JPH06311193A - 自動周波数制御方法及びその装置 - Google Patents
自動周波数制御方法及びその装置Info
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- JPH06311193A JPH06311193A JP5254114A JP25411493A JPH06311193A JP H06311193 A JPH06311193 A JP H06311193A JP 5254114 A JP5254114 A JP 5254114A JP 25411493 A JP25411493 A JP 25411493A JP H06311193 A JPH06311193 A JP H06311193A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/212—Time-division multiple access [TDMA]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2277—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using remodulation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】受信端の複雑度を減少させながらも受信性能が
向上できる自動周波数制御方法及び前記方法を遂行する
装置を提供する。 【構成】等化器３０１から出力される２進データ列をチ
ャネル特性値と通信システムの送信側の変調器の伝達関
数とのコンボリューション値を利用して再変調しそこか
ら基準位相を得てこれを受信位相と比べ位相エラー値を
算出する。位相エラー値は周波数エラー値に変換された
後再びアナログ形の制御電圧に変換され前記電圧制御発
振器に印加されるようにする。このような方法を遂行す
るために自動周波数制御装置は等化器３０１、チャネル
特性推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０
４、周波数エラー推定部３０５及びディジタルアナログ
コンバーター３０６等を含んで構成される。 【効果】これにより、受信側の受信性能を向上させる利
点を有し、ディジタルに具現するのが可能であって単一
チップで構成できる。
向上できる自動周波数制御方法及び前記方法を遂行する
装置を提供する。 【構成】等化器３０１から出力される２進データ列をチ
ャネル特性値と通信システムの送信側の変調器の伝達関
数とのコンボリューション値を利用して再変調しそこか
ら基準位相を得てこれを受信位相と比べ位相エラー値を
算出する。位相エラー値は周波数エラー値に変換された
後再びアナログ形の制御電圧に変換され前記電圧制御発
振器に印加されるようにする。このような方法を遂行す
るために自動周波数制御装置は等化器３０１、チャネル
特性推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０
４、周波数エラー推定部３０５及びディジタルアナログ
コンバーター３０６等を含んで構成される。 【効果】これにより、受信側の受信性能を向上させる利
点を有し、ディジタルに具現するのが可能であって単一
チップで構成できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御装置に係
り、特に無線チャネルに時分割多重通信システムを採っ
たディジタル移動通信システムの受信器に使用され得る
自動周波数制御方法及び装置に関する。
り、特に無線チャネルに時分割多重通信システムを採っ
たディジタル移動通信システムの受信器に使用され得る
自動周波数制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信はこれから非常に多くの需要が
あると考えられる分野であって、多重経路フェージング
現象による受信強度の低下を防ぐために受信端には自動
周波数制御装置が必ず要求される。従来の受信端を構成
する自動周波数制御装置は一般的にアナログ形のＰＬＬ
（phase locked loop ）回路で構成され受信端の回路が
複雑になり、離散回路（discrete circuit）で具現しな
い場合、具現を複雑にする問題点があった。即ち、受信
側の復調回路を一つの半導体チップで集積することが困
難であった。
あると考えられる分野であって、多重経路フェージング
現象による受信強度の低下を防ぐために受信端には自動
周波数制御装置が必ず要求される。従来の受信端を構成
する自動周波数制御装置は一般的にアナログ形のＰＬＬ
（phase locked loop ）回路で構成され受信端の回路が
複雑になり、離散回路（discrete circuit）で具現しな
い場合、具現を複雑にする問題点があった。即ち、受信
側の復調回路を一つの半導体チップで集積することが困
難であった。
【０００３】離散回路形でない従来の又一つの自動周波
数制御装置を図１を利用して説明することにする。図１
において、アナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣと
いう）１０１及びＡＤＣ１０２はアナログ形のＩチャネ
ル及びＱチャネルをディジタル信号に変換し、搬送波周
波数偏移検出部１０３はディジタル信号に変換されたＩ
チャネル信号とＱチャネル信号を利用し周波数偏移即
ち、周波数エラーを検出する。搬送波周波数偏移検出部
１０３から検出された周波数エラーはランダムウォーク
フィルター１０４とカウンター１０５と論理積手段１０
７及びモード制御器１０６によって前記周波数エラーに
対応する電圧制御発振器ＶＣＯの制御電圧データに変わ
る。選択器１０８は自動周波数制御が初期化される時点
では前記搬送波周波数偏移検出部１０３から印加される
所定の初期値を選択して出力し、そうでない場合には前
記カウンター１０５から出力を選択して出力する。そう
して、選択器１０８の出力はディジタルアナログ変換器
１０９によりアナログ形の制御電圧に変換され電圧制御
発振器ＶＣＯに印加され、それによって自動周波数制御
が成される。
数制御装置を図１を利用して説明することにする。図１
において、アナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣと
いう）１０１及びＡＤＣ１０２はアナログ形のＩチャネ
ル及びＱチャネルをディジタル信号に変換し、搬送波周
波数偏移検出部１０３はディジタル信号に変換されたＩ
チャネル信号とＱチャネル信号を利用し周波数偏移即
ち、周波数エラーを検出する。搬送波周波数偏移検出部
１０３から検出された周波数エラーはランダムウォーク
フィルター１０４とカウンター１０５と論理積手段１０
７及びモード制御器１０６によって前記周波数エラーに
対応する電圧制御発振器ＶＣＯの制御電圧データに変わ
る。選択器１０８は自動周波数制御が初期化される時点
では前記搬送波周波数偏移検出部１０３から印加される
所定の初期値を選択して出力し、そうでない場合には前
記カウンター１０５から出力を選択して出力する。そう
して、選択器１０８の出力はディジタルアナログ変換器
１０９によりアナログ形の制御電圧に変換され電圧制御
発振器ＶＣＯに印加され、それによって自動周波数制御
が成される。
【０００４】ここで、前記搬送波周波数偏移検出部１０
３が周波数偏移を検出する方式は受信信号がπ／４ Ｑ
ＰＳＫ方式による場合にのみ適用され得る次の式(1) を
使用して算出する。
３が周波数偏移を検出する方式は受信信号がπ／４ Ｑ
ＰＳＫ方式による場合にのみ適用され得る次の式(1) を
使用して算出する。
【０００５】
【数１】
【０００６】前記式(1) でδωは角周波数偏移（angula
r frequency deviation ）を示しＶ I 及びＶQ はそれぞ
れＩチャネル信号及びＱチャネル信号を示す。又、Ｔは
シンボル周期を、sgn( )は符号（sign；＋又は−）を検
出する関数を示す。
r frequency deviation ）を示しＶ I 及びＶQ はそれぞ
れＩチャネル信号及びＱチャネル信号を示す。又、Ｔは
シンボル周期を、sgn( )は符号（sign；＋又は−）を検
出する関数を示す。
【０００７】即ち、図１に示した自動周波数制御装置は
変復調方式がπ／４ ＱＰＳＫの場合にＩチャネルとＱ
チャネルの位相が相互一定した関係を持つべきことを前
提とし周波数エラーを算出するので、適用分野が制限さ
れる短所がある。ここで、自動周波数制御装置のために
受信端に追加的に構成されなければならない部分が多過
ぎるので受信端の回路が複雑になる。
変復調方式がπ／４ ＱＰＳＫの場合にＩチャネルとＱ
チャネルの位相が相互一定した関係を持つべきことを前
提とし周波数エラーを算出するので、適用分野が制限さ
れる短所がある。ここで、自動周波数制御装置のために
受信端に追加的に構成されなければならない部分が多過
ぎるので受信端の回路が複雑になる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は受信端
の複雑度を減少させながらも受信性能が向上できる自動
周波数制御方法を提供することである。本発明の他の目
的は前記方法を遂行する自動周波数制御装置を提供する
ことである。
の複雑度を減少させながらも受信性能が向上できる自動
周波数制御方法を提供することである。本発明の他の目
的は前記方法を遂行する自動周波数制御装置を提供する
ことである。
【０００９】
【課題を達成するための手段】前記目的を達成するため
に本発明の自動周波数制御方法は時間的にチャネル特性
の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によっ
て発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底
帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッ
ファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された
受信信号を読み出し、受信信号に含まれた所定の基準同
期ワードから受信信号が伝送されてきたチャネルのチャ
ネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利
用し受信信号を等化処理し２進データ列を算出する過程
と、前記等化処理された２進データ列を送信側の変調器
の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューショ
ン値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得
られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位
相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、
前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程及び
前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するた
めの制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とす
る。
に本発明の自動周波数制御方法は時間的にチャネル特性
の変わる通信システムの受信側で電圧制御発振器によっ
て発生する搬送波周波数を制御する方法において、基底
帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号をバッ
ファーに貯蔵する過程と、前記バッファーに貯蔵された
受信信号を読み出し、受信信号に含まれた所定の基準同
期ワードから受信信号が伝送されてきたチャネルのチャ
ネル特性値を推定する過程と、前記チャネル特性値を利
用し受信信号を等化処理し２進データ列を算出する過程
と、前記等化処理された２進データ列を送信側の変調器
の伝達関数と前記チャネル特性値とのコンボリューショ
ン値を利用し再変調する過程と、前記再変調過程から得
られる信号の位相である基準位相値と前記受信信号の位
相値の受信位相を比べ位相エラー値を算出する過程と、
前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程及び
前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するた
めの制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とす
る。
【００１０】前記他の目的を達成するために本発明の自
動周波数制御装置は時間的にチャネル特性の変わる通信
システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送
波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移され
ディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含
まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてき
たチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル
特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信
号を等化処理し２進データ列を検出する等化手段と、前
記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネル
特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数
とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する
再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位
相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相
を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位
相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推
定手段及び前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧
に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段
を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手
段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の
搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする。
動周波数制御装置は時間的にチャネル特性の変わる通信
システムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送
波周波数を制御する装置において、基底帯域に遷移され
ディジタルに変換された受信信号を入力し受信信号に含
まれた基準同期ワードを利用し受信信号が伝送されてき
たチャネルのチャネル特性値を推定し出力するチャネル
特性推定手段と、前記チャネル特性値を利用して受信信
号を等化処理し２進データ列を検出する等化手段と、前
記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネル
特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関数
とのコンボリューション値を利用し再変調して出力する
再変調手段と、前記再変調手段から出力される信号の位
相である基準位相と前記受信信号の位相である受信位相
を比べ位相エラー値を算出する位相比較手段と、前記位
相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エラー推
定手段及び前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧
に変換させるディジタルアナログコンバーティング手段
を具備し、前記ディジタルアナログコンバーティング手
段から出力される制御電圧により前記電圧制御発振器の
搬送波周波数が異なるようにしたことを特徴とする。
【００１１】
【作用】等化器から出力されるデータを送信端で使用し
た方式と同一の方式を応用し再び変調しこれを受信信号
と比べて位相エラー値を算出した後これを周波数エラー
値に変換した後、周波数エラー値に対応する電圧を電圧
制御発振器に印加し電圧制御発振器にして周波数の調整
された搬送波信号を出力させた。
た方式と同一の方式を応用し再び変調しこれを受信信号
と比べて位相エラー値を算出した後これを周波数エラー
値に変換した後、周波数エラー値に対応する電圧を電圧
制御発振器に印加し電圧制御発振器にして周波数の調整
された搬送波信号を出力させた。
【００１２】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に
説明する。図２は本発明による自動周波数制御方法を説
明するための順序図である。図２において、第２０１段
階はＩチャネル信号及びＱチャネル信号を入力する段階
であり、第２０２段階では入力されたＩチャネル信号及
びＱチャネル信号をディジタル形に変換する。ここで、
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号はデータ伝送レート
のｎ倍（ｎは自然数として望ましいソフトディシジョン
のためには少なくとも３以上の数で設定される）でオー
バサンプリングされディジタル信号に変換される。第２
０３段階ではディジタルに変換されたＩチャネル信号及
びＱチャネル信号をバッファーに貯蔵する。
説明する。図２は本発明による自動周波数制御方法を説
明するための順序図である。図２において、第２０１段
階はＩチャネル信号及びＱチャネル信号を入力する段階
であり、第２０２段階では入力されたＩチャネル信号及
びＱチャネル信号をディジタル形に変換する。ここで、
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号はデータ伝送レート
のｎ倍（ｎは自然数として望ましいソフトディシジョン
のためには少なくとも３以上の数で設定される）でオー
バサンプリングされディジタル信号に変換される。第２
０３段階ではディジタルに変換されたＩチャネル信号及
びＱチャネル信号をバッファーに貯蔵する。
【００１３】第２０４段階ではチャネル特性を推定する
が、これは通信規約上、定められた基準同期ワードと受
信信号に含まれ伝送された後検出された基準同期ワード
を比べることにより受信信号が伝送されてきたチャネル
の特性を推定する。チャネル特性を推定する理由はディ
ジタル移動システム等のような通信システムでチャネル
が多重経路フェージングによる影響で受信信号が歪曲さ
れるからである。このようにチャネル特性値が推定され
れば、第２０５段階でこれを利用し受信信号を等化処理
し適した２進データ列を検出する。第２０６段階は送信
側の変調器の伝達関数をg(t)とし、第２０４段階で推定
されたチャネル特性値をh(t)とする際、g(t)とh(t)のコ
ンボリューション値であるg(t)×h(t)を利用し、第２０
５段階を通じて等化処理された受信信号を再変調する段
階である。
が、これは通信規約上、定められた基準同期ワードと受
信信号に含まれ伝送された後検出された基準同期ワード
を比べることにより受信信号が伝送されてきたチャネル
の特性を推定する。チャネル特性を推定する理由はディ
ジタル移動システム等のような通信システムでチャネル
が多重経路フェージングによる影響で受信信号が歪曲さ
れるからである。このようにチャネル特性値が推定され
れば、第２０５段階でこれを利用し受信信号を等化処理
し適した２進データ列を検出する。第２０６段階は送信
側の変調器の伝達関数をg(t)とし、第２０４段階で推定
されたチャネル特性値をh(t)とする際、g(t)とh(t)のコ
ンボリューション値であるg(t)×h(t)を利用し、第２０
５段階を通じて等化処理された受信信号を再変調する段
階である。
【００１４】第２０７段階は第２０６段階で再変調され
た信号が持つ基準位相と受信信号が持つ受信信号を比べ
ることにより位相エラー値を算出する。このように算出
された位相エラー値は第２０８段階で周波数エラー値に
変換された後、第２０９段階で周波数エラー値に対応す
る制御電圧に変換され電圧制御発振器に印加される。こ
こで、前記位相エラー値をΔφe とし、１シンボル期間
Ｔの中で１タイムスロットの占める時間をΔｔとすれ
ば、前記第２０８段階は次の式を利用しこれを周波数エ
ラー値ｆe に変換する。 ２πｆe ＝Δφ／Δｔ 言い換えれば、 ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ
た信号が持つ基準位相と受信信号が持つ受信信号を比べ
ることにより位相エラー値を算出する。このように算出
された位相エラー値は第２０８段階で周波数エラー値に
変換された後、第２０９段階で周波数エラー値に対応す
る制御電圧に変換され電圧制御発振器に印加される。こ
こで、前記位相エラー値をΔφe とし、１シンボル期間
Ｔの中で１タイムスロットの占める時間をΔｔとすれ
ば、前記第２０８段階は次の式を利用しこれを周波数エ
ラー値ｆe に変換する。 ２πｆe ＝Δφ／Δｔ 言い換えれば、 ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ
【００１５】電圧制御発振器は印加される制御電圧によ
り発進周波数が異なるので、自動周波数制御が成され
る。ここで、第２０７段階で相互比較される信号の中受
信信号は現在等化器の出力をもたらした信号であること
も、現在受信されている信号であることもある。現在受
信されている信号をそのまま使用する場合にも通常の通
信システムで処理するシンボルがμｓ単位で処理される
ので信号の相関性が非常に強くてその差が無視できると
見られる。又、第２０７段階から算出された位相エラー
値はタイムスロット毎に（フレーム単位毎にとも言える
が、これは各フレームに含まれる複数のタイムスロット
の中、受信器は通常一つのタイムスロットのみを割り当
てて使用するためである）そのまま第２０７段階で周波
数エラー値に変換されることもあり、数個のタイムスロ
ットから算出された位相エラー値を平均しこれを周波数
エラー値に変換させ得る。この際、幾つかのタイムスロ
ットから算出された位相エラー値を平均する時各タイム
スロット毎に得られる受信信号の受信強度を加重値に変
換し加重平均し算出することにより性能を更に改善させ
得る。
り発進周波数が異なるので、自動周波数制御が成され
る。ここで、第２０７段階で相互比較される信号の中受
信信号は現在等化器の出力をもたらした信号であること
も、現在受信されている信号であることもある。現在受
信されている信号をそのまま使用する場合にも通常の通
信システムで処理するシンボルがμｓ単位で処理される
ので信号の相関性が非常に強くてその差が無視できると
見られる。又、第２０７段階から算出された位相エラー
値はタイムスロット毎に（フレーム単位毎にとも言える
が、これは各フレームに含まれる複数のタイムスロット
の中、受信器は通常一つのタイムスロットのみを割り当
てて使用するためである）そのまま第２０７段階で周波
数エラー値に変換されることもあり、数個のタイムスロ
ットから算出された位相エラー値を平均しこれを周波数
エラー値に変換させ得る。この際、幾つかのタイムスロ
ットから算出された位相エラー値を平均する時各タイム
スロット毎に得られる受信信号の受信強度を加重値に変
換し加重平均し算出することにより性能を更に改善させ
得る。
【００１６】これをより具体的に説明すれば次の通りで
ある。先ず、現在タイムスロットをktとすれば以前タイ
ムスロット３個と現在タイムスロットと次のタイムスロ
ット２個から算出された位相エラー値はΔφe (kt-3t)
、Δφe (kt-2t) 、Δφe (kt-t)、Δφe (kt)、Δφ
e (kt+t)、Δφe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロッ
ト毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t) 、
ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表せ
る。この際４個のタイムスロットの位相エラー値を加重
平均し位相エラー値に算出するとすれば、タイムスロッ
トktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された位相
エラー値［Δφe ′］は次のように表せる。
ある。先ず、現在タイムスロットをktとすれば以前タイ
ムスロット３個と現在タイムスロットと次のタイムスロ
ット２個から算出された位相エラー値はΔφe (kt-3t)
、Δφe (kt-2t) 、Δφe (kt-t)、Δφe (kt)、Δφ
e (kt+t)、Δφe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロッ
ト毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t) 、
ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表せ
る。この際４個のタイムスロットの位相エラー値を加重
平均し位相エラー値に算出するとすれば、タイムスロッ
トktとkt+t 及び kt+2tで加重平均して算出された位相
エラー値［Δφe ′］は次のように表せる。
【００１７】
【数２】
【００１８】
【数３】
【００１９】
【数４】
【００２０】ここで、受信強度を反映せず単純に幾つか
のタイムスロットのみを平均しようとする場合には前記
受信強度ｓ(kt)の代わりに“１”を代入すれば良い。
のタイムスロットのみを平均しようとする場合には前記
受信強度ｓ(kt)の代わりに“１”を代入すれば良い。
【００２１】以上の説明は位相エラー値を平均すること
についてであるが、位相エラー値を平均又は加重平均せ
ずそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値
を平均又は加重平均することもできる。周波数エラー値
を加重平均することを説明すれば次の通りである。上と
同様に現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロ
ット３個と現在タイムスロット２個から算出された位相
エラー値から変換された周波数エラー値はΔｆe (kt-3
t) 、Δｆe (kt-2t) 、Δｆe (kt-t)、Δｆe (kt)、Δ
ｆe (kt+t)、Δｆe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロ
ット毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t)
、ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表
せる。
についてであるが、位相エラー値を平均又は加重平均せ
ずそのまま周波数エラー値に変換した後周波数エラー値
を平均又は加重平均することもできる。周波数エラー値
を加重平均することを説明すれば次の通りである。上と
同様に現在タイムスロットをktとすれば以前タイムスロ
ット３個と現在タイムスロット２個から算出された位相
エラー値から変換された周波数エラー値はΔｆe (kt-3
t) 、Δｆe (kt-2t) 、Δｆe (kt-t)、Δｆe (kt)、Δ
ｆe (kt+t)、Δｆe (kt+2t) 、…に表し、各タイムスロ
ット毎に算出された受信強度はｓ(kt-3t) 、ｓ(kt-2t)
、ｓ(kt-t)、ｓ(kt)、ｓ(kt+t)、ｓ(kt+2t) 、…に表
せる。
【００２２】同様に４個のタイムスロットの周波数エラ
ー値を加重平均し周波数エラー値として算出するとすれ
ば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均し
て算出された周波数エラー値［Δｆe ′］は次のように
表せる。
ー値を加重平均し周波数エラー値として算出するとすれ
ば、タイムスロットktとkt+t 及び kt+2tで加重平均し
て算出された周波数エラー値［Δｆe ′］は次のように
表せる。
【００２３】
【数５】
【００２４】
【数６】
【００２５】
【数７】
【００２６】ここで、受信強度を反映せず単純に幾つか
のタイムスロットのみを平均して周波数エラー値を算出
しようとする場合には前記受信強度s(kt) の代わりに
“１”を代入すれば良い。
のタイムスロットのみを平均して周波数エラー値を算出
しようとする場合には前記受信強度s(kt) の代わりに
“１”を代入すれば良い。
【００２７】又、上では位相エラー値及び周波数エラー
値を加重平均して算出することにおいて過ぎたタイムス
ロットのみが反映されるようになっているが、過ぎたタ
イムスロットと後続くタイムスロットを全て反映させる
こともできる。
値を加重平均して算出することにおいて過ぎたタイムス
ロットのみが反映されるようになっているが、過ぎたタ
イムスロットと後続くタイムスロットを全て反映させる
こともできる。
【００２８】図３は本発明による自動周波数制御装置を
示したブロック図であり、等化器３０１、チャネル特性
推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０４、周
波数エラー推定部３０５、ディジタルアナログコンバー
ター３０６及び基準同期ワード部３０７を含んで構成さ
れる。
示したブロック図であり、等化器３０１、チャネル特性
推定部３０２、再変調器３０３、位相比較器３０４、周
波数エラー推定部３０５、ディジタルアナログコンバー
ター３０６及び基準同期ワード部３０７を含んで構成さ
れる。
【００２９】図３において、基準同期ワード部３０７は
各時分割マルチプレクシングＴＤＭシステムで使用する
基準同期ワードに対する変調信号をサンプリングして量
子化したワードテーブルとして受信信号に当たるチャネ
ルで使用する基準同期ワードを出力する。このような基
準同期ワードを利用しチャネル特性推定部３０２は現在
タイムスロットの受信信号が伝送されてきたチャネルの
インパルス応答［h(t)即ち、チャネル特性を算出する。
チャネル特性の算出できる根拠は送信側で図４に示した
通り送信信号の所定の部分に受信側で知っている基準同
期ワードを挿入し伝送するためである。
各時分割マルチプレクシングＴＤＭシステムで使用する
基準同期ワードに対する変調信号をサンプリングして量
子化したワードテーブルとして受信信号に当たるチャネ
ルで使用する基準同期ワードを出力する。このような基
準同期ワードを利用しチャネル特性推定部３０２は現在
タイムスロットの受信信号が伝送されてきたチャネルの
インパルス応答［h(t)即ち、チャネル特性を算出する。
チャネル特性の算出できる根拠は送信側で図４に示した
通り送信信号の所定の部分に受信側で知っている基準同
期ワードを挿入し伝送するためである。
【００３０】チャネル特性推定部３０２は使用しようと
するアルゴリズムにより異なって構成されるが、チャネ
ル特性推定部３０２で使用されるアルゴリズムには相関
（correlation ）結果値を取る方式と、基準同期ワード
の自己相関（autocorrelation ）がディラックパルス
（dirac pulse ）特性でない場合ブロック推定方式等が
ある。このようにチャネル特性が算出されれば等化器３
０１をこれを利用しＩチャネル信号及びＱチャネル信号
を等化処理し２進データ列を検出して出力する。等化処
理は時間的に変わる伝送チャネルの歪曲に基づき受信端
のビットエラー率が増加することを防ぐための処理であ
り、提案されたアルゴリズムには決定帰還等化（ＤＦ
Ｅ；Decision Feedback Equalisation）方式と、ビタビ
アルゴリズムを準用最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ；Ma
ximum Likelihood Sequence Estimation）方式等があ
る。
するアルゴリズムにより異なって構成されるが、チャネ
ル特性推定部３０２で使用されるアルゴリズムには相関
（correlation ）結果値を取る方式と、基準同期ワード
の自己相関（autocorrelation ）がディラックパルス
（dirac pulse ）特性でない場合ブロック推定方式等が
ある。このようにチャネル特性が算出されれば等化器３
０１をこれを利用しＩチャネル信号及びＱチャネル信号
を等化処理し２進データ列を検出して出力する。等化処
理は時間的に変わる伝送チャネルの歪曲に基づき受信端
のビットエラー率が増加することを防ぐための処理であ
り、提案されたアルゴリズムには決定帰還等化（ＤＦ
Ｅ；Decision Feedback Equalisation）方式と、ビタビ
アルゴリズムを準用最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ；Ma
ximum Likelihood Sequence Estimation）方式等があ
る。
【００３１】等化器３０１から１タイムスロットに対す
る所定のＬビットのディジタルデータが検出されれば、
再変調器３０３では送信側で使用される変調器の伝達関
数［g(t) とチャネル特性推定部３０２から出力される
チャネル特性値［h(t) のコンボリューション値である
［g(t)×h(t) を利用し等化器３０１の出力を再変調し
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の大きさを計算す
る。位相比較器３０４は現在受信されるタイムスロット
のＩチャネル信号及びＱチャネル信号から受信位相を算
出し前記再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号
及びＱチャネル信号から基準位相を算出した後、受信位
相と基準位相を比べ位相エラー値を算出する。
る所定のＬビットのディジタルデータが検出されれば、
再変調器３０３では送信側で使用される変調器の伝達関
数［g(t) とチャネル特性推定部３０２から出力される
チャネル特性値［h(t) のコンボリューション値である
［g(t)×h(t) を利用し等化器３０１の出力を再変調し
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の大きさを計算す
る。位相比較器３０４は現在受信されるタイムスロット
のＩチャネル信号及びＱチャネル信号から受信位相を算
出し前記再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号
及びＱチャネル信号から基準位相を算出した後、受信位
相と基準位相を比べ位相エラー値を算出する。
【００３２】この際、各Ｉチャネル信号及びＱチャネル
信号から受信位相と基準位相等のような位相θを算出す
る式は次の通りである。
信号から受信位相と基準位相等のような位相θを算出す
る式は次の通りである。
【００３３】
【数８】
【００３４】ここで、基準位相を算出することにおいて
は再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号及びＱ
チャネル信号の大きさのみをタイムスロット毎に計算す
るので、全体信号を再変調する時よりは計算量が著しく
減少する。又、基準位相と比べられる受信位相が同期を
成すべきなので位相比較器３０４で受信位相を適切に遅
延して比べる動作が成されるべきである。
は再変調器３０３から出力されるＩチャネル信号及びＱ
チャネル信号の大きさのみをタイムスロット毎に計算す
るので、全体信号を再変調する時よりは計算量が著しく
減少する。又、基準位相と比べられる受信位相が同期を
成すべきなので位相比較器３０４で受信位相を適切に遅
延して比べる動作が成されるべきである。
【００３５】このように算出された位相エラー値は周波
数エラー推定部３０５に印加され前記図２で説明したよ
うな関係式により周波数エラー値に変換された後ディジ
タルアナログコンバーター３０６に印加されアナログ形
の制御電圧に変換される。従って、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ；Voltage Controlled Oscillator ）は前記基準位
相と受信位相の差に対する周波数エラー値を減少させる
ための制御電圧が印加され電圧制御発振器の周波数が受
信性能を向上させる方向へ制御される。
数エラー推定部３０５に印加され前記図２で説明したよ
うな関係式により周波数エラー値に変換された後ディジ
タルアナログコンバーター３０６に印加されアナログ形
の制御電圧に変換される。従って、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ；Voltage Controlled Oscillator ）は前記基準位
相と受信位相の差に対する周波数エラー値を減少させる
ための制御電圧が印加され電圧制御発振器の周波数が受
信性能を向上させる方向へ制御される。
【００３６】又、図面には示していないがディジタルア
ナログコンバーター３０６の出力端に低域通過フィルタ
ーを更に具備するようにしてディジタルアナログコンバ
ーター３０６から出力される信号の中高周波数成分を取
り除かせる。これはディジタル信号をアナログ信号に変
わる時生ずる高周波数雑音を取り除くためのことであ
る。
ナログコンバーター３０６の出力端に低域通過フィルタ
ーを更に具備するようにしてディジタルアナログコンバ
ーター３０６から出力される信号の中高周波数成分を取
り除かせる。これはディジタル信号をアナログ信号に変
わる時生ずる高周波数雑音を取り除くためのことであ
る。
【００３７】図５は本発明の他の実施例に基づいた自動
周波数制御装置を示したブロック図であり、図３と比べ
てみる時受信強度算出部５０１を更に含んで構成され
る。図５において、受信強度算出部５０１は受信信号の
強さをタイムスロット毎に一定したディジタルデータ値
に換算して出力する。図６はこのように時間的に変わる
受信強度を示すグラフである。受信強度算出部（ＲＳＳ
Ｉ；Received Signal Strength Indicator；５０１）に
よりタイムスロット毎に受信強度が算出されれば、周波
数エラー推定部３０５ではこれを各タイムスロット毎に
加重値として使用する。
周波数制御装置を示したブロック図であり、図３と比べ
てみる時受信強度算出部５０１を更に含んで構成され
る。図５において、受信強度算出部５０１は受信信号の
強さをタイムスロット毎に一定したディジタルデータ値
に換算して出力する。図６はこのように時間的に変わる
受信強度を示すグラフである。受信強度算出部（ＲＳＳ
Ｉ；Received Signal Strength Indicator；５０１）に
よりタイムスロット毎に受信強度が算出されれば、周波
数エラー推定部３０５ではこれを各タイムスロット毎に
加重値として使用する。
【００３８】これに対するより具体的な内容は図２に説
明されたことが参照できる。即ち、各タイムスロット毎
に算出された位相エラー値を加重平均した位相エラー値
に変換して出力させることもでき、各タイムスロット毎
に算出された位相エラー値をそのまま周波数エラー値に
変換した後周波数エラー値を加重平均させ得る。このよ
うに数個のタイムスロットが反映され算出された周波数
エラー値を使用するようになれば、突然に変化するチャ
ネル特性がそのまま印加されることにより現れることで
きるビットエラーの増加が防止できる。又、受信強度を
加重値として反映することによってより正確な周波数制
御が可能である。図５に示した回路も図３の場合と同様
に図面には示していないがディジタルアナログコンバー
ター３０６の出力端に連結される低域通過フィルターを
更に具備し高周波数雑音を取り除く。
明されたことが参照できる。即ち、各タイムスロット毎
に算出された位相エラー値を加重平均した位相エラー値
に変換して出力させることもでき、各タイムスロット毎
に算出された位相エラー値をそのまま周波数エラー値に
変換した後周波数エラー値を加重平均させ得る。このよ
うに数個のタイムスロットが反映され算出された周波数
エラー値を使用するようになれば、突然に変化するチャ
ネル特性がそのまま印加されることにより現れることで
きるビットエラーの増加が防止できる。又、受信強度を
加重値として反映することによってより正確な周波数制
御が可能である。図５に示した回路も図３の場合と同様
に図面には示していないがディジタルアナログコンバー
ター３０６の出力端に連結される低域通過フィルターを
更に具備し高周波数雑音を取り除く。
【００３９】
【発明の効果】前述した通り、本発明は無線通信システ
ムのように時間的にチャネル特性の変わるシステムで受
信側の搬送波周波数を自動に制御するための方法及び装
置を提供するものであり、全ての構成要素をディジタル
回路で具現することが可能であって受信側の回路を一つ
の半導体チップで具現できる。又、タイミング復旧のた
めの別の回路を要求せず等化過程でタイミング復旧が成
され回路が単純になる利点があり、全体的に受信端の性
能が改善される効果がある。
ムのように時間的にチャネル特性の変わるシステムで受
信側の搬送波周波数を自動に制御するための方法及び装
置を提供するものであり、全ての構成要素をディジタル
回路で具現することが可能であって受信側の回路を一つ
の半導体チップで具現できる。又、タイミング復旧のた
めの別の回路を要求せず等化過程でタイミング復旧が成
され回路が単純になる利点があり、全体的に受信端の性
能が改善される効果がある。
【図１】従来の技術による自動周波数制御装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明による自動周波数制御方法を示した順序
図である。
図である。
【図３】本発明の一実施例による自動周波数制御装置の
系統を示したブロック図である。
系統を示したブロック図である。
【図４】伝送されてきた信号のフレーム及びタイムスロ
ットの構造を概略的に示した図である。
ットの構造を概略的に示した図である。
【図５】本発明の他の実施例による自動周波数制御装置
の系統を示したブロック図である。
の系統を示したブロック図である。
【図６】時間により変化する受信強度を図式的に示した
グラフである。
グラフである。
３０１…等化器 ３０２…チャネル特性推定部 ３０３…再変調器 ３０４…位相比較器 ３０５…周波数エラー推定部 ３０６…ＤＡＣ ３０７…基準同期ワード部
Claims (7)
- 【請求項１】 時間的にチャネル特性の変わる通信シス
テムの受信側で電圧制御発振器によって発生する搬送波
周波数を制御する方法において、 基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を
バッファーに貯蔵する過程と、 前記バッファーに貯蔵された受信信号を読み出し受信信
号に含まれた所定の基準同期ワードから受信信号が送信
されてきたチャネルのチャネル特性値を推定する過程
と、 前記チャネル特性値を利用し受信信号を等化処理し２進
データ列を算出する過程と、 前記２進データ列を送信側の変調器の伝達関数と前記チ
ャネル特性値とのコンボリューション値を利用し再変調
する過程と、 前記再変調過程から得られる信号の位相である基準位相
値と前記受信信号の位相値の受信位相を比べ位相エラー
値を算出する過程と、 前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する過程と、 前記周波数エラー値を前記電圧制御発振器を制御するた
めの制御電圧に変換する過程を具備することを特徴とす
る自動周波数制御方法。 - 【請求項２】 前記位相エラー値Δφe を周波数エラー
値ｆe に変換する過程は１タイムスロットが占める時間
をΔｔとする際、次の式を利用し変換されることを特徴
とする請求項１記載の自動周波数制御方法。 ｆe ＝Δφe ／２πΔｔ - 【請求項３】 前記位相エラー値を算出する過程は各タ
イムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重値
にして数個のタイムスロットに当たる位相エラーを加重
平均して算出されることを特徴とする請求項１記載の自
動周波数制御方法。 - 【請求項４】 前記周波数エラー値を算出する過程は各
タイムスロット毎に各タイムスロットの受信強度を加重
値にして数個のタイムスロットに当たる周波数エラーを
加重平均して算出されることを特徴とする請求項１記載
の自動周波数制御方法。 - 【請求項５】 時間的にチャネル特性の変わる通信シス
テムの受信側で電圧制御発振器により発生する搬送波周
波数を制御する装置において、 基底帯域に遷移されディジタルに変換された受信信号を
入力し受信信号に含まれた基準同期ワードを利用し受信
信号が伝送されてきたチャネルのチャネル特性値を推定
し出力するチャネル特性推定手段と、 前記チャネル特性値を利用して受信信号を等化処理し２
進データ列を検出する等化手段と、 前記等化手段から出力される２進データ列を前記チャネ
ル特性値と前記通信システムの送信側の変調器の伝達関
数とのコンボリューション値を利用し再変調して出力す
る再変調手段と、 前記再変調手段から出力される信号の位相である基準位
相と前記受信信号の位相である受信位相を比べ位相エラ
ー値を算出する位相比較手段と、 前記位相エラー値を周波数エラー値に変換する周波数エ
ラー推定手段と、 前記周波数エラー値をアナログ形の制御電圧に変換させ
るディジタルアナログコンバーティング手段を具備し、 前記ディジタルアナログコンバーティング手段から出力
される制御電圧により前記電圧制御発振器の搬送波周波
数が異なるようにしたことを特徴とする自動周波数制御
装置。 - 【請求項６】 前記ディジタルアナログコンバーティン
グ手段の出力を入力し低域周波数成分のみを通過させる
ことにより高周波数成分の雑音を取り除く機能を遂行す
る低域通過フィルターを更に具備することを特徴とする
請求項５記載の自動周波数制御装置。 - 【請求項７】 受信信号を入力し受信強度を算出する受
信強度算出手段を更に具備し、前記周波数エラー推定部
では所定数のタイムスロットでの周波数エラー値を加重
平均し出力させることを特徴とする請求項５記載の自動
周波数制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019930005201A KR100255726B1 (ko) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 자동 주파수 제어방법 및 장치 |
| KR1993-5201 | 1993-03-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311193A true JPH06311193A (ja) | 1994-11-04 |
| JP3189138B2 JP3189138B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=19353147
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25411493A Expired - Lifetime JP3189138B2 (ja) | 1993-03-31 | 1993-10-12 | 自動周波数制御方法及びその装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5423085A (ja) |
| JP (1) | JP3189138B2 (ja) |
| KR (1) | KR100255726B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE40695E1 (en) | 1995-03-17 | 2009-04-07 | Fujitsu Limited | Clock phase detecting circuit and clock regenerating circuit each arranged in receiving unit of multiplex radio equipment |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5564091A (en) * | 1995-03-29 | 1996-10-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for operating an automatic frequency control in a radio |
| US5701600A (en) * | 1995-07-17 | 1997-12-23 | Motorola, Inc. | Radio receiver and method of calibrating same |
| US5721756A (en) * | 1996-03-26 | 1998-02-24 | Sicom, Inc. | Digital receiver with tunable analog parameters and method therefor |
| JPH1098354A (ja) * | 1996-09-24 | 1998-04-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自動周波数制御回路 |
| JP3966523B2 (ja) * | 1997-10-20 | 2007-08-29 | 富士通株式会社 | 自動周波数制御回路及び自動周波数制御方法 |
| JP3475066B2 (ja) * | 1998-02-02 | 2003-12-08 | 三菱電機株式会社 | 復調装置 |
| DE19854167C2 (de) * | 1998-11-24 | 2000-09-28 | Siemens Ag | Frequenzstabilisierte Sende-/Empfangsschaltung |
| US20040066737A1 (en) * | 2001-05-30 | 2004-04-08 | Takuya Sakaishi | Automatic frequency control device and automatic frequency control method |
| KR100594084B1 (ko) * | 2004-04-30 | 2006-06-30 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 수신기의 채널 추정 방법 및 채널추정기 |
| GB0420186D0 (en) | 2004-09-10 | 2004-10-13 | Ttp Communications Ltd | Handling frequency errors |
| CN1317830C (zh) * | 2005-04-15 | 2007-05-23 | 展讯通信（上海）有限公司 | 自动频偏校正方法及使用该方法的装置和接收机 |
| US8218698B2 (en) | 2007-12-07 | 2012-07-10 | Mediatek Inc. | Method for frequency offset estimation and automatic frequency control for filtered signal with destroyed phase information and signal transceiver |
| US8108044B2 (en) * | 2008-03-27 | 2012-01-31 | Medtronic, Inc. | Method and apparatus for the staged detection of RF energy |
| US8170515B2 (en) * | 2008-05-21 | 2012-05-01 | Medtronic, Inc. | Method and apparatus for the phased detection of a signal including a frequency deviation detection phase |
| US8185079B2 (en) * | 2010-08-12 | 2012-05-22 | General Electric Company | Frequency estimation immune to FM clicks |
| US9553565B2 (en) | 2011-09-29 | 2017-01-24 | Silicon Laboratories Inc. | Automatic frequency compensation method and apparatus |
| JP6668121B2 (ja) * | 2016-03-17 | 2020-03-18 | 住友精密工業株式会社 | 液圧装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3163823A (en) * | 1963-12-04 | 1964-12-29 | Electronic Eng Co | Digital receiver tuning system |
| JPS6119261A (ja) * | 1984-07-05 | 1986-01-28 | Toshiba Corp | 周波数変換回路 |
| US4814887A (en) * | 1988-05-23 | 1989-03-21 | General Instrument Corporation | Automatic frequency control |
| US5228062A (en) * | 1990-04-16 | 1993-07-13 | Telebit Corporation | Method and apparatus for correcting for clock and carrier frequency offset, and phase jitter in multicarrier modems |
-
1993
- 1993-03-31 KR KR1019930005201A patent/KR100255726B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-09-24 US US08/125,853 patent/US5423085A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-10-12 JP JP25411493A patent/JP3189138B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE40695E1 (en) | 1995-03-17 | 2009-04-07 | Fujitsu Limited | Clock phase detecting circuit and clock regenerating circuit each arranged in receiving unit of multiplex radio equipment |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR940023067A (ko) | 1994-10-22 |
| US5423085A (en) | 1995-06-06 |
| JP3189138B2 (ja) | 2001-07-16 |
| KR100255726B1 (ko) | 2000-05-01 |
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