JPH0630564A - 電力変換器の制御装置及びこれを利用した電気車の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置及びこれを利用した電気車の制御装置Info
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- JPH0630564A JPH0630564A JP5097364A JP9736493A JPH0630564A JP H0630564 A JPH0630564 A JP H0630564A JP 5097364 A JP5097364 A JP 5097364A JP 9736493 A JP9736493 A JP 9736493A JP H0630564 A JPH0630564 A JP H0630564A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、３レベルインバータの制御装置に係
り、ダイポーラ変調方式において、制御が簡単で、しか
も効果的に２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制す
る制御装置を提供し、若しくは、ダイポーラ変調方式と
それ以外の変調方式が適用される電気車の制御装置にお
いて、２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する制
御を簡略化することにある。 【構成】２つの直流電圧の差電圧の直流成分に応じて、
インバータ出力相電圧の基本波と同一極性のインバータ
出力パルスの幅を調整するように構成した。 【効果】本発明によれば、ダイポーラ変調方式におい
て、制御が簡単で、しかも効果的に２つの直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制することができ、また、ダイポー
ラ変調方式とそれ以外の変調方式が適用される電気車に
おいては、２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制す
る制御を簡略化することができる。
り、ダイポーラ変調方式において、制御が簡単で、しか
も効果的に２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制す
る制御装置を提供し、若しくは、ダイポーラ変調方式と
それ以外の変調方式が適用される電気車の制御装置にお
いて、２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する制
御を簡略化することにある。 【構成】２つの直流電圧の差電圧の直流成分に応じて、
インバータ出力相電圧の基本波と同一極性のインバータ
出力パルスの幅を調整するように構成した。 【効果】本発明によれば、ダイポーラ変調方式におい
て、制御が簡単で、しかも効果的に２つの直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制することができ、また、ダイポー
ラ変調方式とそれ以外の変調方式が適用される電気車に
おいては、２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制す
る制御を簡略化することができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】直流電圧を２つに分圧する直列接
続されたコンデンサから給電される直流を、正，零，負
の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器
の制御装置に関する。
続されたコンデンサから給電される直流を、正，零，負
の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器
の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調インバータにより誘導電動
機等の負荷を駆動する場合、インバータの交流出力電圧
に含まれる高調波成分は少ないことが望ましい。
機等の負荷を駆動する場合、インバータの交流出力電圧
に含まれる高調波成分は少ないことが望ましい。
【０００３】これを満足するインバータとして、３レベ
ルインバータと称するインバータが提案されている。
ルインバータと称するインバータが提案されている。
【０００４】例えば、ア ノベル アプローチ トゥー
ザ ゼネレーション アンド オプチミゼーション
オブ スリーレベル ピーダブリュエム ウェイブ フ
ォームス「A Novel approach to the Generation and O
ptimization of Three-levelPWM Wave Forms」(PESC '8
8 Record. April 1988）の１２５５頁から１２６２頁
（以下、文献と称す）に提案されている。この文献
には、３レベルインバータの波形改善及び微少電圧制御
に好適な変調方式として、正負のパルス電圧を交互に零
電圧を介して出力するダイポーラ変調方式が提案されて
いる。
ザ ゼネレーション アンド オプチミゼーション
オブ スリーレベル ピーダブリュエム ウェイブ フ
ォームス「A Novel approach to the Generation and O
ptimization of Three-levelPWM Wave Forms」(PESC '8
8 Record. April 1988）の１２５５頁から１２６２頁
（以下、文献と称す）に提案されている。この文献
には、３レベルインバータの波形改善及び微少電圧制御
に好適な変調方式として、正負のパルス電圧を交互に零
電圧を介して出力するダイポーラ変調方式が提案されて
いる。
【０００５】また、このダイポーラ変調方式では、出力
相電圧の基本波と逆極性のパルスを用いて微小電圧の制
御を行うため、電圧利用率が減少する。この文献に
は、電圧利用率の高い制御方式、すなわち、出力相電圧
の基本波と同一極性のみのパルス電圧を複数出力するユ
ニポーラ変調方式への移行についても述べられている。
一方、３レベルインバータの特有の問題として、直流電
圧を２つに分圧する直列接続されたコンデンサの容量不
平衡や、インバータの出力パルスのバラツキによるコン
デンサの直列接続点に入出する電流の直流成分により、
分圧された２つの直流電圧の直流成分が不平衡となる現
象が挙げられる。この不平衡を抑制する技術が、特開平
2−101969 号公報と、「ＮＰＣインバタの直流入力コン
デンサ電圧の平衡化制御」（電気学会研究会資料，半導
体電力変換研究会 ＳＰＣ−９１−３７，１９９１／
６）の１１１頁から１２０頁（以下、文献と称す）に
示されている。
相電圧の基本波と逆極性のパルスを用いて微小電圧の制
御を行うため、電圧利用率が減少する。この文献に
は、電圧利用率の高い制御方式、すなわち、出力相電圧
の基本波と同一極性のみのパルス電圧を複数出力するユ
ニポーラ変調方式への移行についても述べられている。
一方、３レベルインバータの特有の問題として、直流電
圧を２つに分圧する直列接続されたコンデンサの容量不
平衡や、インバータの出力パルスのバラツキによるコン
デンサの直列接続点に入出する電流の直流成分により、
分圧された２つの直流電圧の直流成分が不平衡となる現
象が挙げられる。この不平衡を抑制する技術が、特開平
2−101969 号公報と、「ＮＰＣインバタの直流入力コン
デンサ電圧の平衡化制御」（電気学会研究会資料，半導
体電力変換研究会 ＳＰＣ−９１−３７，１９９１／
６）の１１１頁から１２０頁（以下、文献と称す）に
示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】特開平2−101969 号公
報に示された２つの直流電圧の直流成分の不平衡の抑制
技術は、文献のダイポーラ変調方式において、２つの
正弦波状の変調波の振幅を変えるもので、後述のよう
に、この技術を用いるとシフト量（バイアス量）も一緒
に変化してしまう。これを戻すため、制御の後段で再び
シフト量を調整しており、制御が複雑になる恐れがあ
る。
報に示された２つの直流電圧の直流成分の不平衡の抑制
技術は、文献のダイポーラ変調方式において、２つの
正弦波状の変調波の振幅を変えるもので、後述のよう
に、この技術を用いるとシフト量（バイアス量）も一緒
に変化してしまう。これを戻すため、制御の後段で再び
シフト量を調整しており、制御が複雑になる恐れがあ
る。
【０００７】また、文献に示された２つの直流電圧の
直流成分の不平衡の抑制技術は、文献のユニポーラ変
調方式において、２つの直流電圧の差電圧の直流成分に
応じた信号をインバータ電圧指令に重畳するものであ
る。
直流成分の不平衡の抑制技術は、文献のユニポーラ変
調方式において、２つの直流電圧の差電圧の直流成分に
応じた信号をインバータ電圧指令に重畳するものであ
る。
【０００８】ところで、例えば、この様な３レベルイン
バータを電気車に適用する場合、出力電圧を零から出力
し得る最大電圧近傍まで連続して制御するため、その変
調方式（変調モード）をダイポーラ変調方式（変調モー
ド）からユニポーラ変調方式（変調モード）に移行させ
る必要がある。
バータを電気車に適用する場合、出力電圧を零から出力
し得る最大電圧近傍まで連続して制御するため、その変
調方式（変調モード）をダイポーラ変調方式（変調モー
ド）からユニポーラ変調方式（変調モード）に移行させ
る必要がある。
【０００９】このとき、変調方式に対応して、上述のよ
うな２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する技術
をそれぞれ適用したのでは回路構成及び制御が複雑とな
る。本発明の目的は、ダイポーラ変調方式（変調モー
ド）において、制御が簡単で、しかも効果的に２つの直
流電圧の直流成分の不平衡を抑制することにある。
うな２つの直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する技術
をそれぞれ適用したのでは回路構成及び制御が複雑とな
る。本発明の目的は、ダイポーラ変調方式（変調モー
ド）において、制御が簡単で、しかも効果的に２つの直
流電圧の直流成分の不平衡を抑制することにある。
【００１０】また、本発明の他の目的は、ダイポーラ変
調方式（変調モード）とそれ以外の変調方式（変調モー
ド）が適用される電気車において、２つの直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制する制御を簡略化することにあ
る。
調方式（変調モード）とそれ以外の変調方式（変調モー
ド）が適用される電気車において、２つの直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制する制御を簡略化することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的は、直流電圧を
分圧する直列接続されたコンデンサと、これらコンデン
サから給電される直流を正，零，負の３つの電位を有す
る交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器
の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電
位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列
を前記電力変換器の相に発生させる信号を前記電力変換
器に供給する変調手段とを備えた電力変換器の制御装置
において、前記分圧された直流の差電圧の直流成分に応
じて、前記出力相電圧の正若しくは負の出力パルスのい
ずれか一方の出力パルスの幅を調整する手段を備えるこ
とにより達成される。
分圧する直列接続されたコンデンサと、これらコンデン
サから給電される直流を正，零，負の３つの電位を有す
る交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器
の出力相電圧の基本波の半周期が正負のパルス間に零電
位を有するパルス列によって表現された出力パルスの列
を前記電力変換器の相に発生させる信号を前記電力変換
器に供給する変調手段とを備えた電力変換器の制御装置
において、前記分圧された直流の差電圧の直流成分に応
じて、前記出力相電圧の正若しくは負の出力パルスのい
ずれか一方の出力パルスの幅を調整する手段を備えるこ
とにより達成される。
【００１２】また、本発明の他の目的は、直流電圧を分
圧する直列接続されたコンデンサと、これらコンデンサ
から給電される直流を正，零，負の３つの電位を有する
交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器に
より駆動される交流電動機とを備えた電気車の制御装置
において、前記電力変換器に供給する電圧指令及び周波
数指令に基づいて、前記電力変換器の出力相電圧の基本
波の半周期が零電位を介した正負交互のパルス列によっ
て表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発
生させる信号を前記電力変換器に供給する第１の変調モ
ードと、前記第１の変調モードにおける出力パルスの列
とは異なる出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生
させる信号を前記電力変換器に供給する第２の変調モー
ドとを有する変調手段と、前記第１の変調モード及び第
２の変調モードにおいて、前記分圧された直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制する単一の直流成分不平衡抑制手
段とを備えることにより達成される。
圧する直列接続されたコンデンサと、これらコンデンサ
から給電される直流を正，零，負の３つの電位を有する
交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力変換器に
より駆動される交流電動機とを備えた電気車の制御装置
において、前記電力変換器に供給する電圧指令及び周波
数指令に基づいて、前記電力変換器の出力相電圧の基本
波の半周期が零電位を介した正負交互のパルス列によっ
て表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発
生させる信号を前記電力変換器に供給する第１の変調モ
ードと、前記第１の変調モードにおける出力パルスの列
とは異なる出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生
させる信号を前記電力変換器に供給する第２の変調モー
ドとを有する変調手段と、前記第１の変調モード及び第
２の変調モードにおいて、前記分圧された直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制する単一の直流成分不平衡抑制手
段とを備えることにより達成される。
【００１３】
【作用】ダイポーラ変調方式において、分圧された２つ
の直流電圧の差電圧の直流成分に応じて、出力相電圧の
一方の極性の出力パルスの幅を調整することにより、コ
ンデンサの直列接続点に入出する電流の直流成分を制御
するので、簡単な制御で、しかも効果的に２つの直流電
圧の直流成分の不平衡を抑制することができる。また、
ダイポーラ変調方式とそれ以外の変調方式が適用される
電気車において、２つの直流電圧の直流成分の不平衡を
抑制する手段を変調方式にとらわれないで共用するの
で、制御を簡略化することができる。
の直流電圧の差電圧の直流成分に応じて、出力相電圧の
一方の極性の出力パルスの幅を調整することにより、コ
ンデンサの直列接続点に入出する電流の直流成分を制御
するので、簡単な制御で、しかも効果的に２つの直流電
圧の直流成分の不平衡を抑制することができる。また、
ダイポーラ変調方式とそれ以外の変調方式が適用される
電気車において、２つの直流電圧の直流成分の不平衡を
抑制する手段を変調方式にとらわれないで共用するの
で、制御を簡略化することができる。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路構成であ
る。
る。
【００１５】１は直流架線、２１は電流平滑リアクト
ル、２２と２３は直流架線１電圧Ｖdを２つの直流電圧
Ｖdp，Ｖdnに分圧する直列接続された分圧コンデンサ、
３は２つの直流電圧を３相交流電圧に変換するパルス幅
変調３レベルインバータ、４はインバータ３によって駆
動される交流電動機である誘導電動機である。
ル、２２と２３は直流架線１電圧Ｖdを２つの直流電圧
Ｖdp，Ｖdnに分圧する直列接続された分圧コンデンサ、
３は２つの直流電圧を３相交流電圧に変換するパルス幅
変調３レベルインバータ、４はインバータ３によって駆
動される交流電動機である誘導電動機である。
【００１６】インバータ３は、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の３
レベルスイッチングアームからなり、そのＵ相（Ｖ相，
Ｗ相）のスイッチングアームは自己消弧可能なスイッチ
ング素子（例えば、ＩＧＢＴ，ＧＴＯ，パワートランジ
スタ等）Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ（Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ，Ｇ１Ｗ〜Ｇ
４Ｗ），整流素子（フリーホイールダイオード）Ｄ１Ｕ
〜Ｄ４Ｕ（Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ）及び補助
整流素子（クランプダイオード）Ｄ５Ｕ〜Ｄ６Ｕ（Ｄ５
Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ５Ｗ〜Ｄ６Ｗ）からなる。各相の補助整
流素子Ｄ５ＵとＤ６Ｕ，Ｄ５ＶとＤ６Ｖ及びＤ５ＷとＤ
６Ｗの接続点はそれぞれ、分圧コンデンサ２２と２３の
直列接続点(以下、中性点と称す)Ｎに接続され、各相の
スイッチング素子Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ，Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ及び
Ｇ１Ｗ〜Ｇ４Ｗの表１のようなオン・オフ動作を、変調
手段５の出力により行い、各相の出力端子Ｕ，Ｖ及びＷ
と中性点Ｎの間にＶdp，０，−Ｖdnの３レベルの電圧
（相電圧）を出力する。
レベルスイッチングアームからなり、そのＵ相（Ｖ相，
Ｗ相）のスイッチングアームは自己消弧可能なスイッチ
ング素子（例えば、ＩＧＢＴ，ＧＴＯ，パワートランジ
スタ等）Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ（Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ，Ｇ１Ｗ〜Ｇ
４Ｗ），整流素子（フリーホイールダイオード）Ｄ１Ｕ
〜Ｄ４Ｕ（Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ）及び補助
整流素子（クランプダイオード）Ｄ５Ｕ〜Ｄ６Ｕ（Ｄ５
Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ５Ｗ〜Ｄ６Ｗ）からなる。各相の補助整
流素子Ｄ５ＵとＤ６Ｕ，Ｄ５ＶとＤ６Ｖ及びＤ５ＷとＤ
６Ｗの接続点はそれぞれ、分圧コンデンサ２２と２３の
直列接続点(以下、中性点と称す)Ｎに接続され、各相の
スイッチング素子Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ，Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ及び
Ｇ１Ｗ〜Ｇ４Ｗの表１のようなオン・オフ動作を、変調
手段５の出力により行い、各相の出力端子Ｕ，Ｖ及びＷ
と中性点Ｎの間にＶdp，０，−Ｖdnの３レベルの電圧
（相電圧）を出力する。
【００１７】
【表１】
【００１８】次に、変調手段５の構成及びダイポーラ変
調について図１と図２により説明する。なお、図には１
相分のみを示している。
調について図１と図２により説明する。なお、図には１
相分のみを示している。
【００１９】電動機４の電流指令と電動機４の実電流の
偏差に基づいて得られるすべり周波数と電動機４の回転
周波数との加減算により、インバータ３の出力周波数指
令Ｆinv*を与える。基本波電圧指令発生手段５１では、
基本波(sin）発生手段511が、インバータ出力周波数指
令Ｆinv*を受けて、基本正弦波を出力し、また振幅演算
手段５１２が、直流架線１電圧Ｖdとインバータ出力周
波数指令Ｆinv* に比例した出力電圧の実効値指令Ｅm*
とから、基本波電圧振幅指令Ｋを演算して出力し、そし
てこの基本波電圧振幅指令Ｋと基本正弦波を乗算器５１
３で乗算して、図２(イ)のような瞬時の基本波電圧指令
ｅo*を出力する。
偏差に基づいて得られるすべり周波数と電動機４の回転
周波数との加減算により、インバータ３の出力周波数指
令Ｆinv*を与える。基本波電圧指令発生手段５１では、
基本波(sin）発生手段511が、インバータ出力周波数指
令Ｆinv*を受けて、基本正弦波を出力し、また振幅演算
手段５１２が、直流架線１電圧Ｖdとインバータ出力周
波数指令Ｆinv* に比例した出力電圧の実効値指令Ｅm*
とから、基本波電圧振幅指令Ｋを演算して出力し、そし
てこの基本波電圧振幅指令Ｋと基本正弦波を乗算器５１
３で乗算して、図２(イ)のような瞬時の基本波電圧指令
ｅo*を出力する。
【００２０】電圧指令分割手段５２では、基本波電圧指
令発生手段５１から入力される基本波電圧指令ｅo*を除
算器５２１で１／２にした信号に、バイアス設定手段５
２２でＫ／２より大きく０.５より小さく設定されたバ
イアス量Ｂ(この範囲はダイポーラ変調の条件である）
を、加算器５２３と減算器５２４で加算及び減算して、
図２(イ)のような２つの正弦波状の分割された電圧指令
ｅop*，ｅon*を作成し、この分割された電圧指令ｅop*
とｅon*から、極性判別分配器５２６ｐ，５２６ｎ及び
加算器５２８ｐで図２(ロ)のような正側電圧指令ｅp*
を、極性判別分配器５２７ｐ，５２７ｎ及び加算器５２
８ｎで図２(ハ)のような負側電圧指令ｅn*を作成し出力
する。
令発生手段５１から入力される基本波電圧指令ｅo*を除
算器５２１で１／２にした信号に、バイアス設定手段５
２２でＫ／２より大きく０.５より小さく設定されたバ
イアス量Ｂ(この範囲はダイポーラ変調の条件である）
を、加算器５２３と減算器５２４で加算及び減算して、
図２(イ)のような２つの正弦波状の分割された電圧指令
ｅop*，ｅon*を作成し、この分割された電圧指令ｅop*
とｅon*から、極性判別分配器５２６ｐ，５２６ｎ及び
加算器５２８ｐで図２(ロ)のような正側電圧指令ｅp*
を、極性判別分配器５２７ｐ，５２７ｎ及び加算器５２
８ｎで図２(ハ)のような負側電圧指令ｅn*を作成し出力
する。
【００２１】パルス発生手段５３では、電圧指令分割手
段５２から入力される正側電圧指令ｅp*及び負側電圧指
令ｅn*と、搬送波発生手段５３１の出力の図２(ロ)及び
(ハ)のような三角波とを比較手段５３２でそれぞれ比較
して、図２(ニ)のようなパルス信号Ｇp及び図２(ト)の
ようなパルス信号Ｇnを出力する。
段５２から入力される正側電圧指令ｅp*及び負側電圧指
令ｅn*と、搬送波発生手段５３１の出力の図２(ロ)及び
(ハ)のような三角波とを比較手段５３２でそれぞれ比較
して、図２(ニ)のようなパルス信号Ｇp及び図２(ト)の
ようなパルス信号Ｇnを出力する。
【００２２】このパルス信号Ｇp及びＧnはスイッチング
素子Ｇ１用及びＧ４用のゲート信号となり、またパルス
信号Ｇp及びＧnを反転器５３３と５３４でそれぞれ反転
した図２(ホ)及び(ヘ)のような信号はスイッチング素子
Ｇ３用及びＧ２用のゲート信号になる。その結果、イン
バータ３は出力相電圧として、図２(チ)のように、高さ
がコンデンサ２２電圧Ｖdpの正のパルス電圧と、高さが
コンデンサ２３電圧Ｖdnの負のパルス電圧を交互に零電
圧を介して出力する。
素子Ｇ１用及びＧ４用のゲート信号となり、またパルス
信号Ｇp及びＧnを反転器５３３と５３４でそれぞれ反転
した図２(ホ)及び(ヘ)のような信号はスイッチング素子
Ｇ３用及びＧ２用のゲート信号になる。その結果、イン
バータ３は出力相電圧として、図２(チ)のように、高さ
がコンデンサ２２電圧Ｖdpの正のパルス電圧と、高さが
コンデンサ２３電圧Ｖdnの負のパルス電圧を交互に零電
圧を介して出力する。
【００２３】図２のダイポーラ変調において、バイアス
設定手段５２２で設定されるバイアス量Ｂが基本波電圧
振幅指令Ｋ／２より大きくなると、分割された電圧指令
ｅop*及びｅon*が図３(イ)のようになり、正側電圧指令
ｅp*は図３(ロ)のように、負側電圧指令ｅn*は図３(ハ)
のようになる。その結果、インバータ３は出力相電圧と
して、正負のパルス電圧を交互に零電圧を介して出力す
る期間と、基本波と同一極性のパルス電圧を出力する期
間が存在する図３(ニ)のようなパルス電圧を出力する。
いわゆる、部分的なダイポーラ変調である。
設定手段５２２で設定されるバイアス量Ｂが基本波電圧
振幅指令Ｋ／２より大きくなると、分割された電圧指令
ｅop*及びｅon*が図３(イ)のようになり、正側電圧指令
ｅp*は図３(ロ)のように、負側電圧指令ｅn*は図３(ハ)
のようになる。その結果、インバータ３は出力相電圧と
して、正負のパルス電圧を交互に零電圧を介して出力す
る期間と、基本波と同一極性のパルス電圧を出力する期
間が存在する図３(ニ)のようなパルス電圧を出力する。
いわゆる、部分的なダイポーラ変調である。
【００２４】図２のダイポーラ変調において、バイアス
設定手段５２２で設定されるバイアス量Ｂが零になる
と、分割された電圧指令ｅop*及びｅon*が図４(イ)のよ
うになり、正側電圧指令ｅp*は図４(ロ)のように、負側
電圧指令ｅn*は図４(ハ)のようになる。図３（ロ)，
(ハ）のように基本波電圧指令ｅo*と同極性の電圧指令
が歪んでいるのは、逆極性の電圧を出力させるためであ
る。その結果、インバータ３は出力相電圧として、図４
(ニ)のような基本波と同一極性のパルス電圧を出力す
る。いわゆる、ユニポーラ変調である。
設定手段５２２で設定されるバイアス量Ｂが零になる
と、分割された電圧指令ｅop*及びｅon*が図４(イ)のよ
うになり、正側電圧指令ｅp*は図４(ロ)のように、負側
電圧指令ｅn*は図４(ハ)のようになる。図３（ロ)，
(ハ）のように基本波電圧指令ｅo*と同極性の電圧指令
が歪んでいるのは、逆極性の電圧を出力させるためであ
る。その結果、インバータ３は出力相電圧として、図４
(ニ)のような基本波と同一極性のパルス電圧を出力す
る。いわゆる、ユニポーラ変調である。
【００２５】図４のユニポーラ変調において、基本波電
圧指令ｅo*の振幅Ｋ、つまり正側電圧指令ｅp*と負側電
圧指令ｅn*の波高値Ｋが、図５の(イ)，(ロ)，(ハ)のよ
うに、搬送三角波の波高値(＝１)より大きくなると、イ
ンバータ３は出力相電圧として、図５(ニ)のような基本
波と同一極性であって、基本波の半周期中のパルス数が
減少したパルス電圧を出力する。いわゆる、過変調であ
る。
圧指令ｅo*の振幅Ｋ、つまり正側電圧指令ｅp*と負側電
圧指令ｅn*の波高値Ｋが、図５の(イ)，(ロ)，(ハ)のよ
うに、搬送三角波の波高値(＝１)より大きくなると、イ
ンバータ３は出力相電圧として、図５(ニ)のような基本
波と同一極性であって、基本波の半周期中のパルス数が
減少したパルス電圧を出力する。いわゆる、過変調であ
る。
【００２６】図５の過変調において、基本波電圧指令ｅ
o*の振幅Ｋ、つまり正側電圧指令ｅp*と負側電圧指令ｅ
n*の波高値Ｋが、図６の(イ)，(ロ)，(ハ)のように、搬
送三角波の波高値(＝１)よりさらに大きくなると、イン
バータ３は出力相電圧として、図６(ニ)のような基本波
と同一極性であって、基本波の半周期中のパルス数が１
つであるパルス電圧を出力する。いわゆる、１パルス変
調である。
o*の振幅Ｋ、つまり正側電圧指令ｅp*と負側電圧指令ｅ
n*の波高値Ｋが、図６の(イ)，(ロ)，(ハ)のように、搬
送三角波の波高値(＝１)よりさらに大きくなると、イン
バータ３は出力相電圧として、図６(ニ)のような基本波
と同一極性であって、基本波の半周期中のパルス数が１
つであるパルス電圧を出力する。いわゆる、１パルス変
調である。
【００２７】以上のような変調方式の移行は、例えば基
本波電圧指令ｅo*の振幅Ｋに応じて行われる。いずれの
変調方式を用いるかは、電動機が使用される用途によっ
て様々であるが、電気車制御装置の場合、上述の順に力
行，ブレーキ（回生）制御することが望ましい。
本波電圧指令ｅo*の振幅Ｋに応じて行われる。いずれの
変調方式を用いるかは、電動機が使用される用途によっ
て様々であるが、電気車制御装置の場合、上述の順に力
行，ブレーキ（回生）制御することが望ましい。
【００２８】次に、コンデンサ２２と２３で分圧された
直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分が平衡している場合の中
性点Ｎに入出する電流について、ダイポーラ変調方式を
例にして図７により説明する。
直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分が平衡している場合の中
性点Ｎに入出する電流について、ダイポーラ変調方式を
例にして図７により説明する。
【００２９】前述のように、図７(イ)の基本波電圧指令
ｅo*を基にした２つの分割された電圧指令ｅop*とｅon*
から作成した図７(ロ)の正側電圧指令ｅp*及び図７(ハ)
の負側電圧指令ｅn*を搬送三角波とそれぞれ比較して、
図７(ニ)のようなインバータ出力相電圧を得る。このと
き、誘導電動機４には、高調波成分を無視すれば、図７
(ホ)のように直流成分のない正弦波状の電流が流れる。
ｅo*を基にした２つの分割された電圧指令ｅop*とｅon*
から作成した図７(ロ)の正側電圧指令ｅp*及び図７(ハ)
の負側電圧指令ｅn*を搬送三角波とそれぞれ比較して、
図７(ニ)のようなインバータ出力相電圧を得る。このと
き、誘導電動機４には、高調波成分を無視すれば、図７
(ホ)のように直流成分のない正弦波状の電流が流れる。
【００３０】図７(ヘ)は、中性点Ｎに入出する電流の通
流状態を１と０で表現するスイッチング関数であり、１
が通流している状態で、これは図７(ニ)のインバータ出
力相電圧が０の期間である。また、０が通流していない
状態で、これは図７(ニ)のインバータ出力相電圧が０で
ない期間である。
流状態を１と０で表現するスイッチング関数であり、１
が通流している状態で、これは図７(ニ)のインバータ出
力相電圧が０の期間である。また、０が通流していない
状態で、これは図７(ニ)のインバータ出力相電圧が０で
ない期間である。
【００３１】このスイッチング関数に電動機４電流を乗
算したものが、インバータ３の１相分の中性点Ｎに流れ
る電流で、図７(ト)のようになり、正と負のサイクルで
平衡しており直流成分は含まれない。
算したものが、インバータ３の１相分の中性点Ｎに流れ
る電流で、図７(ト)のようになり、正と負のサイクルで
平衡しており直流成分は含まれない。
【００３２】従って、コンデンサ２２と２３で分圧され
た直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分は平衡状態が維持され
る。
た直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分は平衡状態が維持され
る。
【００３３】ところが、コンデンサ２２と２３の容量に
不平衡がある場合や、インバータ３のスイッチング素子
のオン・オフ動作に起因したインバータ３の出力パルス
幅のバラツキにより、中性点Ｎに入出する電流に直流成
分が生じた場合、コンデンサ２２と２３で分圧された直
流電圧ＶdpとＶdnの直流成分に不平衡が生じる。その結
果、直流電圧の高い方のインバータ３のスイッチング素
子に過電圧が印加されることになり、スイッチング素子
を破損する原因となる。
不平衡がある場合や、インバータ３のスイッチング素子
のオン・オフ動作に起因したインバータ３の出力パルス
幅のバラツキにより、中性点Ｎに入出する電流に直流成
分が生じた場合、コンデンサ２２と２３で分圧された直
流電圧ＶdpとＶdnの直流成分に不平衡が生じる。その結
果、直流電圧の高い方のインバータ３のスイッチング素
子に過電圧が印加されることになり、スイッチング素子
を破損する原因となる。
【００３４】このコンデンサ２２と２３で分圧された直
流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡を抑制する従来技
術として、ダイポーラ変調方式を対象とした前述の特開
平2−101969号公報及びユニポーラ変調方式を対象とし
た前述の文献がある。そこで、文献に示された抑制
技術をダイポーラ変調方式に適用した場合と特開平2−1
01969号公報に示された抑制技術をユニポーラ変調方式
に適用した場合について述べる。
流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡を抑制する従来技
術として、ダイポーラ変調方式を対象とした前述の特開
平2−101969号公報及びユニポーラ変調方式を対象とし
た前述の文献がある。そこで、文献に示された抑制
技術をダイポーラ変調方式に適用した場合と特開平2−1
01969号公報に示された抑制技術をユニポーラ変調方式
に適用した場合について述べる。
【００３５】文献に示された抑制技術は、コンデンサ
２２と２３で分圧された直流電圧ＶdpとＶdnの差電圧の
直流成分に応じた信号をインバータ出力電圧指令に加え
る方式である。
２２と２３で分圧された直流電圧ＶdpとＶdnの差電圧の
直流成分に応じた信号をインバータ出力電圧指令に加え
る方式である。
【００３６】この抑制技術を前述のダイポーラ変調方式
（図７でＶdp＜Ｖdnの不平衡が生じている場合）に適用
して、基本波電圧指令ｅo*に、直流電圧ＶdpとＶdnの差
電圧（Ｖdp−Ｖdn）の直流成分に応じた信号ΔＶを加え
ると、分割された電圧指令ｅop*とｅon*、正側電圧指令
ｅp*及び負側電圧指令ｅn*は、図７(イ)〜(ハ)から図８
(イ)〜(ハ)のように変化する。その結果、インバータ出
力相電圧は図８(ニ)のようになる。
（図７でＶdp＜Ｖdnの不平衡が生じている場合）に適用
して、基本波電圧指令ｅo*に、直流電圧ＶdpとＶdnの差
電圧（Ｖdp−Ｖdn）の直流成分に応じた信号ΔＶを加え
ると、分割された電圧指令ｅop*とｅon*、正側電圧指令
ｅp*及び負側電圧指令ｅn*は、図７(イ)〜(ハ)から図８
(イ)〜(ハ)のように変化する。その結果、インバータ出
力相電圧は図８(ニ)のようになる。
【００３７】このとき、インバータ出力相電圧に含まれ
る直流成分はインバータ３の出力線間電圧(例えばＵ−
Ｖ間)では打ち消されて表われず、電動機４の電流にも
直流成分は含まれない。また、中性点Ｎの通流状態を表
現するスイッチング関数も図８(へ)のようなる。しか
し、そのスイッチング関数の１の期間は、基本波電圧指
令ｅo*の正と負のサイクルでみると、平衡している。従
って、このスイッチング関数と図８(ホ)の電動機４電流
を乗算した中性点Ｎ電流は、図８(ト)のように、正と負
のサイクルで平衡し、直流成分を含まないため、直流電
圧ＶdpとＶdnの直流成分は不平衡のままとなる。すなわ
ち、文献に示された抑制技術をダイポーラ変調方式に
適用しても、抑制効果がない。
る直流成分はインバータ３の出力線間電圧(例えばＵ−
Ｖ間)では打ち消されて表われず、電動機４の電流にも
直流成分は含まれない。また、中性点Ｎの通流状態を表
現するスイッチング関数も図８(へ)のようなる。しか
し、そのスイッチング関数の１の期間は、基本波電圧指
令ｅo*の正と負のサイクルでみると、平衡している。従
って、このスイッチング関数と図８(ホ)の電動機４電流
を乗算した中性点Ｎ電流は、図８(ト)のように、正と負
のサイクルで平衡し、直流成分を含まないため、直流電
圧ＶdpとＶdnの直流成分は不平衡のままとなる。すなわ
ち、文献に示された抑制技術をダイポーラ変調方式に
適用しても、抑制効果がない。
【００３８】特開平2−101969 号公報に示された抑制技
術は、コンデンサ２２と２３で分圧された直流電圧Ｖdp
とＶdnの差電圧の直流成分に応じて、２つの正弦波状の
変調波の振幅とシフト量(バイアス量)をそれぞれ調整す
る方式である。
術は、コンデンサ２２と２３で分圧された直流電圧Ｖdp
とＶdnの差電圧の直流成分に応じて、２つの正弦波状の
変調波の振幅とシフト量(バイアス量)をそれぞれ調整す
る方式である。
【００３９】この抑制技術をユニポーラ変調方式に適用
して、直流電圧ＶdpとＶdnの差電圧(Ｖdp−Ｖdn)の直流
成分に応じた信号ΔＶにより、分割された電圧指令ｅop
* とｅon* の振幅を図９(イ)のように調整しても、ユニ
ポーラ変調では両者を加算するために、結果的に、正側
電圧指令ｅp*と負側電圧指令ｅn*は変化せず、図９(ロ)
と(ハ)ように平衡している。
して、直流電圧ＶdpとＶdnの差電圧(Ｖdp−Ｖdn)の直流
成分に応じた信号ΔＶにより、分割された電圧指令ｅop
* とｅon* の振幅を図９(イ)のように調整しても、ユニ
ポーラ変調では両者を加算するために、結果的に、正側
電圧指令ｅp*と負側電圧指令ｅn*は変化せず、図９(ロ)
と(ハ)ように平衡している。
【００４０】従って、特開平2−101969 号公報に示され
た抑制技術はユニポーラ変調方式では、直流電圧Ｖdpと
Ｖdnの直流成分の不平衡を抑制することは出来ない。
た抑制技術はユニポーラ変調方式では、直流電圧Ｖdpと
Ｖdnの直流成分の不平衡を抑制することは出来ない。
【００４１】そこで、図１の実施例では、コンデンサ２
２と２３で分圧された直流電圧ＶdpとＶdnの不平衡(例
えば、Ｖdp＜Ｖdn)を抑制するため、変調手段５の電圧
不平衡抑制手段５４では、極性判別分配器５４２ｐと５
４２ｎで基本波(sin）発生手段５１１の出力である基本
正弦波の極性を判別・分配してそれぞれ１と０で出力
し、これら出力と、差電圧検出手段５４１が出力する直
流電圧ＶdpとＶdnの差電圧(Ｖdp−Ｖdn)の直流成分に応
じた信号ΔＶ（この信号はここではＶdp＜Ｖdnのため負
となる）を乗算器５４３ｐと５４３ｎで乗算し、そのΔ
Ｖを図１０(ロ)のようにΔＶpとΔＶnに分けて出力す
る。
２と２３で分圧された直流電圧ＶdpとＶdnの不平衡(例
えば、Ｖdp＜Ｖdn)を抑制するため、変調手段５の電圧
不平衡抑制手段５４では、極性判別分配器５４２ｐと５
４２ｎで基本波(sin）発生手段５１１の出力である基本
正弦波の極性を判別・分配してそれぞれ１と０で出力
し、これら出力と、差電圧検出手段５４１が出力する直
流電圧ＶdpとＶdnの差電圧(Ｖdp−Ｖdn)の直流成分に応
じた信号ΔＶ（この信号はここではＶdp＜Ｖdnのため負
となる）を乗算器５４３ｐと５４３ｎで乗算し、そのΔ
Ｖを図１０(ロ)のようにΔＶpとΔＶnに分けて出力す
る。
【００４２】このΔＶpとΔＶnを図１０(イ)の分割され
た電圧指令ｅop*とｅon*に、加算器５２５ｐと５２５ｎ
でそれぞれ加えて、図１０(ハ)の正側電圧指令ｅp*と図
１０(ニ)の負側電圧指令ｅn*を得る。
た電圧指令ｅop*とｅon*に、加算器５２５ｐと５２５ｎ
でそれぞれ加えて、図１０(ハ)の正側電圧指令ｅp*と図
１０(ニ)の負側電圧指令ｅn*を得る。
【００４３】その結果、インバータ出力相電圧は図１０
(ホ)のようになる。すなわち、基本波電圧指令ｅo*と同
一極性のインバータの正の出力パルスの幅が狭くなり、
基本波電圧指令ｅo*と同一極性のインバータの負の出力
パルスの幅が広くなる。このとき、正側の中性点期間が
増加し、負側の中性点期間が減少するので、中性点Ｎの
通流状態を表現するスイッチング関数は図１０(ト)のよ
うになって、そのスイッチング関数の１の期間は、基本
波電圧指令ｅo*の正と負のサイクルでみると、不平衡と
なる。従って、このスイッチング関数に図１０(ヘ)の電
動機４電流を乗算した中性点Ｎ電流は、図１０(チ)のよ
うに、正と負のサイクルで不平衡となって、破線の正の
直流成分を含むようになる。この正の直流成分は、コン
デンサ２２の充電電流となり、またコンデンサ２３の放
電電流となって、直流電圧Ｖｄｐを増加させ、また直流
電圧Ｖｄｎを減少させて、直流電圧ＶdpとＶdnの直流成
分の不平衡(Ｖdp＜Ｖdn)を抑制するように作用する。ま
た、インバータ出力相電圧に含まれる直流成分はインバ
ータ３の出力線間電圧（例えばＵ−Ｖ間）では打ち消さ
れて表われず、電動機４電流にも直流成分は含まれな
い。
(ホ)のようになる。すなわち、基本波電圧指令ｅo*と同
一極性のインバータの正の出力パルスの幅が狭くなり、
基本波電圧指令ｅo*と同一極性のインバータの負の出力
パルスの幅が広くなる。このとき、正側の中性点期間が
増加し、負側の中性点期間が減少するので、中性点Ｎの
通流状態を表現するスイッチング関数は図１０(ト)のよ
うになって、そのスイッチング関数の１の期間は、基本
波電圧指令ｅo*の正と負のサイクルでみると、不平衡と
なる。従って、このスイッチング関数に図１０(ヘ)の電
動機４電流を乗算した中性点Ｎ電流は、図１０(チ)のよ
うに、正と負のサイクルで不平衡となって、破線の正の
直流成分を含むようになる。この正の直流成分は、コン
デンサ２２の充電電流となり、またコンデンサ２３の放
電電流となって、直流電圧Ｖｄｐを増加させ、また直流
電圧Ｖｄｎを減少させて、直流電圧ＶdpとＶdnの直流成
分の不平衡(Ｖdp＜Ｖdn)を抑制するように作用する。ま
た、インバータ出力相電圧に含まれる直流成分はインバ
ータ３の出力線間電圧（例えばＵ−Ｖ間）では打ち消さ
れて表われず、電動機４電流にも直流成分は含まれな
い。
【００４４】以上のように、本実施例よれば、ダイポー
ラ変調方式において、制御が簡単で、しかも、効果的に
直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡を抑制すること
ができる。
ラ変調方式において、制御が簡単で、しかも、効果的に
直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡を抑制すること
ができる。
【００４５】ところで、図１０は力行モードの場合であ
るが、回生モードの場合では、電動機４の電流が図１０
(へ)とは概ね逆極性になるので、中性点Ｎ電流に含まれ
る直流成分も図１０(チ)の破線とは逆極性になるため、
直流電圧ＶdpとＶdnの差電圧(Ｖdp−Ｖdn)の直流成分に
応じた信号ΔＶを分配したΔＶpとΔＶnは図１０(ロ)と
は逆極性となるように切り替える必要がある。
るが、回生モードの場合では、電動機４の電流が図１０
(へ)とは概ね逆極性になるので、中性点Ｎ電流に含まれ
る直流成分も図１０(チ)の破線とは逆極性になるため、
直流電圧ＶdpとＶdnの差電圧(Ｖdp−Ｖdn)の直流成分に
応じた信号ΔＶを分配したΔＶpとΔＶnは図１０(ロ)と
は逆極性となるように切り替える必要がある。
【００４６】すなわち、電気車のように力行モードの他
回生モードを有する場合は、回生時にも中性点の電圧不
平衡を抑制すべきである。図１に基づいて説明する。
回生モードを有する場合は、回生時にも中性点の電圧不
平衡を抑制すべきである。図１に基づいて説明する。
【００４７】変調手段５の電圧不平衡抑制手段５４には
極性選択手段５４４及び乗算器545が設けられ、これら
構成を設けたことにより、力行時と回生時でΔＶpとΔ
Ｖnの極性を反転させることができ、両時において、中
性点電圧の不平衡を抑制することができる。
極性選択手段５４４及び乗算器545が設けられ、これら
構成を設けたことにより、力行時と回生時でΔＶpとΔ
Ｖnの極性を反転させることができ、両時において、中
性点電圧の不平衡を抑制することができる。
【００４８】極性選択手段５４４は、図示しない運転台
からの力行／回生指令から、力行時には１を、回生時に
は−１を出力する。乗算器５４５により、極性選択手段
544の出力に応じて基本波発生手段５１１の出力が反転
され、力行時と回生時のΔVpとΔＶnの極性を反転させ
るものである。
からの力行／回生指令から、力行時には１を、回生時に
は−１を出力する。乗算器５４５により、極性選択手段
544の出力に応じて基本波発生手段５１１の出力が反転
され、力行時と回生時のΔVpとΔＶnの極性を反転させ
るものである。
【００４９】尚、本実施例では運転台からの力行／回生
指令に応動するよう構成したが、出力電圧と出力電流か
ら、或いは、直流電圧と直流入力電流から電力を求め
て、この電力の極性を力行／回生指令に対応させても良
い。
指令に応動するよう構成したが、出力電圧と出力電流か
ら、或いは、直流電圧と直流入力電流から電力を求め
て、この電力の極性を力行／回生指令に対応させても良
い。
【００５０】表２に力行時と回生時における極性を示
す。
す。
【００５１】
【表２】
【００５２】以上本実施例によれば、力行／回生と云っ
た運転状態に依存することなく、常に確実にコンデンサ
電圧の不平衡を抑制することができる。
た運転状態に依存することなく、常に確実にコンデンサ
電圧の不平衡を抑制することができる。
【００５３】ダイポーラ変調方式における本実施例の変
形として、図１０のように、ΔＶpを電圧指令ｅop*
に、ΔＶnを電圧指令ｅon*にそれぞれ加えて、基本波電
圧指令ｅo*と同一極性のインバータの出力パルスの幅を
調整するのではなく、図１１のように、ΔＶpを電圧指
令ｅon*から、ΔＶnを電圧指令ｅop*からそれぞれ減じ
て、基本波電圧指令ｅo*と逆極性のインバータの出力パ
ルスの幅を調整する（基本波電圧指令ｅo*が正のとき負
側のパルス幅を狭くし、反対に負のとき正側パルス幅を
広くする）ようにしても、同様な抑制効果が得られる。
また、図１０及び図１１において、片側のパルス幅のみ
作用、すなわち、ΔＶp のみを作用或いはΔＶn のみを
作用させても、同様な抑制効果が得られる。
形として、図１０のように、ΔＶpを電圧指令ｅop*
に、ΔＶnを電圧指令ｅon*にそれぞれ加えて、基本波電
圧指令ｅo*と同一極性のインバータの出力パルスの幅を
調整するのではなく、図１１のように、ΔＶpを電圧指
令ｅon*から、ΔＶnを電圧指令ｅop*からそれぞれ減じ
て、基本波電圧指令ｅo*と逆極性のインバータの出力パ
ルスの幅を調整する（基本波電圧指令ｅo*が正のとき負
側のパルス幅を狭くし、反対に負のとき正側パルス幅を
広くする）ようにしても、同様な抑制効果が得られる。
また、図１０及び図１１において、片側のパルス幅のみ
作用、すなわち、ΔＶp のみを作用或いはΔＶn のみを
作用させても、同様な抑制効果が得られる。
【００５４】次に、バイアス量Ｂを０にして、ユニポー
ラ変調方式に移行した場合、分割されて電圧指令ｅop*
とｅon*は図１２(イ)のようになり、またこれらに図１
２(ロ)のΔＶpとΔＶnがそれぞれ加えられた正側電圧指
令ｅp*と負側電圧指令ｅn*は図１２(ハ)と(ニ)の太線の
ようになる。その結果、インバータ出力相電圧は図１２
(ホ)になる。このとき、インバータ出力相電圧に含まれ
る直流成分はインバータ３の出力線間電圧（例えばＵ−
Ｖ間）では打ち消されて表われず、電動機４の電流にも
直流成分は含まれない。
ラ変調方式に移行した場合、分割されて電圧指令ｅop*
とｅon*は図１２(イ)のようになり、またこれらに図１
２(ロ)のΔＶpとΔＶnがそれぞれ加えられた正側電圧指
令ｅp*と負側電圧指令ｅn*は図１２(ハ)と(ニ)の太線の
ようになる。その結果、インバータ出力相電圧は図１２
(ホ)になる。このとき、インバータ出力相電圧に含まれ
る直流成分はインバータ３の出力線間電圧（例えばＵ−
Ｖ間）では打ち消されて表われず、電動機４の電流にも
直流成分は含まれない。
【００５５】また、中性点Ｎの通流状態を表現するスイ
ッチング関数も図１２(ト)のようになって、そのスイッ
チング関数の１の期間は、基本波電圧指令ｅo*の正と負
のサイクルでみると、不平衡となる。従って、このスイ
ッチング関数に図１２(ヘ)の電動機４電流を乗算した中
性点Ｎ電流は、図１２(チ)のように、正と負のサイクル
で不平衡となって、破線の正の直流成分を含むようにな
る。この正の直流成分は、コンデンサ２２の充電電流と
なり、またコンデンサ２３の放電電流となって、直流電
圧Ｖdpを増加させ、また直流電圧Ｖdnを減少させて、直
流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡(Ｖdp＜Ｖdn)を抑
制するように作用する。
ッチング関数も図１２(ト)のようになって、そのスイッ
チング関数の１の期間は、基本波電圧指令ｅo*の正と負
のサイクルでみると、不平衡となる。従って、このスイ
ッチング関数に図１２(ヘ)の電動機４電流を乗算した中
性点Ｎ電流は、図１２(チ)のように、正と負のサイクル
で不平衡となって、破線の正の直流成分を含むようにな
る。この正の直流成分は、コンデンサ２２の充電電流と
なり、またコンデンサ２３の放電電流となって、直流電
圧Ｖdpを増加させ、また直流電圧Ｖdnを減少させて、直
流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡(Ｖdp＜Ｖdn)を抑
制するように作用する。
【００５６】さらに、図３の部分的なダイポーラ変調方
式，図５の過変調方式及び図６の１パルス変調方式にお
いても、同様にして、直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の
不平衡を抑制できるということは理解できるであろう。
式，図５の過変調方式及び図６の１パルス変調方式にお
いても、同様にして、直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の
不平衡を抑制できるということは理解できるであろう。
【００５７】以上のように、本実施例によれば、ダイポ
ーラ変調方式における直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の
不平衡の抑制方式を改善したことにより、ダイポーラ変
調方式以外の変調方式にもそのまま適用できるという効
果がある。
ーラ変調方式における直流電圧ＶdpとＶdnの直流成分の
不平衡の抑制方式を改善したことにより、ダイポーラ変
調方式以外の変調方式にもそのまま適用できるという効
果がある。
【００５８】さらに、本実施例によれば、ダイポーラ変
調方式とそれ以外の変調方式が適用される電気車の制御
装置においては、使用されるすべての変調方式で直流電
圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡を抑制する制御を共用
することにより、抑制制御を簡略化することができると
いう効果がある。
調方式とそれ以外の変調方式が適用される電気車の制御
装置においては、使用されるすべての変調方式で直流電
圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡を抑制する制御を共用
することにより、抑制制御を簡略化することができると
いう効果がある。
【００５９】本実施例において、変調手段５の電圧不平
衡抑制手段５４は、差電圧検出手段５４１が出力する直
流電圧ＶdpとＶdnの差電圧の直流成分に応じた信号ΔＶ
を、図１０(ロ)のような方形波状のΔＶpとΔＶnに分け
て出力するのではなく、図１３のような半波の正弦波状
のΔＶpとΔＶnに分けて出力しても、前述のような抑制
効果が得られることはいうまでもない。そのためには、
図１の実施例において、電圧平衡手段５４の極性判別分
配器５４２ｐと５４２ｎを電圧指令分割手段５２の極性
判別分配器５２６ｐと５２７ｐのような極性判別分配器
に変更すればよい。
衡抑制手段５４は、差電圧検出手段５４１が出力する直
流電圧ＶdpとＶdnの差電圧の直流成分に応じた信号ΔＶ
を、図１０(ロ)のような方形波状のΔＶpとΔＶnに分け
て出力するのではなく、図１３のような半波の正弦波状
のΔＶpとΔＶnに分けて出力しても、前述のような抑制
効果が得られることはいうまでもない。そのためには、
図１の実施例において、電圧平衡手段５４の極性判別分
配器５４２ｐと５４２ｎを電圧指令分割手段５２の極性
判別分配器５２６ｐと５２７ｐのような極性判別分配器
に変更すればよい。
【００６０】本発明は、図２で説明したダイポーラ変調
方式とは異なったダイポーラ変調方式、すなわち、基本
波電圧指令ｅo*を基にして、図１４(イ)のような２つの
半波の正弦波状が分割された電圧指令ｅop*とｅon* を
作成し、この電圧指令ｅop*とｅon* から図１４(ロ)の
正側電圧指令ｅp*と図１４(ハ)の負側電圧指令ｅn*を作
成して、図１４(ニ)のように、インバータ出力相電圧の
基本波と逆極性の出力パルスの幅を一定として、インバ
ータの出力パルスを正負交互に零電圧を介して発生させ
るダイポーラ変調方式にも適用できるということはいう
までもない。
方式とは異なったダイポーラ変調方式、すなわち、基本
波電圧指令ｅo*を基にして、図１４(イ)のような２つの
半波の正弦波状が分割された電圧指令ｅop*とｅon* を
作成し、この電圧指令ｅop*とｅon* から図１４(ロ)の
正側電圧指令ｅp*と図１４(ハ)の負側電圧指令ｅn*を作
成して、図１４(ニ)のように、インバータ出力相電圧の
基本波と逆極性の出力パルスの幅を一定として、インバ
ータの出力パルスを正負交互に零電圧を介して発生させ
るダイポーラ変調方式にも適用できるということはいう
までもない。
【００６１】また、ダイポーラ変調方式とそれ以外の変
調方式が適用される３レベルインバータにおいて、それ
ぞれの変調方式に対応して（例えば、ダイポーラ変調方
式では特開平2−101969 号公報に示された技術を用い、
ユニポーラ変調方式では、文献に示された技術）直流
電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡の抑制方式を切り替
える手段を設けても良いということはいうまでもない。
調方式が適用される３レベルインバータにおいて、それ
ぞれの変調方式に対応して（例えば、ダイポーラ変調方
式では特開平2−101969 号公報に示された技術を用い、
ユニポーラ変調方式では、文献に示された技術）直流
電圧ＶdpとＶdnの直流成分の不平衡の抑制方式を切り替
える手段を設けても良いということはいうまでもない。
【００６２】
【発明の効果】本発明によれば、ダイポーラ変調方式に
おいて、制御が簡単で、しかも効果的に２つの直流電圧
の直流成分の不平衡を抑制することができる。
おいて、制御が簡単で、しかも効果的に２つの直流電圧
の直流成分の不平衡を抑制することができる。
【００６３】また、ダイポーラ変調方式とそれ以外の変
調方式が適用される電気車の制御装置においては、２つ
の直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する制御を簡略化
することができる。
調方式が適用される電気車の制御装置においては、２つ
の直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する制御を簡略化
することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図。
【図２】ダイポーラ変調の動作説明図。
【図３】部分的なダイポーラ変調の動作説明図。
【図４】ユニポーラ変調の動作説明図。
【図５】過変調の動作説明図。
【図６】１パルス変調の動作説明図。
【図７】ダイポーラ変調時の中性点に入出する電流の動
作説明図。
作説明図。
【図８】ダイポーラ変調に従来技術を適用した場合の動
作説明図。
作説明図。
【図９】ユニポーラ変調に従来技術を適用した場合の動
作説明図。
作説明図。
【図１０】本発明のダイポーラ変調における動作説明
図。
図。
【図１１】本発明のダイポーラ変調における他の実施例
の動作説明図。
の動作説明図。
【図１２】本発明のユニポーラ変調における動作説明
図。
図。
【図１３】２つの直流電圧の差電圧の直流成分相当信号
の説明図。
の説明図。
【図１４】図２のダイポーラ変調と異なるダイポーラ変
調の動作説明図。
調の動作説明図。
１…直流架線、３…３レベルインバータ、４…誘導電動
機、５…変調手段、２２，２３…分圧コンデンサ、５１
…基本波電圧指令発生手段、５２…電圧指令分割手段、
５３…パルス発生手段、５４…電圧不平衡抑制手段。
機、５…変調手段、２２，２３…分圧コンデンサ、５１
…基本波電圧指令発生手段、５２…電圧指令分割手段、
５３…パルス発生手段、５４…電圧不平衡抑制手段。
Claims (24)
- 【請求項１】直流電圧を分圧する直列接続されたコンデ
ンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器と、この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周
期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって
表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生
させる信号を前記電力変換器に供給する変調手段とを備
えた電力変換器の制御装置において、前記分圧された直
流の差電圧の直流成分に応じて、前記出力相電圧の正若
しくは負の出力パルスのいずれか一方の出力パルスの幅
を調整する手段を備えた電力変換器の制御装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記出力パルスの幅を
調整する手段は、前記変調手段に備えられた電力変換器
の制御装置。 - 【請求項３】直流電圧を分圧する直列接続されたコンデ
ンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器と、この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周
期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって
表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生
させる信号を前記電力変換器に供給する変調手段とを備
えた電力変換器の制御装置において、前記分圧された直
流の差電圧の直流成分に応じて、前記出力相電圧の基本
波と同一極性の前記出力パルスの幅を調整する手段を備
えた電力変換器の制御装置。 - 【請求項４】請求項３において、前記出力パルスの幅を
調整する手段は、前記変調手段に備えられた電力変換器
の制御装置。 - 【請求項５】請求項３において、前記出力パルスの幅を
調整する手段は、前記出力相電圧の基本波の正負両極性
で前記出力パルスの幅を調整する手段である電力変換器
の制御装置。 - 【請求項６】請求項３において、前記出力パルスの幅を
調整する手段は、前記出力相電圧の基本波の正若しくは
負のいずれかの極性で前記出力パルスの幅を調整する手
段である電力変換器の制御装置。 - 【請求項７】直流電圧を分圧する直列接続されたコンデ
ンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器と、この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周
期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって
表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生
させる信号を前記電力変換器に供給する変調手段とを備
えた電力変換器の制御装置において、前記分圧された直
流の差電圧の直流成分に応じて、力行時は前記出力相電
圧の基本波と同一極性の前記出力パルスの幅を調整し、
回生時は前記出力相電圧の基本波と逆極性の前記出力パ
ルスの幅を調整する手段を備えた電力変換器の制御装
置。 - 【請求項８】請求項７において、前記出力パルスの幅を
調整する手段は、前記変調手段に備えられた電力変換器
の制御装置。 - 【請求項９】請求項７において、前記出力パルスの幅を
調整する手段は、前記出力相電圧の基本波の正負両極性
で前記出力パルスの幅を調整する手段である電力変換器
の制御装置。 - 【請求項１０】請求項７において、前記出力パルスの幅
を調整する手段は、前記出力相電圧の基本波の正若しく
は負のいずれかの極性で前記出力パルスの幅を調整する
手段である電力変換器の制御装置。 - 【請求項１１】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器と、この電力変換器の出力相電圧の基本波の半周
期が正負のパルス間に零電位を有するパルス列によって
表現された出力パルスの列を前記電力変換器の相に発生
させる信号を前記電力変換器に供給する変調手段とを備
えた電力変換器の制御装置において、前記分圧された直
流の差電圧の直流成分に応じて、前記出力相電圧の基本
波と逆極性の前記出力パルスの幅を調整する手段を備え
た電力変換器の制御装置。 - 【請求項１２】請求項１１において、前記出力パルスの
幅を調整する手段は、前記変調手段に備えられた電力変
換器の制御装置。 - 【請求項１３】請求項１１において、前記出力パルスの
幅を調整する手段は、前記出力相電圧の基本波の正負両
極性で前記出力パルスの幅を調整する手段である電力変
換器の制御装置。 - 【請求項１４】請求項１１において、前記出力パルスの
幅を調整する手段は、前記出力相電圧の基本波の正若し
くは負のいずれかの極性で前記出力パルスの幅を調整す
る手段である電力変換器の制御装置。 - 【請求項１５】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器とを備えた電力変換器の制御装置において、この
電力変換器に出力させる電圧の振幅指令及び周波数指令
に基づいて作成された基本波電圧指令を、前記電力変換
器の相に正の出力パルスを発生させる正側電圧指令と負
の出力パルスを発生させる負側電圧指令に分割し、これ
ら電圧指令に基づき前記電力変換器を構成するスイッチ
ング素子をオン・オフ制御する信号を作成する変調手段
と、前記分圧された直流の差電圧の直流成分に応じた信
号を前記基本波電圧指令の極性に対応して分配する手段
と、この分配手段の出力を前記正側電圧指令若しくは負
側電圧指令に重畳する手段とを備えた電力変換器の制御
装置。 - 【請求項１６】請求項１５において、前記重畳手段は、
前記正側電圧指令若しくは負側電圧指令に、これら電圧
指令と同一極性の前記分配手段の出力を重畳する電力変
換器の制御装置。 - 【請求項１７】請求項１５において、前記重畳手段は、
前記正側電圧指令若しくは負側電圧指令に、これら電圧
指令と逆極性の前記分配手段の出力を重畳する電力変換
器の制御装置。 - 【請求項１８】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器と、この電力変換器により駆動される交流電動機
とを備えた電気車の制御装置において、前記電力変換器
に供給する電圧指令及び周波数指令に基づいて、前記電
力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が零電位を介し
た正負交互のパルス列によって表現された出力パルスの
列を前記電力変換器の相に発生させる信号を前記電力変
換器に供給する第１の変調モードと、前記第１の変調モ
ードにおける出力パルスの列とは異なる出力パルスの列
を前記電力変換器の相に発生させる信号を前記電力変換
器に供給する第２の変調モードとを有する変調手段と、
前記第１の変調モード及び第２の変調モードにおいて、
前記分圧された直流電圧の直流成分の不平衡を抑制する
単一の直流成分不平衡抑制手段とを備えた電気車の制御
装置。 - 【請求項１９】請求項１７において、前記第２の変調モ
ードは、正負のパルスが交互に零電位を介して現れる期
間とパルスが前記出力相電圧の基本波と同一極性で現れ
る期間とが前記出力相電圧の基本波の半周期中に存在す
る出力パルスの列を前記電力変換器の相電圧として出力
する部分的ダイポーラ変調を行うモード、前記出力相電
圧の基本波と同一極性の出力パルスの列であって、前記
出力相電圧の基本波の半周期中に含まれる前記出力パル
スの数が複数存在する出力パルスの列を前記電力変換器
の相電圧として出力するユニポーラ変調を行うモード、
前記出力相電圧の基本波と同一極性の出力パルスの列で
あって、前記出力相電圧の基本波の半周期中に含まれる
前記出力パルスの数が前記ユニポーラ変調モードにおけ
る前記出力相電圧の基本波の半周期中に含まれる前記出
力パルスの数よりも少ない出力パルスの列を前記電力変
換器の相電圧として出力する過変調を行うモード、若し
くは、前記電力変換器の出力パルスが前記出力相電圧の
基本波と同一極性であって、前記出力相電圧の半周期中
に含まれる出力パルスの数が１つである出力パルスの列
を前記電力変換器の相電圧として出力する１パルス変調
を行うモードのうち少なくとも一つの変調を行うモード
である電気車の制御装置。 - 【請求項２０】請求項１８において、前記単一の直流成
分不平衡抑制手段は、前記電力変換器の出力相電圧の基
本波と同一極性の出力パルスの幅を、前記分圧された直
流電圧の差電圧の直流成分に応じて調整する手段である
電気車の制御装置。 - 【請求項２１】請求項１８において、前記変調手段は、
前記電力変換器に出力させる電圧の振幅指令及び周波数
指令に基づいて作成された基本波電圧指令を、前記電力
変換器に正の出力パルスを発生させる正側電圧指令と前
記電力変換器に負の出力パルスを発生させる負側電圧指
令に分割する手段と、これら電圧指令に変化するバイア
スを与える手段と、これら電圧指令に基づき前記電力変
換器を構成するスイッチング素子をオン・オフ制御する
信号を作成する手段とを有するものであり、前記単一の
直流成分不平衡抑制手段は、前記分圧された直流電圧の
差電圧の直流成分に応じた信号を前記基本波電圧指令の
極性に対応して分配する手段と、この分配手段の出力を
前記分割された正側と負側の電圧指令に重畳する手段と
を有するものである電気車の制御装置。 - 【請求項２２】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器と、この出力相電圧の基本波と逆極性の前記電力
変換器の相に発生するパルスの幅が一定であり、この電
力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が正及び負のパ
ルス間に零電位を有するパルス列によって表現された出
力パルスの列を前記電力変換器の相に発生させる信号を
前記電力変換器に供給する変調手段とを備えた電力変換
器の制御装置において、前記変調手段は、前記分圧され
た直流の差電圧の直流成分に応じた信号を、前記出力相
電圧の基本波電圧指令に重畳する手段を備えたことを特
徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項２３】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電される直流を正，
零，負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換器とを備えた電力変換器の制御装置において、前記
電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期が零電位を介
した正負交互のパルス列によって表現された出力パルス
の列を前記電力変換器の相に発生させる信号を前記電力
変換器に供給する第１の変調モードと、前記電力変換器
の出力相電圧の基本波と同一極性の出力パルスの列を前
記電力変換器の相に発生させる信号を前記電力変換器に
供給する第２の変調モードとを有する変調手段と、前記
第１の変調モードにおいて、前記分圧された直流電圧の
直流成分の不平衡を抑制する第１の抑制手段と、前記第
２の変調モードにおいて、前記分圧された直流電圧の直
流成分の不平衡を抑制する第２の抑制手段と、これら抑
制手段を前記第１の変調モードと前記第２の変調モード
に応じて切り換える手段とを備えた電力変換器の制御装
置。 - 【請求項２４】請求項２３において、前記第１の抑制手
段は、前記分圧された直流の差電圧の直流成分に応じ
て、前記正及び負のパルスの幅を調整する手段である電
力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5097364A JPH0630564A (ja) | 1992-04-24 | 1993-04-23 | 電力変換器の制御装置及びこれを利用した電気車の制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10641392 | 1992-04-24 | ||
| JP4-106413 | 1992-04-24 | ||
| JP5097364A JPH0630564A (ja) | 1992-04-24 | 1993-04-23 | 電力変換器の制御装置及びこれを利用した電気車の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630564A true JPH0630564A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=26438548
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5097364A Pending JPH0630564A (ja) | 1992-04-24 | 1993-04-23 | 電力変換器の制御装置及びこれを利用した電気車の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630564A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006141090A (ja) * | 2004-11-10 | 2006-06-01 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2006238694A (ja) * | 2005-02-24 | 2006-09-07 | Schneider Electric Industries Sas | コンバータを制御するための装置および方法とそのような装置の１つを備えた電気的なコンバータ |
| US7581764B2 (en) | 2004-11-30 | 2009-09-01 | Ckd Corporation | Connection seal structure for fluidic device |
| JP2014087105A (ja) * | 2012-10-19 | 2014-05-12 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2017153366A (ja) * | 2017-06-07 | 2017-08-31 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| EP2757677A3 (en) * | 2013-01-16 | 2017-12-13 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd | Multilevel inverter |
-
1993
- 1993-04-23 JP JP5097364A patent/JPH0630564A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006141090A (ja) * | 2004-11-10 | 2006-06-01 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP4498891B2 (ja) * | 2004-11-10 | 2010-07-07 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 半導体電力変換装置 |
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| JP2017153366A (ja) * | 2017-06-07 | 2017-08-31 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
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