JPH06311193A - 自動周波数制御方法及びその装置 - Google Patents
自動周波数制御方法及びその装置Info
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- JPH06311193A JPH06311193A JP5254114A JP25411493A JPH06311193A JP H06311193 A JPH06311193 A JP H06311193A JP 5254114 A JP5254114 A JP 5254114A JP 25411493 A JP25411493 A JP 25411493A JP H06311193 A JPH06311193 A JP H06311193A
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- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2277—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using remodulation
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
向上できる自動周波数制御方法及び前記方法を遂行する
装置を提供する。 【構成】等化器301から出力される2進データ列をチ
ャネル特性値と通信システムの送信側の変調器の伝達関
数とのコンボリューション値を利用して再変調しそこか
ら基準位相を得てこれを受信位相と比べ位相エラー値を
算出する。位相エラー値は周波数エラー値に変換された
後再びアナログ形の制御電圧に変換され前記電圧制御発
振器に印加されるようにする。このような方法を遂行す
るために自動周波数制御装置は等化器301、チャネル
特性推定部302、再変調器303、位相比較器30
4、周波数エラー推定部305及びディジタルアナログ
コンバーター306等を含んで構成される。 【効果】これにより、受信側の受信性能を向上させる利
点を有し、ディジタルに具現するのが可能であって単一
チップで構成できる。
Description
り、特に無線チャネルに時分割多重通信システムを採っ
たディジタル移動通信システムの受信器に使用され得る
自動周波数制御方法及び装置に関する。
あると考えられる分野であって、多重経路フェージング
現象による受信強度の低下を防ぐために受信端には自動
周波数制御装置が必ず要求される。従来の受信端を構成
する自動周波数制御装置は一般的にアナログ形のPLL
(phase locked loop )回路で構成され受信端の回路が
複雑になり、離散回路(discrete circuit)で具現しな
い場合、具現を複雑にする問題点があった。即ち、受信
側の復調回路を一つの半導体チップで集積することが困
難であった。
数制御装置を図1を利用して説明することにする。図1
において、アナログディジタル変換器(以下、ADCと
いう)101及びADC102はアナログ形のIチャネ
ル及びQチャネルをディジタル信号に変換し、搬送波周
波数偏移検出部103はディジタル信号に変換されたI
チャネル信号とQチャネル信号を利用し周波数偏移即
ち、周波数エラーを検出する。搬送波周波数偏移検出部
103から検出された周波数エラーはランダムウォーク
フィルター104とカウンター105と論理積手段10
7及びモード制御器106によって前記周波数エラーに
対応する電圧制御発振器VCOの制御電圧データに変わ
る。選択器108は自動周波数制御が初期化される時点
では前記搬送波周波数偏移検出部103から印加される
所定の初期値を選択して出力し、そうでない場合には前
記カウンター105から出力を選択して出力する。そう
して、選択器108の出力はディジタルアナログ変換器
109によりアナログ形の制御電圧に変換され電圧制御
発振器VCOに印加され、それによって自動周波数制御
が成される。
3が周波数偏移を検出する方式は受信信号がπ/4 Q
PSK方式による場合にのみ適用され得る次の式(1) を
使用して算出する。
r frequency deviation )を示しV I 及びVQ はそれぞ
れIチャネル信号及びQチャネル信号を示す。又、Tは
シンボル周期を、sgn( )は符号(sign;+又は−)を検
出する関数を示す。
変復調方式がπ/4 QPSKの場合にIチャネルとQ
チャネルの位相が相互一定した関係を持つべきことを前
提とし周波数エラーを算出するので、適用分野が制限さ
れる短所がある。ここで、自動周波数制御装置のために
受信端に追加的に構成されなければならない部分が多過
ぎるので受信端の回路が複雑になる。
の複雑度を減少させながらも受信性能が向上できる自動
周波数制御方法を提供することである。本発明の他の目
的は前記方法を遂行する自動周波数制御装置を提供する
ことである。
に本発明の自動周波数制御方法は時間的にチャネル特性
の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によっ
て発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底
帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッ
ファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された
受信信号を読み出し、受信信号に含まれた所定の基準同
期ワードから受信信号が伝送されてきたチャネルのチャ
ネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利
用し受信信号を等化処理し2進データ列を算出する過程
と、前記等化処理された2進データ列を送信側の変調器
の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューショ
ン値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得
られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位
相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、
前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程及び
前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するた
めの制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とす
る。
動周波数制御装置は時間的にチャネル特性の変わる通信
システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送
波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移され
ディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含
まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてき
たチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル
特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信
号を等化処理し2進データ列を検出する等化手段と、前
記等化手段から出力される2進データ列を前記チャネル
特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数
とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する
再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位
相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相
を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位
相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推
定手段及び前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧
に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段
を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手
段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の
搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする。
た方式と同一の方式を応用し再び変調しこれを受信信号
と比べて位相エラー値を算出した後これを周波数エラー
値に変換した後、周波数エラー値に対応する電圧を電圧
制御発振器に印加し電圧制御発振器にして周波数の調整
された搬送波信号を出力させた。
説明する。図2は本発明による自動周波数制御方法を説
明するための順序図である。図2において、第201段
階はIチャネル信号及びQチャネル信号を入力する段階
であり、第202段階では入力されたIチャネル信号及
びQチャネル信号をディジタル形に変換する。ここで、
Iチャネル信号及びQチャネル信号はデータ伝送レート
のn倍(nは自然数として望ましいソフトディシジョン
のためには少なくとも3以上の数で設定される)でオー
バサンプリングされディジタル信号に変換される。第2
03段階ではディジタルに変換されたIチャネル信号及
びQチャネル信号をバッファーに貯蔵する。
が、これは通信規約上、定められた基準同期ワードと受
信信号に含まれ伝送された後検出された基準同期ワード
を比べることにより受信信号が伝送されてきたチャネル
の特性を推定する。チャネル特性を推定する理由はディ
ジタル移動システム等のような通信システムでチャネル
が多重経路フェージングによる影響で受信信号が歪曲さ
れるからである。このようにチャネル特性値が推定され
れば、第205段階でこれを利用し受信信号を等化処理
し適した2進データ列を検出する。第206段階は送信
側の変調器の伝達関数をg(t)とし、第204段階で推定
されたチャネル特性値をh(t)とする際、g(t)とh(t)のコ
ンボリューション値であるg(t)×h(t)を利用し、第20
5段階を通じて等化処理された受信信号を再変調する段
階である。
た信号が持つ基準位相と受信信号が持つ受信信号を比べ
ることにより位相エラー値を算出する。このように算出
された位相エラー値は第208段階で周波数エラー値に
変換された後、第209段階で周波数エラー値に対応す
る制御電圧に変換され電圧制御発振器に印加される。こ
こで、前記位相エラー値をΔφe とし、1シンボル期間
Tの中で1タイムスロットの占める時間をΔtとすれ
ば、前記第208段階は次の式を利用しこれを周波数エ
ラー値fe に変換する。 2πfe =Δφ/Δt 言い換えれば、 fe =Δφe /2πΔt
り発進周波数が異なるので、自動周波数制御が成され
る。ここで、第207段階で相互比較される信号の中受
信信号は現在等化器の出力をもたらした信号であること
も、現在受信されている信号であることもある。現在受
信されている信号をそのまま使用する場合にも通常の通
信システムで処理するシンボルがμs単位で処理される
ので信号の相関性が非常に強くてその差が無視できると
見られる。又、第207段階から算出された位相エラー
値はタイムスロット毎に(フレーム単位毎にとも言える
が、これは各フレームに含まれる複数のタイムスロット
の中、受信器は通常一つのタイムスロットのみを割り当
てて使用するためである)そのまま第207段階で周波
数エラー値に変換されることもあり、数個のタイムスロ
ットから算出された位相エラー値を平均しこれを周波数
エラー値に変換させ得る。この際、幾つかのタイムスロ
ットから算出された位相エラー値を平均する時各タイム
スロット毎に得られる受信信号の受信強度を加重値に変
換し加重平均し算出することにより性能を更に改善させ
得る。
ある。先ず、現在タイムスロットをktとすれば以前タイ
ムスロット3個と現在タイムスロットと次のタイムスロ
ット2個から算出された位相エラー値はΔφe (kt-3t)
、Δφe (kt-2t) 、Δφe (kt-t)、Δφe (kt)、Δφ
e (kt+t)、Δφe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロッ
ト毎に算出された受信強度はs(kt-3t) 、s(kt-2t) 、
s(kt-t)、s(kt)、s(kt+t)、s(kt+2t) 、…に表せ
る。この際4個のタイムスロットの位相エラー値を加重
平均し位相エラー値に算出するとすれば、タイムスロッ
トktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された位相
エラー値[Δφe ′]は次のように表せる。
のタイムスロットのみを平均しようとする場合には前記
受信強度s(kt)の代わりに“1”を代入すれば良い。
についてであるが、位相エラー値を平均又は加重平均せ
ずそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値
を平均又は加重平均することもできる。周波数エラー値
を加重平均することを説明すれば次の通りである。上と
同様に現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロ
ット3個と現在タイムスロット2個から算出された位相
エラー値から変換された周波数エラー値はΔfe (kt-3
t) 、Δfe (kt-2t) 、Δfe (kt-t)、Δfe (kt)、Δ
fe (kt+t)、Δfe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロ
ット毎に算出された受信強度はs(kt-3t) 、s(kt-2t)
、s(kt-t)、s(kt)、s(kt+t)、s(kt+2t) 、…に表
せる。
ー値を加重平均し周波数エラー値として算出するとすれ
ば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均し
て算出された周波数エラー値[Δfe ′]は次のように
表せる。
のタイムスロットのみを平均して周波数エラー値を算出
しようとする場合には前記受信強度s(kt) の代わりに
“1”を代入すれば良い。
値を加重平均して算出することにおいて過ぎたタイムス
ロットのみが反映されるようになっているが、過ぎたタ
イムスロットと後続くタイムスロットを全て反映させる
こともできる。
示したブロック図であり、等化器301、チャネル特性
推定部302、再変調器303、位相比較器304、周
波数エラー推定部305、ディジタルアナログコンバー
ター306及び基準同期ワード部307を含んで構成さ
れる。
各時分割マルチプレクシングTDMシステムで使用する
基準同期ワードに対する変調信号をサンプリングして量
子化したワードテーブルとして受信信号に当たるチャネ
ルで使用する基準同期ワードを出力する。このような基
準同期ワードを利用しチャネル特性推定部302は現在
タイムスロットの受信信号が伝送されてきたチャネルの
インパルス応答[h(t)即ち、チャネル特性を算出する。
チャネル特性の算出できる根拠は送信側で図4に示した
通り送信信号の所定の部分に受信側で知っている基準同
期ワードを挿入し伝送するためである。
するアルゴリズムにより異なって構成されるが、チャネ
ル特性推定部302で使用されるアルゴリズムには相関
(correlation )結果値を取る方式と、基準同期ワード
の自己相関(autocorrelation )がディラックパルス
(dirac pulse )特性でない場合ブロック推定方式等が
ある。このようにチャネル特性が算出されれば等化器3
01をこれを利用しIチャネル信号及びQチャネル信号
を等化処理し2進データ列を検出して出力する。等化処
理は時間的に変わる伝送チャネルの歪曲に基づき受信端
のビットエラー率が増加することを防ぐための処理であ
り、提案されたアルゴリズムには決定帰還等化(DF
E;Decision Feedback Equalisation)方式と、ビタビ
アルゴリズムを準用最尤シーケンス推定(MLSE;Ma
ximum Likelihood Sequence Estimation)方式等があ
る。
る所定のLビットのディジタルデータが検出されれば、
再変調器303では送信側で使用される変調器の伝達関
数[g(t) とチャネル特性推定部302から出力される
チャネル特性値[h(t) のコンボリューション値である
[g(t)×h(t) を利用し等化器301の出力を再変調し
Iチャネル信号及びQチャネル信号の大きさを計算す
る。位相比較器304は現在受信されるタイムスロット
のIチャネル信号及びQチャネル信号から受信位相を算
出し前記再変調器303から出力されるIチャネル信号
及びQチャネル信号から基準位相を算出した後、受信位
相と基準位相を比べ位相エラー値を算出する。
信号から受信位相と基準位相等のような位相θを算出す
る式は次の通りである。
は再変調器303から出力されるIチャネル信号及びQ
チャネル信号の大きさのみをタイムスロット毎に計算す
るので、全体信号を再変調する時よりは計算量が著しく
減少する。又、基準位相と比べられる受信位相が同期を
成すべきなので位相比較器304で受信位相を適切に遅
延して比べる動作が成されるべきである。
数エラー推定部305に印加され前記図2で説明したよ
うな関係式により周波数エラー値に変換された後ディジ
タルアナログコンバーター306に印加されアナログ形
の制御電圧に変換される。従って、電圧制御発振器(V
CO;Voltage Controlled Oscillator )は前記基準位
相と受信位相の差に対する周波数エラー値を減少させる
ための制御電圧が印加され電圧制御発振器の周波数が受
信性能を向上させる方向へ制御される。
ナログコンバーター306の出力端に低域通過フィルタ
ーを更に具備するようにしてディジタルアナログコンバ
ーター306から出力される信号の中高周波数成分を取
り除かせる。これはディジタル信号をアナログ信号に変
わる時生ずる高周波数雑音を取り除くためのことであ
る。
周波数制御装置を示したブロック図であり、図3と比べ
てみる時受信強度算出部501を更に含んで構成され
る。図5において、受信強度算出部501は受信信号の
強さをタイムスロット毎に一定したディジタルデータ値
に換算して出力する。図6はこのように時間的に変わる
受信強度を示すグラフである。受信強度算出部(RSS
I;Received Signal Strength Indicator;501)に
よりタイムスロット毎に受信強度が算出されれば、周波
数エラー推定部305ではこれを各タイムスロット毎に
加重値として使用する。
明されたことが参照できる。即ち、各タイムスロット毎
に算出された位相エラー値を加重平均した位相エラー値
に変換して出力させることもでき、各タイムスロット毎
に算出された位相エラー値をそのまま周波数エラー値に
変換した後周波数エラー値を加重平均させ得る。このよ
うに数個のタイムスロットが反映され算出された周波数
エラー値を使用するようになれば、突然に変化するチャ
ネル特性がそのまま印加されることにより現れることで
きるビットエラーの増加が防止できる。又、受信強度を
加重値として反映することによってより正確な周波数制
御が可能である。図5に示した回路も図3の場合と同様
に図面には示していないがディジタルアナログコンバー
ター306の出力端に連結される低域通過フィルターを
更に具備し高周波数雑音を取り除く。
ムのように時間的にチャネル特性の変わるシステムで受
信側の搬送波周波数を自動に制御するための方法及び装
置を提供するものであり、全ての構成要素をディジタル
回路で具現することが可能であって受信側の回路を一つ
の半導体チップで具現できる。又、タイミング復旧のた
めの別の回路を要求せず等化過程でタイミング復旧が成
され回路が単純になる利点があり、全体的に受信端の性
能が改善される効果がある。
ク図である。
図である。
系統を示したブロック図である。
ットの構造を概略的に示した図である。
の系統を示したブロック図である。
グラフである。
Claims (7)
- 【請求項1】 時間的にチャネル特性の変わる通信シス
テムの受信側で電圧制御発振器によって発生する搬送波
周波数を制御する方法において、 基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を
バッファーに貯蔵する過程と、 前記バッファーに貯蔵された受信信号を読み出し受信信
号に含まれた所定の基準同期ワードから受信信号が送信
されてきたチャネルのチャネル特性値を推定する過程
と、 前記チャネル特性値を利用し受信信号を等化処理し2進
データ列を算出する過程と、 前記2進データ列を送信側の変調器の伝達関数と前記チ
ャネル特性値とのコンボリューション値を利用し再変調
する過程と、 前記再変調過程から得られる信号の位相である基準位相
値と前記受信信号の位相値の受信位相を比べ位相エラー
値を算出する過程と、 前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程と、 前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するた
めの制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とす
る自動周波数制御方法。 - 【請求項2】 前記位相エラー値Δφe を周波数エラー
値fe に変換する過程は1タイムスロットが占める時間
をΔtとする際、次の式を利用し変換されることを特徴
とする請求項1記載の自動周波数制御方法。 fe =Δφe /2πΔt - 【請求項3】 前記位相エラー値を算出する過程は各タ
イムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重値
にして数個のタイムスロットに当たる位相エラーを加重
平均して算出されることを特徴とする請求項1記載の自
動周波数制御方法。 - 【請求項4】 前記周波数エラー値を算出する過程は各
タイムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重
値にして数個のタイムスロットに当たる周波数エラーを
加重平均して算出されることを特徴とする請求項1記載
の自動周波数制御方法。 - 【請求項5】 時間的にチャネル特性の変わる通信シス
テムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送波周
波数を制御する装置において、 基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を
入力し受信信号に含まれた基準同期ワードを利用し受信
信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定
し出力するチャネル特性推定手段と、 前記チャネル特性値を利用して受信信号を等化処理し2
進データ列を検出する等化手段と、 前記等化手段から出力される2進データ列を前記チャネ
ル特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関
数とのコンボリューション値を利用し再変調して出力す
る再変調手段と、 前記再変調手段から出力される信号の位相である基準位
相と前記受信信号の位相である受信位相を比べ位相エラ
ー値を算出する位相比較手段と、 前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エ
ラー推定手段と、 前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧に変換させ
るディジタルアナログコンバーティング手段を具備し、 前記ディジタルアナログコンバーティング手段から出力
される制御電圧により前記電圧制御発振器の搬送波周波
数が異なるようにしたことを特徴とする自動周波数制御
装置。 - 【請求項6】 前記ディジタルアナログコンバーティン
グ手段の出力を入力し低域周波数成分のみを通過させる
ことにより高周波数成分の雑音を取り除く機能を遂行す
る低域通過フィルターを更に具備することを特徴とする
請求項5記載の自動周波数制御装置。 - 【請求項7】 受信信号を入力し受信強度を算出する受
信強度算出手段を更に具備し、前記周波数エラー推定部
では所定数のタイムスロットでの周波数エラー値を加重
平均し出力させることを特徴とする請求項5記載の自動
周波数制御装置。
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