルを表わし、これら
のフイルタ係数はフイルタ係数生成器によつて発生され
る。
する参考文献３，４及び５に詳述されている。これらの
フイルタはあらゆるタイプの時間−離散フイルタ装置と
同様に、信号処理回路を具えており、この処理回路には
時間−離散入力信号及びフイルタ係数も供給する。既知
の如く、これらのフイルタ係数はフイルタの有限インパ
ルス・レスポンス（応答）のサンプルを表わし、これら
のフイルタ係数はフイルタ係数生成器によつて発生され
る。
しかし実際には出力サンプリング周波数が入力サンプリ
ング周波数の有理数倍にならず、例えば となるような場合があることを確めた。このような事態
は、例えばデイジタル−チユーナ，デイジタル−テープ
レコーダ，デイジタル−レコードプレーヤ等を相互連結
する必要のあるデイジタルオーデイオ装置のようなもの
に見られる。実際上、これらの装置はそれぞれ所要のサ
ンプリングパルスを発生するための固有のクロツクパル
ス発生器を具えているが、これらのクロツクパルス発生
器の周波数は互いに決して正確ではないため、上述した
ような装置を互いに共働可能とするには第１装置によつ
て発生されるデイジタル信号に関連する出力サンプリン
グ周波数が、第２装置によつて受信される入力サンプリ
ング周波数に等しくなるようにする必要がある。
ング周波数の有理数倍にならず、例えば となるような場合があることを確めた。このような事態
は、例えばデイジタル−チユーナ，デイジタル−テープ
レコーダ，デイジタル−レコードプレーヤ等を相互連結
する必要のあるデイジタルオーデイオ装置のようなもの
に見られる。実際上、これらの装置はそれぞれ所要のサ
ンプリングパルスを発生するための固有のクロツクパル
ス発生器を具えているが、これらのクロツクパルス発生
器の周波数は互いに決して正確ではないため、上述した
ような装置を互いに共働可能とするには第１装置によつ
て発生されるデイジタル信号に関連する出力サンプリン
グ周波数が、第２装置によつて受信される入力サンプリ
ング周波数に等しくなるようにする必要がある。
Ｂ．本発明の目的及び概要 本発明の目的は無理数の補間係数を有する補間フイルタ
装置を提供することにある。
装置を提供することにある。
本発明は、入力サンプリング周波数ｉで発生する一連
の入力サンプルｘ（ｑ），ｑ＝…−２，−１，０，１，
２，３，…により構成される時間−離散入力信号を、前
記入力サンプリング周波数ｉよりもＲ倍高い出力サン
プリング周波数ｆｕで発生する一連の出力サンプルｙ
（ｎ），ｎ＝…−２，−１，０，１，２，３，…により
構成される時間−離散出力信号を変換するための無理数
の補間係数Ｒを有している補間的時間−離散フィルタ装
置が： ａ）前記入力サンプリング周波数ｉで発生する第１ク
ロックパルスｋｉ（ｑ）を発生する第１手段と； ｂ）前記出力周波数ｕにて発生する第２クロックパル
スｋｕ（ｑ）を発生する第２手段と； ｃ）前記第１及び第２クロックパルスの制御下にてＷ個
から成る一群のフィルタ係数を発生するフィルタ係数生
成器であって： ｃ１）前記第１クロックパルスｋｉ及び第２クロックパ
ルスｋｕが供給され、かつ各ｑ番目の第１クロックパル
スに応答して、このｑ番目の第１クロックパルスｋ
ｉ（ｑ）とその直前又は直後の第２クロックパルスとの
間における時間間隔Ｔｄ（ｑ）と、２つの連続する第２
クロックパルス間の時間間隔Ｔｕ＝１／ｕとの比に比
例する大きさの偏差成分ｄ（ｑ）を発生する手段と； ｃ２）前記偏差成分ｄ（ｑ）に応答してＷ個から成る一
群のフィルタ係数を生成し、番号ｗのフィルタ係数がａ
（ｄ（ｑ），ｗ）に等しく、このフィルタ係数が次式、
即ち a(d(q),w)＝h(d(q)Tu+wTu), ｗ＝０，１，２，…ｗ−１， によって規定され、ここにｈ（ｖ）がＦＩＲフィルタの
インパルス・レスポンスを表し、ｖを時間間隔−∞＜ｖ
＜＋∞内における連続変数とする手段； とを具えているフィルタ係数生成器と； ｄ）前記入力信号を受信するためのフィルタ入力端子
と； ｅ）前記フィルタ入力端子及び前記フィルタ係数生成器
に結合され、前記入力サンプルｘ（ｑ）に前記Ｗ個から
成る一群のフィルタ係数の内の部分集合のフィルタ係数
を掛けて、これにて得られた積を加算する信号処理装
置； とを具えていることを特徴とする補間的時間−離散フィ
ルタ装置にある。
の入力サンプルｘ（ｑ），ｑ＝…−２，−１，０，１，
２，３，…により構成される時間−離散入力信号を、前
記入力サンプリング周波数ｉよりもＲ倍高い出力サン
プリング周波数ｆｕで発生する一連の出力サンプルｙ
（ｎ），ｎ＝…−２，−１，０，１，２，３，…により
構成される時間−離散出力信号を変換するための無理数
の補間係数Ｒを有している補間的時間−離散フィルタ装
置が： ａ）前記入力サンプリング周波数ｉで発生する第１ク
ロックパルスｋｉ（ｑ）を発生する第１手段と； ｂ）前記出力周波数ｕにて発生する第２クロックパル
スｋｕ（ｑ）を発生する第２手段と； ｃ）前記第１及び第２クロックパルスの制御下にてＷ個
から成る一群のフィルタ係数を発生するフィルタ係数生
成器であって： ｃ１）前記第１クロックパルスｋｉ及び第２クロックパ
ルスｋｕが供給され、かつ各ｑ番目の第１クロックパル
スに応答して、このｑ番目の第１クロックパルスｋ
ｉ（ｑ）とその直前又は直後の第２クロックパルスとの
間における時間間隔Ｔｄ（ｑ）と、２つの連続する第２
クロックパルス間の時間間隔Ｔｕ＝１／ｕとの比に比
例する大きさの偏差成分ｄ（ｑ）を発生する手段と； ｃ２）前記偏差成分ｄ（ｑ）に応答してＷ個から成る一
群のフィルタ係数を生成し、番号ｗのフィルタ係数がａ
（ｄ（ｑ），ｗ）に等しく、このフィルタ係数が次式、
即ち a(d(q),w)＝h(d(q)Tu+wTu), ｗ＝０，１，２，…ｗ−１， によって規定され、ここにｈ（ｖ）がＦＩＲフィルタの
インパルス・レスポンスを表し、ｖを時間間隔−∞＜ｖ
＜＋∞内における連続変数とする手段； とを具えているフィルタ係数生成器と； ｄ）前記入力信号を受信するためのフィルタ入力端子
と； ｅ）前記フィルタ入力端子及び前記フィルタ係数生成器
に結合され、前記入力サンプルｘ（ｑ）に前記Ｗ個から
成る一群のフィルタ係数の内の部分集合のフィルタ係数
を掛けて、これにて得られた積を加算する信号処理装
置； とを具えていることを特徴とする補間的時間−離散フィ
ルタ装置にある。
従来の補間フイルタ装置では同じ群のフイルタ係数が常
に用いられることに留意すべきである。これに対し本発
明によるフイルタ装置の場合には斯る群のフイルタ係数
が連続的に変化する。新規の各入力サンプルの後に同数
の新規の出力サンプルを供給する従来の補間フイルタ装
置に対し、本発明による補間フイルタ装置では２つの入
力サンプル間に発生する出力サンプルの数が変化するよ
うにする点にも留意すべきである。
に用いられることに留意すべきである。これに対し本発
明によるフイルタ装置の場合には斯る群のフイルタ係数
が連続的に変化する。新規の各入力サンプルの後に同数
の新規の出力サンプルを供給する従来の補間フイルタ装
置に対し、本発明による補間フイルタ装置では２つの入
力サンプル間に発生する出力サンプルの数が変化するよ
うにする点にも留意すべきである。
C.参考文献 1.「プロシーデイングス・オブ・ジ・アイイーイーイ
ー」(Proceedings of the IEEE)，第６１巻No.6,1973年
６月発行の第692〜702頁におけるアール・ダブリユ・シ
エーフア(R.W.Schafer)及びエル・アール・ラビナー(L.
R.Rabiner)著による「補間に対するデイジタル処理概
論」(A Digital Processing Approach to Interpolatio
n) 2.米国特許第41.31.764号の第Ｅ(1.2)節における「個別
信号を個別単側波帯信号周波数多重信号に及びその逆に
変換するための回路」 (Arrangement for converting discrete signals into
a descrete single-sideband signal frequency-multip
lexed signal and vice versa) 3.米国特許第39.28.755号の「デイジタルフイルタ」 4.米国特許第39.88.607号の「補間デイジタルフイル
タ」 5.米国特許第39.97.773号の「入力バツフアを伴なう補
間デイジタルフイルタ」 6.アール・イー・クロチーレ(R.E.Crochire)及びエル・
アール・ラビナー(L.R.Rabiner)による米国特許第4,02
0,332号の「デイジタルサンプリング周波数増減用補間
−デシメーシヨン回路」(Interpolation-Decimation Ci
rcuit for Increasing or Decreasing Digital Samplin
g Frequency) 7.エル・アール・ラビナー(L.R.Rabiner)及びビー・ゴ
ールド(B.Gold)著による「デイジタル信号処理の理論及
び応用」(Theory and Application of Digital Signal
Processing) 8.オーデイオ及び電気音響に関する「アイイーイーイー
トランザクシヨンズ」(IEEE Transactions)第ＡＵ−２
０巻，1972年第322〜337頁におけるエル・アール・ラビ
ナー(L.R.Rabiner)外１名著による「デイジタル信号処
理用語」 (Terminology in Digital Signal Processing)」 D.添付図面の説明については第４節にて述べる。
ー」(Proceedings of the IEEE)，第６１巻No.6,1973年
６月発行の第692〜702頁におけるアール・ダブリユ・シ
エーフア(R.W.Schafer)及びエル・アール・ラビナー(L.
R.Rabiner)著による「補間に対するデイジタル処理概
論」(A Digital Processing Approach to Interpolatio
n) 2.米国特許第41.31.764号の第Ｅ(1.2)節における「個別
信号を個別単側波帯信号周波数多重信号に及びその逆に
変換するための回路」 (Arrangement for converting discrete signals into
a descrete single-sideband signal frequency-multip
lexed signal and vice versa) 3.米国特許第39.28.755号の「デイジタルフイルタ」 4.米国特許第39.88.607号の「補間デイジタルフイル
タ」 5.米国特許第39.97.773号の「入力バツフアを伴なう補
間デイジタルフイルタ」 6.アール・イー・クロチーレ(R.E.Crochire)及びエル・
アール・ラビナー(L.R.Rabiner)による米国特許第4,02
0,332号の「デイジタルサンプリング周波数増減用補間
−デシメーシヨン回路」(Interpolation-Decimation Ci
rcuit for Increasing or Decreasing Digital Samplin
g Frequency) 7.エル・アール・ラビナー(L.R.Rabiner)及びビー・ゴ
ールド(B.Gold)著による「デイジタル信号処理の理論及
び応用」(Theory and Application of Digital Signal
Processing) 8.オーデイオ及び電気音響に関する「アイイーイーイー
トランザクシヨンズ」(IEEE Transactions)第ＡＵ−２
０巻，1972年第322〜337頁におけるエル・アール・ラビ
ナー(L.R.Rabiner)外１名著による「デイジタル信号処
理用語」 (Terminology in Digital Signal Processing)」 D.添付図面の説明については第４節にて述べる。
E.実施例の説明 Ｅ(1)理論的背景 第１図は時間−離散入力信号のサンプリング周波数を変
えるための時間−離散フイルタ装置の理論的モデルを図
式的に示したものであり、これはサンプリング装置２を
後続させるアナログフイルタ１を具えている。このフイ
ルタ１には入力サンプリング周波数ｉにて発生する入
力サンプル列x(q)，ｑ＝…−２，−１，０，１，２，
３，…によつて形成される時間−離散入力信号を供給す
る。斯かるフイルタは所謂個別出力信号ｚx(q)(t)のす
べての和に相等しい出力信号z(t)を供給する。入力サン
プルx(q)に対する斯かるフイルタ１のレスポンス（応
答）が斯様な個別出力信号を発生する。従つて既知の如
く、斯かる個別出力信号は上記入力サンプルと上記フイ
ルタのインパルス・レスポンスとの積に等しくなる。こ
のインパルス・レスポンスを関数h(v)で表わせば、斯か
る個別出力信号は次式のように数学的に表わすことがで
きる。即ち、 zx(q)(t)＝x(q)h(t-tx(q)) (1) 上記式(1)におけるtx(q)は、入力サンプルx(q)が発生す
る瞬時を表わす。この瞬時に対して、 tx(q)＝qTi (2) Ｔｉ＝１／ｉ が成立し、従つて zx(q)(t)＝x(q)h(t-qTi) (3) となるものとする。
えるための時間−離散フイルタ装置の理論的モデルを図
式的に示したものであり、これはサンプリング装置２を
後続させるアナログフイルタ１を具えている。このフイ
ルタ１には入力サンプリング周波数ｉにて発生する入
力サンプル列x(q)，ｑ＝…−２，−１，０，１，２，
３，…によつて形成される時間−離散入力信号を供給す
る。斯かるフイルタは所謂個別出力信号ｚx(q)(t)のす
べての和に相等しい出力信号z(t)を供給する。入力サン
プルx(q)に対する斯かるフイルタ１のレスポンス（応
答）が斯様な個別出力信号を発生する。従つて既知の如
く、斯かる個別出力信号は上記入力サンプルと上記フイ
ルタのインパルス・レスポンスとの積に等しくなる。こ
のインパルス・レスポンスを関数h(v)で表わせば、斯か
る個別出力信号は次式のように数学的に表わすことがで
きる。即ち、 zx(q)(t)＝x(q)h(t-tx(q)) (1) 上記式(1)におけるtx(q)は、入力サンプルx(q)が発生す
る瞬時を表わす。この瞬時に対して、 tx(q)＝qTi (2) Ｔｉ＝１／ｉ が成立し、従つて zx(q)(t)＝x(q)h(t-qTi) (3) となるものとする。
インパルス・レスポンスh(v)はｖのすべての値に対して
規定されるも、それは有限間隔でのみゼロ以外の値をと
るものとする。これがため、斯かるフイルタ１は屡々FI
R−フイルタ(Finite Impulse Response-filter)とも称
されている。このインパレス・レスポンスが第２図に示
すような形状を有するものとする。そこで、入力サンプ
ルx(q)が第３図Ａに示すような各瞬時qTiにて発生する
場合には、個々の出力信号のすべてが判明する。これら
の個別出力信号の内の数個、即ちｑ＝−３，−２，−
１，０，１，２に対するものを第３図のＢ，Ｃ，Ｄ，
Ｅ，Ｆ，Ｇにそれぞれ示してある。ここで、独立変数ｑ
のすべての値に対してx(q)＝１が成立するものとする。
前述したように、斯かるフイルタ１の実際の出力信号z
(t)は、すべての個別出力信号を数学的に加算すること
によつて形成される。インパルス・レスポンスは有限で
あるから、最終出力信号z(t)に寄与する個別出力信号の
数も有限である。最終出力信号に寄与する個別出力信号
の数をゼロでなく、Ｍ個だけとし、フイルタを因果(cau
sal)フイルタとし、かつそのフイルタに最後に供給され
る入力信号サンプルの番号をｑとする場合には次式(4)
が成立する。即ち、 斯かる出力信号、従つて任意の個別出力信号をサンプリ
ング装置２にて、例えば第３図のＨに示すように、ここ
では に等しくなるように選定される出力サンプリング周波数
にて発生するサンプリングパルス列でサンプリングす
る。ｎ番目のサンプリングパルスをku(n)にて示すと、
これは次式(5)によつて規定される瞬時tku(n)に発生す
る。
規定されるも、それは有限間隔でのみゼロ以外の値をと
るものとする。これがため、斯かるフイルタ１は屡々FI
R−フイルタ(Finite Impulse Response-filter)とも称
されている。このインパレス・レスポンスが第２図に示
すような形状を有するものとする。そこで、入力サンプ
ルx(q)が第３図Ａに示すような各瞬時qTiにて発生する
場合には、個々の出力信号のすべてが判明する。これら
の個別出力信号の内の数個、即ちｑ＝−３，−２，−
１，０，１，２に対するものを第３図のＢ，Ｃ，Ｄ，
Ｅ，Ｆ，Ｇにそれぞれ示してある。ここで、独立変数ｑ
のすべての値に対してx(q)＝１が成立するものとする。
前述したように、斯かるフイルタ１の実際の出力信号z
(t)は、すべての個別出力信号を数学的に加算すること
によつて形成される。インパルス・レスポンスは有限で
あるから、最終出力信号z(t)に寄与する個別出力信号の
数も有限である。最終出力信号に寄与する個別出力信号
の数をゼロでなく、Ｍ個だけとし、フイルタを因果(cau
sal)フイルタとし、かつそのフイルタに最後に供給され
る入力信号サンプルの番号をｑとする場合には次式(4)
が成立する。即ち、 斯かる出力信号、従つて任意の個別出力信号をサンプリ
ング装置２にて、例えば第３図のＨに示すように、ここ
では に等しくなるように選定される出力サンプリング周波数
にて発生するサンプリングパルス列でサンプリングす
る。ｎ番目のサンプリングパルスをku(n)にて示すと、
これは次式(5)によつて規定される瞬時tku(n)に発生す
る。
tku(n)＝to+nTu (5) ここにｔｏは任意の時定数を表わし、また、この値は０
ｔｏ＜Ｔｕとする。従つて、サンプリング装置２は一
連の出力サンプルを発生し、ｎ番目のサンプリングパル
スku(n)に応答して得られる出力サンプルはｙ（ｎ）に
よつて表わされ、この出力サンプルy(n)は次式(6)のよ
うに表わされる。即ち、 特に、ｕがｉよりも小さい場合には、デシメーティ
ング(decimating)フイルタ装置を付随的に設ける。これ
に対し、ｕがｉよりも大きい場合には補間フイルタ
装置を設ける。つぎの説明は補間フイルタ装置に基くも
のであり、ｕ＝Ｒｉ（ここにＲ１）とする。な
お、斯かるＲのことを補間係数とも称する。
ｔｏ＜Ｔｕとする。従つて、サンプリング装置２は一
連の出力サンプルを発生し、ｎ番目のサンプリングパル
スku(n)に応答して得られる出力サンプルはｙ（ｎ）に
よつて表わされ、この出力サンプルy(n)は次式(6)のよ
うに表わされる。即ち、 特に、ｕがｉよりも小さい場合には、デシメーティ
ング(decimating)フイルタ装置を付随的に設ける。これ
に対し、ｕがｉよりも大きい場合には補間フイルタ
装置を設ける。つぎの説明は補間フイルタ装置に基くも
のであり、ｕ＝Ｒｉ（ここにＲ１）とする。な
お、斯かるＲのことを補間係数とも称する。
補間フイルタ装置の場合、出力サンプリング周波数ｆｕ
が入力サンプリング周波数よりも高いため、２つの連続
する入力サンプルx(q)とx(q+1)との間における時間間隔
Ｔｑにて複数個の出力サンプルが生ずる。その時間間隔
内にて生ずる第１出力サンプルの番号をｎｑにて示し、
かつ斯かる時間間隔内にて生ずるｒ番目の出力サンプル
をnq+rにて表わすものとする。さらに、斯かる時間間隔
内での第１出力サンプルy(nq)と、その直前の入力サン
プルx(q)との間の距離をTd(q)で示す場合には、式(6)か
ら次式(7)が成立する。即ち、 ここに、 Td(q-m)＝to+nq-mTu-(q-m)T1) (8) である。式(7)における数量h(Td(q-m)+wTu)（ここに、
ｗ＝(nq-nq-m+r)である。）は時間−離散フイルタ装置
のフイルタ係数を表わす。つぎの節ではこれらのフイル
タ係数を簡単化のためにa(d(q),w)にて示す。数量d(q)
を偏差成分と称し、これをつぎのように規定する。即
ち、 d(q)＝Td(q)/Tu Ｅ(2).Ｒに対する幾つかの特定値 先の節では原則として補間係数が１又はそれ以上の任意
のランダムな正の値をとり得るものとした。この節では
幾つかの特定ケースにつきさらに説明する。
が入力サンプリング周波数よりも高いため、２つの連続
する入力サンプルx(q)とx(q+1)との間における時間間隔
Ｔｑにて複数個の出力サンプルが生ずる。その時間間隔
内にて生ずる第１出力サンプルの番号をｎｑにて示し、
かつ斯かる時間間隔内にて生ずるｒ番目の出力サンプル
をnq+rにて表わすものとする。さらに、斯かる時間間隔
内での第１出力サンプルy(nq)と、その直前の入力サン
プルx(q)との間の距離をTd(q)で示す場合には、式(6)か
ら次式(7)が成立する。即ち、 ここに、 Td(q-m)＝to+nq-mTu-(q-m)T1) (8) である。式(7)における数量h(Td(q-m)+wTu)（ここに、
ｗ＝(nq-nq-m+r)である。）は時間−離散フイルタ装置
のフイルタ係数を表わす。つぎの節ではこれらのフイル
タ係数を簡単化のためにa(d(q),w)にて示す。数量d(q)
を偏差成分と称し、これをつぎのように規定する。即
ち、 d(q)＝Td(q)/Tu Ｅ(2).Ｒに対する幾つかの特定値 先の節では原則として補間係数が１又はそれ以上の任意
のランダムな正の値をとり得るものとした。この節では
幾つかの特定ケースにつきさらに説明する。
最初のケースではＲ＝１として、ｕ＝ｉ、従つてＴ
ｕ＝Ｔｉとすると、この場合には次式が成立する。即
ち、 ｒ＝０ q-m＝nq-m Td(q-m)＝to (10) nq-nq-m＝mTi nq＝ｑ 従つて各出力サンプルは次式によつて決定される。
ｕ＝Ｔｉとすると、この場合には次式が成立する。即
ち、 ｒ＝０ q-m＝nq-m Td(q-m)＝to (10) nq-nq-m＝mTi nq＝ｑ 従つて各出力サンプルは次式によつて決定される。
即ち、 動作が上式(11)によつて全面的に規定される時間−離散
フイルタ装置の例については前記参考文献７の第９節及
び前記参考文献８並びに他の文献にも詳述されている。
フイルタ装置の例については前記参考文献７の第９節及
び前記参考文献８並びに他の文献にも詳述されている。
第２のケースではＲ＞１とする。この場合にはＲが整数
の場合と、Ｒが整数でない場合とで区別することができ
る。
の場合と、Ｒが整数でない場合とで区別することができ
る。
Ｒが整数の場合には次式が成立する。即ち、 ｒ＝０，１，２，…Ｒ−１ Ｔｉ＝RTu (12) Td(q)＝ｔｏ 従つて、この場合には各出力サンプルは次式によつて規
定される。即ち、 斯種の補間的時間−離散フイルタ装置の例については例
えば前記参考文献１，３及び４に詳述されている。
定される。即ち、 斯種の補間的時間−離散フイルタ装置の例については例
えば前記参考文献１，３及び４に詳述されている。
補間係数Ｒを整数でなく、例えばＲ＝L/Pのような２つ
の整数の商として書き表わせるような有理数とする場合
には、デシメーシヨン係数がＰのデシメーテイング時間
−離散フイルタ装置を補間係数がＬの補間的時間−離散
フイルタ装置と縦続配置することができる。斯種の補間
的時間−離散フイルタ装置については例えば前記参考文
献３，５及び６に記載されている。
の整数の商として書き表わせるような有理数とする場合
には、デシメーシヨン係数がＰのデシメーテイング時間
−離散フイルタ装置を補間係数がＬの補間的時間−離散
フイルタ装置と縦続配置することができる。斯種の補間
的時間−離散フイルタ装置については例えば前記参考文
献３，５及び６に記載されている。
補間係数Ｒが整数でなく、無理数でもない場合には上述
した場合とは全く異なり、この場合には２つの連続する
入力サンプル間に発生する出力サンプルの数が必ずしも
常に同じとはならない。この数をＲ′以下とする場合に
は、全部でＷ＝MR′個を一群とするフイルタ係数a(d
(q),w)を利用して、すべての出力サンプルを計算する必
要がある。式(7)により、この場合のこれらのフイルタ
係数は次式のようになる。即ち、 a(d(q),w)＝h(Td(q)+wTu) ｗ＝０，１，２，…MR′ (14) この際Td(q)も入力サンプル毎に変化するので、この群
のフイルタ係数の値も連続的に変化する。無理数の補間
係数を有する補間的時間−離散フイルタ装置の例につい
てはつぎの節にて詳述する。
した場合とは全く異なり、この場合には２つの連続する
入力サンプル間に発生する出力サンプルの数が必ずしも
常に同じとはならない。この数をＲ′以下とする場合に
は、全部でＷ＝MR′個を一群とするフイルタ係数a(d
(q),w)を利用して、すべての出力サンプルを計算する必
要がある。式(7)により、この場合のこれらのフイルタ
係数は次式のようになる。即ち、 a(d(q),w)＝h(Td(q)+wTu) ｗ＝０，１，２，…MR′ (14) この際Td(q)も入力サンプル毎に変化するので、この群
のフイルタ係数の値も連続的に変化する。無理数の補間
係数を有する補間的時間−離散フイルタ装置の例につい
てはつぎの節にて詳述する。
Ｅ(3).無理数の補間係数を有する補間的時間−離散フイ
ルタ装置 第４図は無理数の補間係数を有する補間的時間−離散フ
イルタ装置の一例を図式的に示したものである。このフ
イルタ装置は慣例にならつて、信号処理装置３及びフイ
ルタ係数生成器４で構成する。信号処理装置３の前段に
はバツフア記憶装置５を設け、この記憶装置５に入力サ
ンプルx(q)を供給する。このような入力サンプルx(q)
は、バツフア記憶装置５の書込み入力端子WRに入力クロ
ツクパルスki(q)が発生する瞬時に斯かるバツフア記憶
装置５に記憶される。出力クロツクパルスku(n)がバツ
フア記憶装置５の読取り入力端子Ｒに供給される瞬時に
は、斯かるバツフア記憶装置５の内容が信号処理装置３
に供給される。このために斯かるバツフア記憶装置５は
この際リセツトされるものとする。そこで、新規の入力
クロツクパルスki(q)が発生する前につぎの出力クロツ
クパルスku(n)が発生する場合に、斯かるバツフア記憶
装置５は値がゼロの信号サンプルを供給することにな
る。クロツクパルス発生器６によつて発生させる入力ク
ロツクパルスは入力サンプリング周波数ｉにて発生す
る。出力クロツクパルスku(n)はクロツクパルス発生器
７により発生させ、これらのパルスは出力サンプリング
周波数ｕにて発生させる。
ルタ装置 第４図は無理数の補間係数を有する補間的時間−離散フ
イルタ装置の一例を図式的に示したものである。このフ
イルタ装置は慣例にならつて、信号処理装置３及びフイ
ルタ係数生成器４で構成する。信号処理装置３の前段に
はバツフア記憶装置５を設け、この記憶装置５に入力サ
ンプルx(q)を供給する。このような入力サンプルx(q)
は、バツフア記憶装置５の書込み入力端子WRに入力クロ
ツクパルスki(q)が発生する瞬時に斯かるバツフア記憶
装置５に記憶される。出力クロツクパルスku(n)がバツ
フア記憶装置５の読取り入力端子Ｒに供給される瞬時に
は、斯かるバツフア記憶装置５の内容が信号処理装置３
に供給される。このために斯かるバツフア記憶装置５は
この際リセツトされるものとする。そこで、新規の入力
クロツクパルスki(q)が発生する前につぎの出力クロツ
クパルスku(n)が発生する場合に、斯かるバツフア記憶
装置５は値がゼロの信号サンプルを供給することにな
る。クロツクパルス発生器６によつて発生させる入力ク
ロツクパルスは入力サンプリング周波数ｉにて発生す
る。出力クロツクパルスku(n)はクロツクパルス発生器
７により発生させ、これらのパルスは出力サンプリング
周波数ｕにて発生させる。
式(7)から明らかなように、フイルタ係数a(d(q),w)は時
間間隔Td(q)、従つて偏差成分d(q)が解るまでは計算す
ることができない。既に述べたように、斯かる偏差成分
は入力サンプルx(q)とその直後の出力サンプルy(nq)と
の間おける時間間隔Td(q)と、出力サンプリング期間Ｔ
ｕとの間の比、即ち入力クロツクパルスki(q)が発生す
る瞬時tki(q)とその直後に出力クロツクパルスku(nq)が
発生する瞬時tku(nq)との間における時間間隔と、２つ
の連続する出力パルス間の時間間隔Ｔｕとの間の比を表
わす。
間間隔Td(q)、従つて偏差成分d(q)が解るまでは計算す
ることができない。既に述べたように、斯かる偏差成分
は入力サンプルx(q)とその直後の出力サンプルy(nq)と
の間おける時間間隔Td(q)と、出力サンプリング期間Ｔ
ｕとの間の比、即ち入力クロツクパルスki(q)が発生す
る瞬時tki(q)とその直後に出力クロツクパルスku(nq)が
発生する瞬時tku(nq)との間における時間間隔と、２つ
の連続する出力パルス間の時間間隔Ｔｕとの間の比を表
わす。
第４図に示すフイルタ係数生成器４では、上記偏差成分
d(q)を特定の有効な方法で、しかもｗ個のフイルタ係数
の関連する群にならつて計算する。フイルタ係数生成器
４は、好ましくはデイジタル式のものとするのこぎり波
発生装置４００を具えており、これは周期がＴｉの周期
性アナログのこぎり波状信号をレートｆｕでデイジタル
的にコード化したサンプルを発生する。一層判り易くす
るために、第４図に示すように斯かる発生装置４００は
入力クロツクパルスki(q)によつて制御されるのこぎり
波発生器４００(1)を具えるものとすることができる。
こののこぎり波発生器は例えば第５図のＡに示すような
アナログのこぎり波状信号が発生し、この信号は値＋Ｅ
と−Ｅとの間にて変化し、その値は入力クロツクパルス
ki(q)が発生する瞬時に値＋Ｅから−Ｅに突然変化す
る。完全を期すために、これらの入力クロツクパルスを
第５図のＢに示してある。斯くして得られるアナログの
こぎり波信号をその後サンプリング装置４００(2)にて
例えば第５図のＣに示すような出力クロツクパルスku
(n)により瞬時tku(n)にてサンプリングする。斯かるサ
ンプリング装置４００(2)は第５図のＡに矢印にて示す
信号サンプルs(n)を発生し、これらの信号サンプルはア
ナログ−デイジタル変換器４００(3)にてデイジタル的
にコード化する。つぎに、偏差成分d(q)を如何にして求
めることができるかについて説明する。
d(q)を特定の有効な方法で、しかもｗ個のフイルタ係数
の関連する群にならつて計算する。フイルタ係数生成器
４は、好ましくはデイジタル式のものとするのこぎり波
発生装置４００を具えており、これは周期がＴｉの周期
性アナログのこぎり波状信号をレートｆｕでデイジタル
的にコード化したサンプルを発生する。一層判り易くす
るために、第４図に示すように斯かる発生装置４００は
入力クロツクパルスki(q)によつて制御されるのこぎり
波発生器４００(1)を具えるものとすることができる。
こののこぎり波発生器は例えば第５図のＡに示すような
アナログのこぎり波状信号が発生し、この信号は値＋Ｅ
と−Ｅとの間にて変化し、その値は入力クロツクパルス
ki(q)が発生する瞬時に値＋Ｅから−Ｅに突然変化す
る。完全を期すために、これらの入力クロツクパルスを
第５図のＢに示してある。斯くして得られるアナログの
こぎり波信号をその後サンプリング装置４００(2)にて
例えば第５図のＣに示すような出力クロツクパルスku
(n)により瞬時tku(n)にてサンプリングする。斯かるサ
ンプリング装置４００(2)は第５図のＡに矢印にて示す
信号サンプルs(n)を発生し、これらの信号サンプルはア
ナログ−デイジタル変換器４００(3)にてデイジタル的
にコード化する。つぎに、偏差成分d(q)を如何にして求
めることができるかについて説明する。
所定の入力クロツクパルスki(q)は２つの連続する出力
クロツクパルスku(nq-1)とku(nq)との間に発生し、これ
ら２つの出力クロツクパルス間の離間距離はＴｕとす
る。ki(q)とku(nq)との間の距離は時間間隔Td(q)と見な
す。そこで、瞬時tku(nq-1)及びtku(nq)にのこぎり波信
号から取出すことのできる信号サンプルの値がそれぞれ
s(nq-1)及びs(nq)であるとする場合にはつぎのうよな関
係が成立する。即ち、 Td(q)：(Tu-Td(q))＝(E-|s(nq)|)：(E-|s(nq-1)|) 従つて、 上式から明らかなように、偏差成分d(q)はのこぎり波信
号の信号サンプル値から全面的に求めることができる。
これがため、これらの信号サンプルs(n)は第４図にも示
すように、２個のシフトレジスタ素子４０１と４０２と
の縦続配置及びシフトレジスタ４０８に供給する。これ
らのシフトレジスタ素子の内容は出力クロツクパルスku
(n)の制御下にてシフトされる。信号サンプルs(n)はゼ
ロ交差検出回路４０４にも供給する。この検出回路４０
４は正極性の信号パルスの後に負極性の信号パルスが続
く毎度に検出パルスを発生する。この検出パルスを２つ
の他のシフトレジスタ素子４０５及び４０６のクロツク
パルス入力端子に供給する。これら両シフトレジスタ４
０５及び４０６の信号入力端子は各シフトレジスタ素子
４０２及び４０３の信号出力端子に接続する。上記検出
パルスに応答してシフトレジスタ素子４０５及び４０６
の内容はそれぞれs(nq-1)及びs(nq)に等しくなる。減算
装置４０７及び４０８では、これらの信号サンプルの絶
対値を値Ｅから減算する。斯くして得られた２つの差成
分を加算装置４０９にて互いに加算し、これにて得られ
た加算成分O(nq)を減算装置４０７により発生させた差
成分により除算段４１０にて除算する。斯くして得られ
た偏差成分d(q)は算術ユニツト４１１（例えばマイクロ
コンピユータ）に供給する。この算術ユニツト４１１は
偏差成分d(q)の所定値における所要数のフイルタ係数a
(d(q),w)（上述した場合には４つ）を式(14)に基いて計
算すべく配置する。
クロツクパルスku(nq-1)とku(nq)との間に発生し、これ
ら２つの出力クロツクパルス間の離間距離はＴｕとす
る。ki(q)とku(nq)との間の距離は時間間隔Td(q)と見な
す。そこで、瞬時tku(nq-1)及びtku(nq)にのこぎり波信
号から取出すことのできる信号サンプルの値がそれぞれ
s(nq-1)及びs(nq)であるとする場合にはつぎのうよな関
係が成立する。即ち、 Td(q)：(Tu-Td(q))＝(E-|s(nq)|)：(E-|s(nq-1)|) 従つて、 上式から明らかなように、偏差成分d(q)はのこぎり波信
号の信号サンプル値から全面的に求めることができる。
これがため、これらの信号サンプルs(n)は第４図にも示
すように、２個のシフトレジスタ素子４０１と４０２と
の縦続配置及びシフトレジスタ４０８に供給する。これ
らのシフトレジスタ素子の内容は出力クロツクパルスku
(n)の制御下にてシフトされる。信号サンプルs(n)はゼ
ロ交差検出回路４０４にも供給する。この検出回路４０
４は正極性の信号パルスの後に負極性の信号パルスが続
く毎度に検出パルスを発生する。この検出パルスを２つ
の他のシフトレジスタ素子４０５及び４０６のクロツク
パルス入力端子に供給する。これら両シフトレジスタ４
０５及び４０６の信号入力端子は各シフトレジスタ素子
４０２及び４０３の信号出力端子に接続する。上記検出
パルスに応答してシフトレジスタ素子４０５及び４０６
の内容はそれぞれs(nq-1)及びs(nq)に等しくなる。減算
装置４０７及び４０８では、これらの信号サンプルの絶
対値を値Ｅから減算する。斯くして得られた２つの差成
分を加算装置４０９にて互いに加算し、これにて得られ
た加算成分O(nq)を減算装置４０７により発生させた差
成分により除算段４１０にて除算する。斯くして得られ
た偏差成分d(q)は算術ユニツト４１１（例えばマイクロ
コンピユータ）に供給する。この算術ユニツト４１１は
偏差成分d(q)の所定値における所要数のフイルタ係数a
(d(q),w)（上述した場合には４つ）を式(14)に基いて計
算すべく配置する。
Ｅ(4).特定例 第４図に示した例の係数生成器ではインパレス・レスポ
ンスh(v)の形状に少しも制限が課せられないので、偏差
成分d(q)の計算値から出発してｗ（＝４）個のフイルタ
係数を計算するのにはマイクロコンピユータ４１１を用
いるのが有利である。特殊形状のインパレス・レスポン
スが規定される場合、例えばインパレス・レスポンスが
第６図に示すような形状を有し、しかも次式にて表わさ
れるように規定される場合には特殊な目的のハードウエ
アを有利に用いることができる。
ンスh(v)の形状に少しも制限が課せられないので、偏差
成分d(q)の計算値から出発してｗ（＝４）個のフイルタ
係数を計算するのにはマイクロコンピユータ４１１を用
いるのが有利である。特殊形状のインパレス・レスポン
スが規定される場合、例えばインパレス・レスポンスが
第６図に示すような形状を有し、しかも次式にて表わさ
れるように規定される場合には特殊な目的のハードウエ
アを有利に用いることができる。
ここにＨは定数を表わし、これからつぎの関係が成立す
る。即ち、 a(d(q),0)＝d(q)H a(d(q),1)＝(1-d(q)H a(d(q),2)＝０ (17) a(d(q),3)＝０ ついで、d(q)は式(15)に準じ、これからさらに次式が成
立する。即ち、 これとは異なり、減算装置４０８（第４図参照）の出力
信号を加算成分O(nq)によつて除算することにより係数1
-d(q)を得ることができる。完全を期すために、これら
のことを第７図に図式的に示してある。この第７図に示
すように、減算装置４０８の出力信号は除算段４１２に
供給する。この除算段４１２は加算装置４０９からの加
算成分も受信する。２つの除算段４１０及び４１２の出
力成分は逓倍段４１３及び４１４にて定数Ｈだけ逓倍さ
せる。
る。即ち、 a(d(q),0)＝d(q)H a(d(q),1)＝(1-d(q)H a(d(q),2)＝０ (17) a(d(q),3)＝０ ついで、d(q)は式(15)に準じ、これからさらに次式が成
立する。即ち、 これとは異なり、減算装置４０８（第４図参照）の出力
信号を加算成分O(nq)によつて除算することにより係数1
-d(q)を得ることができる。完全を期すために、これら
のことを第７図に図式的に示してある。この第７図に示
すように、減算装置４０８の出力信号は除算段４１２に
供給する。この除算段４１２は加算装置４０９からの加
算成分も受信する。２つの除算段４１０及び４１２の出
力成分は逓倍段４１３及び４１４にて定数Ｈだけ逓倍さ
せる。
上述した場合には加算成分O(nq)が双方の係数d(q)及び1
-d(q)に現われるので、その一方はつぎのように処理す
ることもでき、フイルタ係数はつぎの如く選定する。即
ち、 a(d(q),0)＝E-|s(nq)| a(d(q),1)＝E-|s(nq-1)| a(d(q),2)＝０ a(d(q),3)＝０ この際信号処理装置３は出力サンプルｙ′(n)を供給
し、これらの出力サンプルは逓倍回路に供給されて、こ
れにてH/O(nq)倍に逓倍され、この結果所望な出力サン
プルy(n)を得ることができる。
-d(q)に現われるので、その一方はつぎのように処理す
ることもでき、フイルタ係数はつぎの如く選定する。即
ち、 a(d(q),0)＝E-|s(nq)| a(d(q),1)＝E-|s(nq-1)| a(d(q),2)＝０ a(d(q),3)＝０ この際信号処理装置３は出力サンプルｙ′(n)を供給
し、これらの出力サンプルは逓倍回路に供給されて、こ
れにてH/O(nq)倍に逓倍され、この結果所望な出力サン
プルy(n)を得ることができる。
第４図に示す係数生成器では、アナログのこぎり波信号
をサンプリングすることによつて信号サンプルs(n)を得
る。これらの信号サンプルを完全にデイジタル的に発生
するのこぎり波発生器を第８図に示す。こののこぎり波
発生器はＤフリツプ−フロツプ４１４ａを含む入力回路
を具えている。この入力回路のＤ−入力端子は絶えず論
理値“１”を受信する。クロツク入力端子CLは入力クロ
ツクパルスki(q)を受信し、リセツト入力端子Ｒはリセ
ツト信号を受信する。斯かるＤ−フリツプフロツプ４１
４ａのＱ−出力端子はＤ−フリツプ−フロツプ４１５の
Ｄ−入力端子に接続する。このＤ−フリツプフロツプ４
１５のクロツクパルス入力端子CLには出力クロツクパル
スku(n)を供給する。Ｄ−フリツプ−フロツプ４１５の
Ｑ−出力端子に発生するパルス及びインバータ４１６に
て反転した出力クロツクパルスku(n)はNAND−ゲート４
１７に供給し、このNAND−ゲートの出力パルスはリセツ
トパルスとしてＤ−フリツプ−フロツプ４１４のリセツ
ト入力端子Ｒに供給する。２個のＤ−フリツプ−フロツ
プによつて形成する斯かる入力回路は、例えばSignetic
s社により市販されている“７４”シリーズのデユアル
Ｄ−フリツプ−フロツプとすることができる。Ｄ−フリ
ツプ−フロツプ４１５の出力パルスはディジタル構成の
ものとする移相ロツクループ(PLL)に供給する。この移
相ロツクループはアツプ／ダウンカウンタ４１８を具え
ており、このカウンタの計数範囲は０−２Ｅの範囲とす
る。Ｄ−フリツプ−フロツプ４１５の出力パルスはその
アツプ−カウント入力端子(+)に供給する。斯かるカウ
ンタ４１８の計数位置は減算装置４１９を介して時間間
隔Ｔｕでデイジタル低域通過フイルタ４２０に供給す
る。減算装置４１９では例えばカウンタ４１８の計数範
囲(2E)の半分(E)に等しい基準数だけ計数位置を低減さ
せる。
をサンプリングすることによつて信号サンプルs(n)を得
る。これらの信号サンプルを完全にデイジタル的に発生
するのこぎり波発生器を第８図に示す。こののこぎり波
発生器はＤフリツプ−フロツプ４１４ａを含む入力回路
を具えている。この入力回路のＤ−入力端子は絶えず論
理値“１”を受信する。クロツク入力端子CLは入力クロ
ツクパルスki(q)を受信し、リセツト入力端子Ｒはリセ
ツト信号を受信する。斯かるＤ−フリツプフロツプ４１
４ａのＱ−出力端子はＤ−フリツプ−フロツプ４１５の
Ｄ−入力端子に接続する。このＤ−フリツプフロツプ４
１５のクロツクパルス入力端子CLには出力クロツクパル
スku(n)を供給する。Ｄ−フリツプ−フロツプ４１５の
Ｑ−出力端子に発生するパルス及びインバータ４１６に
て反転した出力クロツクパルスku(n)はNAND−ゲート４
１７に供給し、このNAND−ゲートの出力パルスはリセツ
トパルスとしてＤ−フリツプ−フロツプ４１４のリセツ
ト入力端子Ｒに供給する。２個のＤ−フリツプ−フロツ
プによつて形成する斯かる入力回路は、例えばSignetic
s社により市販されている“７４”シリーズのデユアル
Ｄ−フリツプ−フロツプとすることができる。Ｄ−フリ
ツプ−フロツプ４１５の出力パルスはディジタル構成の
ものとする移相ロツクループ(PLL)に供給する。この移
相ロツクループはアツプ／ダウンカウンタ４１８を具え
ており、このカウンタの計数範囲は０−２Ｅの範囲とす
る。Ｄ−フリツプ−フロツプ４１５の出力パルスはその
アツプ−カウント入力端子(+)に供給する。斯かるカウ
ンタ４１８の計数位置は減算装置４１９を介して時間間
隔Ｔｕでデイジタル低域通過フイルタ４２０に供給す
る。減算装置４１９では例えばカウンタ４１８の計数範
囲(2E)の半分(E)に等しい基準数だけ計数位置を低減さ
せる。
１Ｈｚ以下の帯域幅を有する低域通過フイルタ４２０は
レートｆｕで出力を発生し、これらの出力は加算器４２
１と遅延時間がＴｕに等しい遅延回路網４２２とによつ
て形成される累算器に供給する。加算器４２１はｃ及び
ｅにてそれぞれ示す２個の出力端子を有している。出力
端子ｃには加算器４２１にて発生されるワードの内の
（最上位）桁上げビツトが発生し、これに対し出力端子
ｅには斯かるワードの残りのビツトが発生する。上記出
力端子ｃはアツプ／ダウンカウンタ４１８のダウン−カ
ウント入力端子(-)に接続する。他方の出力端子ｅは同
時にのこぎり波発生器の出力端子を表わす。
レートｆｕで出力を発生し、これらの出力は加算器４２
１と遅延時間がＴｕに等しい遅延回路網４２２とによつ
て形成される累算器に供給する。加算器４２１はｃ及び
ｅにてそれぞれ示す２個の出力端子を有している。出力
端子ｃには加算器４２１にて発生されるワードの内の
（最上位）桁上げビツトが発生し、これに対し出力端子
ｅには斯かるワードの残りのビツトが発生する。上記出
力端子ｃはアツプ／ダウンカウンタ４１８のダウン−カ
ウント入力端子(-)に接続する。他方の出力端子ｅは同
時にのこぎり波発生器の出力端子を表わす。
前述した所では信号発生器４００(1)をのこぎり波信号
発生器とした。しかし、斯かる信号発生器は、例えば第
９図に示すように三角形状に変化する信号を発生するよ
うに構成することもできる。偏差成分d(q)を求めるため
に、２つの信号サンプルs(nq+2)及びs(nq+3)を出発点と
することができる。この例でものこぎり波状信号を伴な
う第５図に示した場合について述べたようにして偏差成
分を求めることができることは明らかである。この場
合、正の極性を有する信号サンプルが後続する負の極性
を有する各信号サンプルに対してゼロ交差検出器４０４
が出力パルスを発生するようにする必要がある。
発生器とした。しかし、斯かる信号発生器は、例えば第
９図に示すように三角形状に変化する信号を発生するよ
うに構成することもできる。偏差成分d(q)を求めるため
に、２つの信号サンプルs(nq+2)及びs(nq+3)を出発点と
することができる。この例でものこぎり波状信号を伴な
う第５図に示した場合について述べたようにして偏差成
分を求めることができることは明らかである。この場
合、正の極性を有する信号サンプルが後続する負の極性
を有する各信号サンプルに対してゼロ交差検出器４０４
が出力パルスを発生するようにする必要がある。
フイルタ係数生成器４はつぎのように作動する。２つの
連続する出力クロツクパルスku(n)間の時間間隔Ｔｕを
無限に小さい無限数の細分間隔Ｔuoに分解する。その
後、どの２つの連続する出力クロツクパルス間に入力ク
ロツクパルスki(q)が位置し、しかもその入力クロツク
パルスがどの細分間隔に位置するのかも決定する。この
細分間隔の番号を偏差成分d(q)と見なすことができる。
この場合の細分間隔の数はビツト数に依存し、このビツ
ト数により偏差成分d(q)を表わす。計数可能な数の細分
間隔が得られるように斯かるビツト数を選定する場合に
は、つぎのような処理を行なうことができる。各偏差成
分の値に関連するMR′個のフイルタ係数a(d(q),W)は先
に計算して、記憶媒体に記憶させることができる。偏差
成分が１６個の異なる値をとり得るものとする場合に
は、斯かる記憶媒体は例えば１６MR′個のフイルタ係数
を包含する。偏差成分を選択器に供給し、その偏差成分
の値に応じてこれら１６個のフイルター係数群の内から
所望な群を斯かる選択器により選択する。このような場
合には“テーブル・ルツク・アツプ”が屡々用いられ
る。
連続する出力クロツクパルスku(n)間の時間間隔Ｔｕを
無限に小さい無限数の細分間隔Ｔuoに分解する。その
後、どの２つの連続する出力クロツクパルス間に入力ク
ロツクパルスki(q)が位置し、しかもその入力クロツク
パルスがどの細分間隔に位置するのかも決定する。この
細分間隔の番号を偏差成分d(q)と見なすことができる。
この場合の細分間隔の数はビツト数に依存し、このビツ
ト数により偏差成分d(q)を表わす。計数可能な数の細分
間隔が得られるように斯かるビツト数を選定する場合に
は、つぎのような処理を行なうことができる。各偏差成
分の値に関連するMR′個のフイルタ係数a(d(q),W)は先
に計算して、記憶媒体に記憶させることができる。偏差
成分が１６個の異なる値をとり得るものとする場合に
は、斯かる記憶媒体は例えば１６MR′個のフイルタ係数
を包含する。偏差成分を選択器に供給し、その偏差成分
の値に応じてこれら１６個のフイルター係数群の内から
所望な群を斯かる選択器により選択する。このような場
合には“テーブル・ルツク・アツプ”が屡々用いられ
る。
Ｅ(5).信号処理装置の例 信号処理装置の特に好適な例については前記参考文献７
の第９・１０図から既知であるが、本願においても完全
を期するために第１０図に示してある。この信号処理装
置は、MR′個の多数の逓倍回路３０(・)（図示の例では
４個）と、複数個の加算回路３１(・)と、遅延時間が各
々Ｔｕの複数個の遅延回路３２(・)とで既知の方法で構
成する。すべての逓倍回路の入力端子は信号処理装置の
入力端子３３に接続されており、従つて入力サンプルx
(q)を同時に受信する。さらに、各逓倍回路は第４図に
示したフイルタ係数生成器によつて発生される所要のフ
イルタ係数をフイルタ係数入力端子を介して受信する。
加算回路３１(2)の出力端子には所望の出力サンプルが
生ずる。
の第９・１０図から既知であるが、本願においても完全
を期するために第１０図に示してある。この信号処理装
置は、MR′個の多数の逓倍回路３０(・)（図示の例では
４個）と、複数個の加算回路３１(・)と、遅延時間が各
々Ｔｕの複数個の遅延回路３２(・)とで既知の方法で構
成する。すべての逓倍回路の入力端子は信号処理装置の
入力端子３３に接続されており、従つて入力サンプルx
(q)を同時に受信する。さらに、各逓倍回路は第４図に
示したフイルタ係数生成器によつて発生される所要のフ
イルタ係数をフイルタ係数入力端子を介して受信する。
加算回路３１(2)の出力端子には所望の出力サンプルが
生ずる。
信号処理装置３の他の例については前記参考文献７の第
９・１図にその大部分が図示されているが、本願におい
ても完全を期するために第１１図に示してある。この信
号処理装置は遅延時間が各々Ｔｕの遅延装置３６(・)を
多数個（図示の例では３個）縦続配置したものを具えて
いる。この縦続配置を信号処理装置の入力端子３３に接
続する。遅延装置３６(・)の入力及び出力端子は逓倍回
路３０(・)を介して加算装置３７の入力端子に接続す
る。この加算装置３７はその出力端子３５から所望の出
力サンプルy(n)を供給する。逓倍回路８０(・)は、それ
らのフイルタ係数入力端子を介して所望のフイルタ係数
を受信する。所定値の偏差成分に関連するすべてのフイ
ルタ係数をフイルタ係数生成器４によつて第５図に提示
したように同時に供給する場合には、フイルタ係数a(d
(q),0)を逓倍回路８０(0)に直接供給し、フイルタ係数a
(d(q),1)を遅延時間がＴｕの遅延装置３８(1)を介して
逓倍回路３０(1)に供給する。同様に、フイルタ係数a(d
(q),2)及びa(d(q),3)は、それぞれ遅延時間が2Tu及び3T
uの遅延装置３８(2)及び３８(3)を介してそれぞれ逓倍
回路３０(2)及び３０(3)に供給する。
９・１図にその大部分が図示されているが、本願におい
ても完全を期するために第１１図に示してある。この信
号処理装置は遅延時間が各々Ｔｕの遅延装置３６(・)を
多数個（図示の例では３個）縦続配置したものを具えて
いる。この縦続配置を信号処理装置の入力端子３３に接
続する。遅延装置３６(・)の入力及び出力端子は逓倍回
路３０(・)を介して加算装置３７の入力端子に接続す
る。この加算装置３７はその出力端子３５から所望の出
力サンプルy(n)を供給する。逓倍回路８０(・)は、それ
らのフイルタ係数入力端子を介して所望のフイルタ係数
を受信する。所定値の偏差成分に関連するすべてのフイ
ルタ係数をフイルタ係数生成器４によつて第５図に提示
したように同時に供給する場合には、フイルタ係数a(d
(q),0)を逓倍回路８０(0)に直接供給し、フイルタ係数a
(d(q),1)を遅延時間がＴｕの遅延装置３８(1)を介して
逓倍回路３０(1)に供給する。同様に、フイルタ係数a(d
(q),2)及びa(d(q),3)は、それぞれ遅延時間が2Tu及び3T
uの遅延装置３８(2)及び３８(3)を介してそれぞれ逓倍
回路３０(2)及び３０(3)に供給する。
Ｅ(6).概略所見 前述した所では、元の入力サンプルが発生した後に出力
クロツクパルスが直ちに発生しなければ、各出力クロツ
クパルスに対してバツフア記憶装置５（第４図参照）が
値ゼロの入力サンプルを発生するものとした。しかし、
実際には斯かる入力サンプルの値をゼロでなく１とする
こともできることを確かめた。しかし、この場合には元
のインパルス・レスポンスを変更させる必要がある。
クロツクパルスが直ちに発生しなければ、各出力クロツ
クパルスに対してバツフア記憶装置５（第４図参照）が
値ゼロの入力サンプルを発生するものとした。しかし、
実際には斯かる入力サンプルの値をゼロでなく１とする
こともできることを確かめた。しかし、この場合には元
のインパルス・レスポンスを変更させる必要がある。
さらに前述した所では偏差成分の計算を入力クロツクパ
ルスki(q)と、直前の出力クロツクパルスku(n)との間に
おける時間間隔に基いて行なつたが、斯かる偏差成分は
入力クロツクパルスki(q)と直前の出力クロツクパルスk
u(n-1)との間における時間間隔と、２つの連続する出力
クロツクパルス間の時間間隔Ｔｕとの間の商の値として
規定することもできる。
ルスki(q)と、直前の出力クロツクパルスku(n)との間に
おける時間間隔に基いて行なつたが、斯かる偏差成分は
入力クロツクパルスki(q)と直前の出力クロツクパルスk
u(n-1)との間における時間間隔と、２つの連続する出力
クロツクパルス間の時間間隔Ｔｕとの間の商の値として
規定することもできる。
第１図は補間的時間−離散フイルタ装置の理論的機能構
成を示すブロツク線図； 第２図は第１図に示したフイルタ装置に用いられる“ア
ナログ”フイルタの有限インパルス・レスポンスを示す
特性図； 第３図は第１図のフイルタ装置を説明するための時間線
図； 第４図は本発明による補間的時間−離散フイルタ装置の
一例を示すブロツク線図； 第５図は第４図に示したフイルタ装置に用いられるフイ
ルタ係数生成器の作動説明用時間線図； 第６図は異なる形態のインパルス・レスポンスを示す特
性図； 第７図はインパルス・レスポンスが第６図に示す形状を
呈する場合における第４図のフイルタ装置に用いられる
フイルタ係数生成器の変形例を示すブロツク線図； 第８図は第４図のフイルタ装置におけるフイルタ係数生
成器に用いられる時間−離散のこぎり波発生器の一例を
示すブロツク線図； 第９図はフイルタ係数生成器の他の例を説明するための
時間線図； 第１０及び１１図は第４図に示したフイルタ装置に使用
する信号処理装置の例をそれぞれ示すブロツク線図であ
る。 １…アナログフイルタ、２…サンプリング装置 ３…信号処理装置、４…フイルタ係数生成器 ５…バツフア記憶装置 ６…入力クロツクパルス発生器 ７…出力クロツクパルス発生器 ３０(・)…逓倍回路、３１(・)…加算回路 ３２(・)…遅延回路 ３３…信号処理装置入力端子 ３５…信号処理装置出力端子 ３６(・)…遅延装置、３７…加算装置 ３８(・)…遅延装置 ４００…のこぎり波発生装置 ４００(1)…のこぎり波発生器 ４００(2)…サンプリング装置 ４００(3)…アナログ−デイジタル変換器 ４０１〜４０３…シフトレジスタ素子 ４０４…ゼロ交差検出回路 ４０５，４０６…シフトレジスタ素子 ４０７，４０８…減算装置、４０９…加算装置 ４１０…除算段、４１１…算術ユニツト ４１２…除算段、４１３，４１４…逓倍段 ４１４ａ，４１５…Ｄ−フリツプ−フロツプ ４１６…インバータ、４１７…NAND−ゲート ４１８…アツプ／ダウンカウンタ ４１９…減算装置 ４２０…デイジタル低域通過フイルタ ４２１…加算器、４２２…遅延回路網
成を示すブロツク線図； 第２図は第１図に示したフイルタ装置に用いられる“ア
ナログ”フイルタの有限インパルス・レスポンスを示す
特性図； 第３図は第１図のフイルタ装置を説明するための時間線
図； 第４図は本発明による補間的時間−離散フイルタ装置の
一例を示すブロツク線図； 第５図は第４図に示したフイルタ装置に用いられるフイ
ルタ係数生成器の作動説明用時間線図； 第６図は異なる形態のインパルス・レスポンスを示す特
性図； 第７図はインパルス・レスポンスが第６図に示す形状を
呈する場合における第４図のフイルタ装置に用いられる
フイルタ係数生成器の変形例を示すブロツク線図； 第８図は第４図のフイルタ装置におけるフイルタ係数生
成器に用いられる時間−離散のこぎり波発生器の一例を
示すブロツク線図； 第９図はフイルタ係数生成器の他の例を説明するための
時間線図； 第１０及び１１図は第４図に示したフイルタ装置に使用
する信号処理装置の例をそれぞれ示すブロツク線図であ
る。 １…アナログフイルタ、２…サンプリング装置 ３…信号処理装置、４…フイルタ係数生成器 ５…バツフア記憶装置 ６…入力クロツクパルス発生器 ７…出力クロツクパルス発生器 ３０(・)…逓倍回路、３１(・)…加算回路 ３２(・)…遅延回路 ３３…信号処理装置入力端子 ３５…信号処理装置出力端子 ３６(・)…遅延装置、３７…加算装置 ３８(・)…遅延装置 ４００…のこぎり波発生装置 ４００(1)…のこぎり波発生器 ４００(2)…サンプリング装置 ４００(3)…アナログ−デイジタル変換器 ４０１〜４０３…シフトレジスタ素子 ４０４…ゼロ交差検出回路 ４０５，４０６…シフトレジスタ素子 ４０７，４０８…減算装置、４０９…加算装置 ４１０…除算段、４１１…算術ユニツト ４１２…除算段、４１３，４１４…逓倍段 ４１４ａ，４１５…Ｄ−フリツプ−フロツプ ４１６…インバータ、４１７…NAND−ゲート ４１８…アツプ／ダウンカウンタ ４１９…減算装置 ４２０…デイジタル低域通過フイルタ ４２１…加算器、４２２…遅延回路網
Claims (4)
- 【請求項１】入力サンプリング周波数ｉで発生する一
連の入力サンプルｘ（ｑ），ｑ＝…−２，−１，０，
１，２，３，…により構成される時間−離散入力信号
を、前記入力サンプリング周波数ｉよりもＲ倍高い出
力サンプリング周波数ｕで発生する一連の出力サンプ
ルｙ（ｎ），ｎ＝…−２，−１，０，１，２，３，…に
より構成される時間−離散出力信号に変換するための無
理数の補間係数Ｒを有している補間的時間−離散フィル
タ装置が： ａ）前記入力サンプリング周波数ｉで発生する第１ク
ロックパルスｋｉ（ｑ）を発生する第１手段（６）と； ｂ）前記出力周波数ｕにて発生する第２クロックパル
スｋｕ（ｑ）を発生する第２手段（７）と； ｃ）前記第１及び第２クロックパルスの制御下にてＷ個
から成る一群のフィルタ係数を発生するフィルタ係数生
成器（４）であって： ｃ１）前記第１クロックパルスｋｉ及び第２クロックパ
ルスｋｕが供給され、かつ各ｑ番目の第１クロックパル
スに応答して、このｑ番目の第１クロックパルスｋ
ｉ（ｑ）とその直前又は直後の第２クロックパルスとの
間における時間間隔Ｔｄ（ｑ）と、２つの連続する第２
クロックパルス間の時間間隔Ｔｕ＝１／ｕとの比に比
例する大きさの偏差成分ｄ（ｑ）を発生する手段（４０
０…４１０）と； ｃ２）前記偏差成分ｄ（ｑ）に応答してＷ個から成る一
群のフィルタ係数を生成し、番号ｗのフィルタ係数がａ
（ｄ（ｑ），ｗ）に等しく、このフィルタ係数が次式、
即ち a(d(q),w)＝h(d(q)Tu+wTu), ｗ＝０，１，２，…ｗ−１， によって規定され、ここにｈ（ｖ）がＦＩＲフィルタの
インパルス・レスポンスを表し、ｖを時間間隔−∞＜ｖ
＜＋∞内における連続変数とする手段（４１１）； とを具えているフィルタ係数生成器（４）と； ｄ）前記入力信号を受信するためのフィルタ入力端子
（５）と； ｅ）前記フィルタ入力端子（５）及び前記フィルタ係数
生成器（４）に結合され、前記入力サンプルｘ（ｑ）に
前記Ｗ個から成る一群のフィルタ係数の内の部分集合の
フィルタ係数を掛けて、これにて得られた積を加算する
信号処理装置（３）； とを具えていることを特徴とする補間的時間−離散フィ
ルタ装置。 - 【請求項２】前記偏差成分ｄ（ｑ）を発生する手段（４
００…４１０）が： ａ）周期が１／ｉで、しかも２つの制限値間にて直線
的に変化する周期性信号を特徴付ける信号サンプルを第
２サンプリング周波数ｕにて発生する信号サンプル発
生器（４００）と； ｂ）前記信号サンプル発生器（４００）によって発生さ
れる信号サンプルの内で、一方の信号サンプルが所定限
界値以上となり、他方の信号サンプルが所定限界値以下
となる２つの連続する信号サンプルを選択する選択手段
（４０４）と； ｃ）第１制限値の大きさと最初に選択した信号サンプル
の大きさとの差に等しい第１の差成分と、第２制限値の
大きさと第２番目に選択した信号サンプルの大きさとの
差に等しい第２の差成分との２つの差成分を求める減算
手段（４０７，４０８）と； ｄ）前記２つの差成分を加算して、和成分を発生する加
算手段（４０９）と； ｅ）前記２つの差成分の一方を前記和成分で除算するた
めの除算手段（４１０）； とを具え、かつ前記フィルタ係数を生成する手段（４１
１）が、前記偏差成分に応答してＷ個から成る一群のフ
ィルタ係数を発生する計算装置を具えていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載のフィルタ装置。 - 【請求項３】前記周期性信号がのこぎり波状をしている
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載のフィル
タ装置。 - 【請求項４】前記２つの制限値をそれぞれ正及び負の値
とし、かつ前記限界値の値をゼロとしたことを特徴とす
る特許請求の範囲第２又は３項のいずれかに記載のフィ
ルタ装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8400073 | 1984-01-10 | ||
| NL8400073A NL8400073A (nl) | 1984-01-10 | 1984-01-10 | Interpolerende filterinrichting met niet-rationale verhouding tussen de ingangs- en uitgangsbemonsterfrequentie. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60217714A JPS60217714A (ja) | 1985-10-31 |
| JPH0642619B2 true JPH0642619B2 (ja) | 1994-06-01 |
Family
ID=19843301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60000486A Expired - Lifetime JPH0642619B2 (ja) | 1984-01-10 | 1985-01-08 | 補間的時間−離散フイルタ装置 |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4604720A (ja) |
| EP (1) | EP0151829B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0642619B2 (ja) |
| KR (1) | KR930001296B1 (ja) |
| AT (1) | ATE41576T1 (ja) |
| AU (1) | AU584597B2 (ja) |
| CA (1) | CA1241381A (ja) |
| DE (1) | DE3477327D1 (ja) |
| ES (1) | ES8606751A1 (ja) |
| HK (1) | HK86191A (ja) |
| NL (1) | NL8400073A (ja) |
| SG (1) | SG85390G (ja) |
Families Citing this family (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0052847B1 (de) * | 1980-11-26 | 1985-07-17 | WILLI STUDER AG Fabrik für elektronische Apparate | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Umsetzung der Abtastfrequenz einer Abtastfolge unter Umgehung der Konversion in ein kontinuierliches Signal |
| FR2548851B1 (fr) * | 1983-07-07 | 1986-11-14 | Electricite De France | Procede et installation d'analyse et de restitution de signal a echantillonnage et interpolation |
| NL8503478A (nl) * | 1985-12-18 | 1987-07-16 | Philips Nv | Coefficienten generator met fase vergrendelde lus voor een filterinrichting met niet-rationele verhouding tussen ingangs- en uitgangsbemonsterfrequentie. |
| US4761752A (en) * | 1986-04-21 | 1988-08-02 | North American Philips Corporation | Fractional step correlator |
| US4700226A (en) * | 1986-10-17 | 1987-10-13 | Rca Corporation | Rate buffer control of predicted signal decimation and interpolation for adaptive differential pulse code modulator |
| US4866647A (en) * | 1988-02-04 | 1989-09-12 | American Telephone And Telegraph Company | Continuously variable digital delay circuit |
| US5235534A (en) * | 1988-08-18 | 1993-08-10 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for interpolating between data samples |
| US5473555A (en) * | 1988-08-18 | 1995-12-05 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for enhancing frequency domain analysis |
| DE3888830T2 (de) * | 1988-08-30 | 1994-11-24 | Ibm | Massnahmen zur Verbesserung des Verfahrens und Vorrichtung eines digitalen Frequenzumsetzungsfilters. |
| DE68927864T2 (de) | 1988-12-05 | 1997-06-19 | Unilever Nv | Wässrige Schmiermittellösungen auf der Basis von Fettalkylaminen |
| JPH10294646A (ja) * | 1990-02-16 | 1998-11-04 | Sony Corp | サンプリングレート変換装置 |
| US5475628A (en) * | 1992-09-30 | 1995-12-12 | Analog Devices, Inc. | Asynchronous digital sample rate converter |
| US5440593A (en) * | 1993-09-30 | 1995-08-08 | Ati Technologies Inc. | Combined aligner blender |
| EP0657999B1 (en) * | 1993-12-08 | 2000-05-31 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Sampling frequency conversion |
| US5617088A (en) * | 1994-01-26 | 1997-04-01 | Sony Corporation | Sampling frequency converting device and memory address control device |
| EP0695032B1 (en) * | 1994-07-25 | 2001-11-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital-to-digital sample rate converter |
| US5638010A (en) * | 1995-06-07 | 1997-06-10 | Analog Devices, Inc. | Digitally controlled oscillator for a phase-locked loop providing a residue signal for use in continuously variable interpolation and decimation filters |
| US5903480A (en) * | 1997-09-29 | 1999-05-11 | Neomagic | Division-free phase-shift for digital-audio special effects |
| US7221921B2 (en) * | 1998-05-29 | 2007-05-22 | Silicon Laboratories | Partitioning of radio-frequency apparatus |
| US7092675B2 (en) * | 1998-05-29 | 2006-08-15 | Silicon Laboratories | Apparatus and methods for generating radio frequencies in communication circuitry using multiple control signals |
| US6970717B2 (en) | 2001-01-12 | 2005-11-29 | Silicon Laboratories Inc. | Digital architecture for radio-frequency apparatus and associated methods |
| US6993314B2 (en) | 1998-05-29 | 2006-01-31 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus for generating multiple radio frequencies in communication circuitry and associated methods |
| US6804497B2 (en) * | 2001-01-12 | 2004-10-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Partitioned radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7035607B2 (en) * | 1998-05-29 | 2006-04-25 | Silicon Laboratories Inc. | Systems and methods for providing an adjustable reference signal to RF circuitry |
| US7228109B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-06-05 | Silicon Laboratories Inc. | DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7242912B2 (en) * | 1998-05-29 | 2007-07-10 | Silicon Laboratories Inc. | Partitioning of radio-frequency apparatus |
| US7024221B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-04 | Silicon Laboratories Inc. | Notch filter for DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US5900392A (en) * | 1998-07-24 | 1999-05-04 | Loeffler Chemical Corporation | Aqueous belt lubricant composition based on fatty alkyl propylene tettramines and fatty alcohol polyglycol ethers and method for lubricating belt conveyor systems |
| US6903617B2 (en) | 2000-05-25 | 2005-06-07 | Silicon Laboratories Inc. | Method and apparatus for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US7031683B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-18 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus and methods for calibrating signal-processing circuitry |
| US7158574B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-01-02 | Silicon Laboratories Inc. | Digital interface in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7035611B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-25 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus and method for front-end circuitry in radio-frequency apparatus |
| US20030232613A1 (en) * | 2001-01-12 | 2003-12-18 | Kerth Donald A. | Quadrature signal generation in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7138858B2 (en) | 2001-01-12 | 2006-11-21 | Silicon Laboratories, Inc. | Apparatus and methods for output buffer circuitry with constant output power in radio-frequency circuitry |
| US7177610B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-02-13 | Silicon Laboratories Inc. | Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods |
| AU2003220281A1 (en) * | 2002-03-15 | 2003-09-29 | Silicon Laboratories Inc. | Radio-frequency apparatus and associated methods |
| US8855254B2 (en) * | 2010-03-05 | 2014-10-07 | The Aerospace Corporation | Systems and methods for pre-averaged staggered convolution decimating filters |
| US8489662B2 (en) * | 2010-03-05 | 2013-07-16 | The Aerospace Corporation | Systems and methods for sliding convolution interpolating filters |
| US9797961B2 (en) * | 2015-01-19 | 2017-10-24 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor with delayed output |
| DE102016110540B4 (de) | 2016-06-08 | 2022-01-20 | Krones Aktiengesellschaft | Vorrichtung und Verfahren zum Inspizieren von Behältnissen |
| US10866288B2 (en) | 2019-05-14 | 2020-12-15 | Allegro Microsystems, Llc | Digital interpolation of switch point to reduce switch point jitter |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3829670A (en) * | 1972-04-10 | 1974-08-13 | Massachusetts Inst Technology | Digital filter to realize efficiently the filtering required when multiplying or dividing the sampling rate of a digital signal by a composite integer |
| NL168669C (nl) * | 1974-09-16 | 1982-04-16 | Philips Nv | Interpolerend digitaal filter met ingangsbuffer. |
| US4020332A (en) * | 1975-09-24 | 1977-04-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interpolation-decimation circuit for increasing or decreasing digital sampling frequency |
| NL7905577A (nl) * | 1979-07-18 | 1981-01-20 | Philips Nv | Inrichting met een niet-recursieffilter. |
| US4270026A (en) * | 1979-11-28 | 1981-05-26 | International Telephone And Telegraph Corporation | Interpolator apparatus for increasing the word rate of a digital signal of the type employed in digital telephone systems |
| EP0052847B1 (de) * | 1980-11-26 | 1985-07-17 | WILLI STUDER AG Fabrik für elektronische Apparate | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Umsetzung der Abtastfrequenz einer Abtastfolge unter Umgehung der Konversion in ein kontinuierliches Signal |
| US4460890A (en) * | 1982-01-21 | 1984-07-17 | Sony Corporation | Direct digital to digital sampling rate conversion, method and apparatus |
| NL8202687A (nl) * | 1982-07-05 | 1984-02-01 | Philips Nv | Decimerende filterinrichting. |
| ATE41840T1 (de) * | 1983-10-06 | 1989-04-15 | Studer Willi Ag | Verfahren und vorrichtung zur umsetzung einer eingangsabtastfolge in eine ausgangsabtastfolge. |
| ATE112312T1 (de) * | 1990-04-24 | 1994-10-15 | Schering Corp | Lösliche verkürzte interferon-gamma rezeptoren. |
-
1984
- 1984-01-10 NL NL8400073A patent/NL8400073A/nl not_active Application Discontinuation
- 1984-03-16 US US06/590,096 patent/US4604720A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-12-19 DE DE8484201914T patent/DE3477327D1/de not_active Expired
- 1984-12-19 EP EP84201914A patent/EP0151829B1/en not_active Expired
- 1984-12-19 AT AT84201914T patent/ATE41576T1/de not_active IP Right Cessation
-
1985
- 1985-01-03 CA CA000471446A patent/CA1241381A/en not_active Expired
- 1985-01-07 ES ES539384A patent/ES8606751A1/es not_active Expired
- 1985-01-08 KR KR1019850000052A patent/KR930001296B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-01-08 AU AU37384/85A patent/AU584597B2/en not_active Ceased
- 1985-01-08 JP JP60000486A patent/JPH0642619B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-10-24 SG SG853/90A patent/SG85390G/en unknown
-
1991
- 1991-10-31 HK HK861/91A patent/HK86191A/xx unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL8400073A (nl) | 1985-08-01 |
| EP0151829A1 (en) | 1985-08-21 |
| ES539384A0 (es) | 1986-04-01 |
| KR850005747A (ko) | 1985-08-28 |
| KR930001296B1 (ko) | 1993-02-25 |
| ATE41576T1 (de) | 1989-04-15 |
| AU584597B2 (en) | 1989-06-01 |
| US4604720A (en) | 1986-08-05 |
| AU3738485A (en) | 1985-07-18 |
| EP0151829B1 (en) | 1989-03-15 |
| DE3477327D1 (en) | 1989-04-20 |
| JPS60217714A (ja) | 1985-10-31 |
| SG85390G (en) | 1991-01-04 |
| ES8606751A1 (es) | 1986-04-01 |
| CA1241381A (en) | 1988-08-30 |
| HK86191A (en) | 1991-11-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0642619B2 (ja) | 補間的時間−離散フイルタ装置 | |
| US4584659A (en) | Decimation filter arrangement | |
| EP0329381B1 (en) | Sampled data subsampling apparatus | |
| EP0084945A2 (en) | Direct digital to digital sampling rate conversion method and apparatus | |
| JPH01305725A (ja) | ディジタル・アナログ変換装置 | |
| JPH09200042A (ja) | 複合位相濾波器とこれを用いたタイミング誤差補償装置及びその方法 | |
| EP0450335A1 (en) | Digital interpolation circuitry | |
| US3696235A (en) | Digital filter using weighting | |
| JPH05206957A (ja) | シグマデルタ変換器の分割フィルタ及び同前を用いるアナログ／ディジタル変換器 | |
| US4696018A (en) | Digital FM detector for digitized FM signals | |
| US11870465B2 (en) | Digital filter for a delta-sigma analog-to-digital converter | |
| Adams et al. | Theory and VLSI architectures for asynchronous sample-rate converters | |
| US4755961A (en) | Digital tank circuit | |
| JPH06350399A (ja) | デジタル信号をろ波する方法及びデジタル・フィルタ・アーキテクチャ | |
| JPH0421218B2 (ja) | ||
| JPH0884048A (ja) | サンプリングレート変換装置 | |
| JP3041932B2 (ja) | サンプルレート変換回路 | |
| JPH053771B2 (ja) | ||
| JP2628506B2 (ja) | ディジタルフィルタ | |
| JPH01269297A (ja) | 標本化周波数変換装置 | |
| SU987534A2 (ru) | Цифровой фазометр | |
| JPH0738566B2 (ja) | デイジタルフイルタ | |
| JP2000244282A (ja) | 物理実現フィルタのインパルス周波数応答の所定の点をアンカリングするための装置および方法 | |
| Heightley | Review of digital filtering | |
| Adams et al. | Theory and VLSI Implementation of Asynchronous Sample-Rate Converters |