JPH0629753A - 高周波負帰還増幅器 - Google Patents
高周波負帰還増幅器Info
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- JPH0629753A JPH0629753A JP4178718A JP17871892A JPH0629753A JP H0629753 A JPH0629753 A JP H0629753A JP 4178718 A JP4178718 A JP 4178718A JP 17871892 A JP17871892 A JP 17871892A JP H0629753 A JPH0629753 A JP H0629753A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高周波負帰還増幅器を構成する帯域通過フィ
ルタの比帯域が広がり、広帯域の高周波負帰還増幅器を
提供する。 【構成】 高周波増幅器と、この増幅器の入力側にに接
続された帯域通過フィルタと、前記増幅器の出力側から
前記帯域通過フィルタの入力側へ帰還をかける帰還回路
とを具備した高周波負帰還増幅器において、前記帯域通
過フィルタを、例えばインダクタＬおよびキャパシタ
Ｃ、抵抗Ｒからなる直列共振回路の複数個を並列に接続
して構成し、かつ前記帯域通過フィルタを構成する複数
個の直列共振回路が複数個の共振周波数を持つようにす
る。
ルタの比帯域が広がり、広帯域の高周波負帰還増幅器を
提供する。 【構成】 高周波増幅器と、この増幅器の入力側にに接
続された帯域通過フィルタと、前記増幅器の出力側から
前記帯域通過フィルタの入力側へ帰還をかける帰還回路
とを具備した高周波負帰還増幅器において、前記帯域通
過フィルタを、例えばインダクタＬおよびキャパシタ
Ｃ、抵抗Ｒからなる直列共振回路の複数個を並列に接続
して構成し、かつ前記帯域通過フィルタを構成する複数
個の直列共振回路が複数個の共振周波数を持つようにす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、相互変調歪みの低減
や、利得の安定化のために負帰還回路を設けた高周波負
帰還増幅器に関する。
や、利得の安定化のために負帰還回路を設けた高周波負
帰還増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】先ず、図７を参照して従来の高周波負帰
還増幅器について説明する。
還増幅器について説明する。
【０００３】ＩＮは信号の入力端で、ここから入力した
信号は帯域通過フィルタ７１を通って増幅器７２に加え
られる。増幅器７２で増幅された信号は出力端ＯＵＴか
ら出力される。
信号は帯域通過フィルタ７１を通って増幅器７２に加え
られる。増幅器７２で増幅された信号は出力端ＯＵＴか
ら出力される。
【０００４】また、点線で囲まれた７３は帰還回路で、
帰還回路７３は増幅器７２の出力側に結合しており、出
力の一部を帯域通過フィルタ７１の入力側に帰還してい
る。ここで増幅器７２の伝達関数をＡ，また帰還回路７
３、帯域通過フィルタ７１の各伝達関数をそれぞれＢ、
Ｃとすると、次の関係が得られる。
帰還回路７３は増幅器７２の出力側に結合しており、出
力の一部を帯域通過フィルタ７１の入力側に帰還してい
る。ここで増幅器７２の伝達関数をＡ，また帰還回路７
３、帯域通過フィルタ７１の各伝達関数をそれぞれＢ、
Ｃとすると、次の関係が得られる。
【０００５】 Ａ＝ａ×ｅｘｐ（−ｊτａΔω） ……（１） Ｂ＝ｂ×ｅｘｐ（−ｊτｂΔω） ……（２） Ｃ＝ｃ／（１＋ｊＴΔω） ……（３） なお帰還回路７３の伝達関数Ｃには、その入、出力部の
結合器の特性を含んでいる。
結合器の特性を含んでいる。
【０００６】上記の各式で、ａ…増幅器７２の中心周波
数での利得、ｂ…帰還回路７３の中心周波数での挿入損
失、ｃ…帯域通過フィルタ７１の中心周波数での挿入損
失、τａ…増幅器７２の群遅延時間、τｂ…帰還回路７
３の群遅延時間、Ｔ…帯域通過フィルタ７１の時定数、
Δω…中心周波数との偏差、である。
数での利得、ｂ…帰還回路７３の中心周波数での挿入損
失、ｃ…帯域通過フィルタ７１の中心周波数での挿入損
失、τａ…増幅器７２の群遅延時間、τｂ…帰還回路７
３の群遅延時間、Ｔ…帯域通過フィルタ７１の時定数、
Δω…中心周波数との偏差、である。
【０００７】ここで、帯域通過フィルタ７１の帯域内リ
ップルが３ｄＢ以下となる帯域幅をＢＷとすると、 Ｔ＝１／πＢＷ ……（４） となる。
ップルが３ｄＢ以下となる帯域幅をＢＷとすると、 Ｔ＝１／πＢＷ ……（４） となる。
【０００８】上記の関係がある場合、出力電圧ｅ0 は、
次のように表せる。
次のように表せる。
【０００９】 ｅ0 ＝（ＡＣ／１＋ＡＢＣ）・ｅi ＋（１／１＋ＡＢＣ）・ｅim …（５） ここで ｅi …入力電圧、ｅim…増幅器から発生した歪電圧、で
ある。
ある。
【００１０】式（５）から、増幅器の利得は（ＡＣ／１
＋ＡＢＣ）倍に増大し、また歪電圧は（１／１＋ＡＢ
Ｃ）倍に減少する。
＋ＡＢＣ）倍に増大し、また歪電圧は（１／１＋ＡＢ
Ｃ）倍に減少する。
【００１１】また、開ループ利得ＡＢＣをＧＬとする
と、高周波負帰還増幅器の安定性は開ループ利得ＧＬで
決定される。そして高周波負帰還増幅器の安定性を表す
フェーズマージンθは、次の式（６）で表せる。
と、高周波負帰還増幅器の安定性は開ループ利得ＧＬで
決定される。そして高周波負帰還増幅器の安定性を表す
フェーズマージンθは、次の式（６）で表せる。
【００１２】 θ＝１８０°−｜φ（ωc ）｜ ……（６） ここで ωc …｜ＡＢＣ｜＝１となる角周波数、φ（ω）…角
（ＡＢＣ）、である。
（ＡＢＣ）、である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、高周波負帰
還増幅器においては、動作を安定にするため、増幅器の
入力側に帯域通過フィルタを接続し、その通過位相偏差
を帯域内で±９０°の範囲になるようにしている。
還増幅器においては、動作を安定にするため、増幅器の
入力側に帯域通過フィルタを接続し、その通過位相偏差
を帯域内で±９０°の範囲になるようにしている。
【００１４】また帰還回路の存在によって発振が起きな
いように、帯域通過フィルタとして、図８に示すような
インダクタＬとキャパシタＣとからなる１段形の直列共
振回路を使用している。
いように、帯域通過フィルタとして、図８に示すような
インダクタＬとキャパシタＣとからなる１段形の直列共
振回路を使用している。
【００１５】例えば、図８のように帯域通過フィルタを
インダクタＬとキャパシタＣで構成し、中心周波数Ｆ0
＝１ＧＨz 、帯域幅ＢＷ＝１０ＭＨz とすると、帯域通
過フィルタの挿入損失特性は図９（イ）のようになる。
インダクタＬとキャパシタＣで構成し、中心周波数Ｆ0
＝１ＧＨz 、帯域幅ＢＷ＝１０ＭＨz とすると、帯域通
過フィルタの挿入損失特性は図９（イ）のようになる。
【００１６】なお、図９で横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦
軸は挿入損（ｄＢ）である。
軸は挿入損（ｄＢ）である。
【００１７】また、そのときの帯域通過フィルタの伝達
関数を極座標で表示すると図１０（イ）のようになるこ
こで、式（１）で示される増幅器の利得が４８ｄＢ、式
（２）で示される帰還回路の損失が３０ｄＢ、増幅器と
帰還回路の群遅延時間τａ、τｂの和τａ＋τｂ＝３ｎ
Ｓとし、そして図９や図１０の（イ）で示された特性の
帯域通過フィルタを用い、開ループ利得ＧＬが０ｄＢの
場合、つまり式（３）で表される帯域通過フィルタの損
失が１８ｄＢとなるとき、そのときの帯域通過フィルタ
の帯域幅に対する３ｄＢ帯域幅ＢＷを比帯域と定義する
と、図９（イ）の特性の帯域通過フィルタは、比帯域＝
１２％となる。
関数を極座標で表示すると図１０（イ）のようになるこ
こで、式（１）で示される増幅器の利得が４８ｄＢ、式
（２）で示される帰還回路の損失が３０ｄＢ、増幅器と
帰還回路の群遅延時間τａ、τｂの和τａ＋τｂ＝３ｎ
Ｓとし、そして図９や図１０の（イ）で示された特性の
帯域通過フィルタを用い、開ループ利得ＧＬが０ｄＢの
場合、つまり式（３）で表される帯域通過フィルタの損
失が１８ｄＢとなるとき、そのときの帯域通過フィルタ
の帯域幅に対する３ｄＢ帯域幅ＢＷを比帯域と定義する
と、図９（イ）の特性の帯域通過フィルタは、比帯域＝
１２％となる。
【００１８】このとき、高周波負帰還増幅器の発振を防
止するため、フェーズマージンを４５°とすると、上記
のように増幅器の入力側に１段形直列共振回路の帯域通
過フィルタを接続した高周波負帰還増幅器では、帯域幅
ＢＷ内における歪改善量は図１１（イ）のように単方性
で、比帯域も狭い。
止するため、フェーズマージンを４５°とすると、上記
のように増幅器の入力側に１段形直列共振回路の帯域通
過フィルタを接続した高周波負帰還増幅器では、帯域幅
ＢＷ内における歪改善量は図１１（イ）のように単方性
で、比帯域も狭い。
【００１９】なお、図１１は横軸が周波数（ＧＨｚ）、
縦軸が歪改善量（ｄＢ）である。
縦軸が歪改善量（ｄＢ）である。
【００２０】歪改善量特性が単方性の場合、上記のフェ
ーズマージンを保ったまま歪改善量の帯域を広げるに
は、増幅器の群遅延時間を小さくしなければならない。
ーズマージンを保ったまま歪改善量の帯域を広げるに
は、増幅器の群遅延時間を小さくしなければならない。
【００２１】本発明は、帯域通過フィルタの比帯域を大
きくし、歪改善量の帯域を広くでき、あるいは増幅器に
対する群遅延時間の配分を大きくできる高周波負帰還増
幅器を提供することを目的とする。
きくし、歪改善量の帯域を広くでき、あるいは増幅器に
対する群遅延時間の配分を大きくできる高周波負帰還増
幅器を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、高周波増幅器
と、この増幅器の入力側に直列に接続された帯域通過フ
ィルタと、前記増幅器の出力側から前記帯域通過フィル
タの入力側へ帰還をかける帰還回路とを具備した高周波
負帰還増幅器において、前記帯域通過フィルタを、イン
ダクタおよびキャパシタ、抵抗からなる直列共振回路の
複数個を並列に接続して構成し、かつ前記帯域通過フィ
ルタを構成する複数個の直列共振回路が複数個の共振周
波数を持っている。
と、この増幅器の入力側に直列に接続された帯域通過フ
ィルタと、前記増幅器の出力側から前記帯域通過フィル
タの入力側へ帰還をかける帰還回路とを具備した高周波
負帰還増幅器において、前記帯域通過フィルタを、イン
ダクタおよびキャパシタ、抵抗からなる直列共振回路の
複数個を並列に接続して構成し、かつ前記帯域通過フィ
ルタを構成する複数個の直列共振回路が複数個の共振周
波数を持っている。
【００２３】また、高周波増幅器と、この増幅器の入力
側に並列に接続された帯域通過フィルタと、前記増幅器
の出力側から前記帯域通過フィルタの入力側へ帰還をか
ける帰還回路とを具備した高周波負帰還増幅器におい
て、前記帯域通過フィルタを、インダクタおよびキャパ
シタ、抵抗からなる並列共振回路の複数個を直列に接続
して構成し、かつ前記帯域通過フィルタを構成する複数
個の並列共振回路が複数個の共振周波数を持っている。
側に並列に接続された帯域通過フィルタと、前記増幅器
の出力側から前記帯域通過フィルタの入力側へ帰還をか
ける帰還回路とを具備した高周波負帰還増幅器におい
て、前記帯域通過フィルタを、インダクタおよびキャパ
シタ、抵抗からなる並列共振回路の複数個を直列に接続
して構成し、かつ前記帯域通過フィルタを構成する複数
個の並列共振回路が複数個の共振周波数を持っている。
【００２４】また、前記帯域通過フィルタを構成する直
列あるいは並列の共振回路を、インダクタおよびキャパ
シタ、抵抗に代えて、分布定数線路あるいは誘電体を用
いた損失のある共振器で構成するか、または、インダク
タおよびキャパシタ、抵抗に代えて、インダクタおよび
キャパシタ、抵抗からなる共振回路と分布定数線路ある
いは誘電体を用いた損失のある共振器とで構成してい
る。
列あるいは並列の共振回路を、インダクタおよびキャパ
シタ、抵抗に代えて、分布定数線路あるいは誘電体を用
いた損失のある共振器で構成するか、または、インダク
タおよびキャパシタ、抵抗に代えて、インダクタおよび
キャパシタ、抵抗からなる共振回路と分布定数線路ある
いは誘電体を用いた損失のある共振器とで構成してい
る。
【００２５】
【作用】上記の構成によれば、帯域通過フィルタを、共
振回路の複数個を直列あるいは並列に接続して構成し、
また共振周波数も複数個になるようにしている。したが
って、帯域通過フィルタの比帯域特性が改善する。ま
た、歪改善量の帯域が広く、あるいは増幅器の群遅延時
間の配分が大きくなり、安定な負帰還増幅器が構成でき
る。
振回路の複数個を直列あるいは並列に接続して構成し、
また共振周波数も複数個になるようにしている。したが
って、帯域通過フィルタの比帯域特性が改善する。ま
た、歪改善量の帯域が広く、あるいは増幅器の群遅延時
間の配分が大きくなり、安定な負帰還増幅器が構成でき
る。
【００２６】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図１を参
照して説明する。
照して説明する。
【００２７】ＩＮは信号の入力端で、入力端ＩＮから導
入された信号は帯域通過フィルタ１１に加えられる。帯
域通過フィルタ１１は、２個の直列共振回路を並列に接
続して構成される。各直列共振回路は、それぞれインダ
クタＬとキャパシタＣ，抵抗Ｒで構成され、また互いに
共振周波数が相違するように設定されている。帯域通過
フィルタ１１を通った信号は、増幅器１２で増幅され、
出力端ＯＵＴから出力される。
入された信号は帯域通過フィルタ１１に加えられる。帯
域通過フィルタ１１は、２個の直列共振回路を並列に接
続して構成される。各直列共振回路は、それぞれインダ
クタＬとキャパシタＣ，抵抗Ｒで構成され、また互いに
共振周波数が相違するように設定されている。帯域通過
フィルタ１１を通った信号は、増幅器１２で増幅され、
出力端ＯＵＴから出力される。
【００２８】また増幅器１２の出力側に帰還回路１３が
結合しており、帰還回路１３で取り出された出力の一部
は、帯域通過フィルタ１１の入力側に戻される。
結合しており、帰還回路１３で取り出された出力の一部
は、帯域通過フィルタ１１の入力側に戻される。
【００２９】ここで、帯域通過フィルタ１１の帯域内挿
入損失変動が３ｄＢで、そこから１５ｄＢ損失が増加す
る帯域幅が一定であるように、直列共振回路を構成する
インダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒの各定数を定めた
場合、帯域通過フィルタの挿入損失特性は図９の
（ロ）、（ハ）のようになる。またそのときの伝達関数
を極座標で表示すると図１０の（ロ）、（ハ）のように
なる。
入損失変動が３ｄＢで、そこから１５ｄＢ損失が増加す
る帯域幅が一定であるように、直列共振回路を構成する
インダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒの各定数を定めた
場合、帯域通過フィルタの挿入損失特性は図９の
（ロ）、（ハ）のようになる。またそのときの伝達関数
を極座標で表示すると図１０の（ロ）、（ハ）のように
なる。
【００３０】図９や図１０で、（ロ）は直列共振回路の
鋭さＱ0 が、Ｑ0 ＝３５０の場合で、（ハ）は直列共振
回路の鋭さＱ0 が、Ｑ0 ＝２２０の場合である。
鋭さＱ0 が、Ｑ0 ＝３５０の場合で、（ハ）は直列共振
回路の鋭さＱ0 が、Ｑ0 ＝２２０の場合である。
【００３１】図９（ロ）の場合、従来の１段形の直列共
振回路を用いた場合の（イ）に比較して挿入損失は６ｄ
Ｂ増加するが、比帯域、すなわち挿入損が最小の点から
１８ｄＢ増加している帯域幅に対する３ｄＢ帯域幅は、
３０％改善される。
振回路を用いた場合の（イ）に比較して挿入損失は６ｄ
Ｂ増加するが、比帯域、すなわち挿入損が最小の点から
１８ｄＢ増加している帯域幅に対する３ｄＢ帯域幅は、
３０％改善される。
【００３２】また図９（ハ）の場合は、（イ）と比較し
て挿入損失は１２ｄＢ増加するが比帯域は４０％改善さ
れる。
て挿入損失は１２ｄＢ増加するが比帯域は４０％改善さ
れる。
【００３３】また、上記構成の高周波負帰還増幅器にお
いて、中心周波数Ｆ0 ＝１ＧＨz 、式（２）の帰還回路
の損失＝３０ｄＢ、τａ＋τｂ＝３ｎＳとし、伝達関数
が図１０（ロ）、（ハ）で示されるような特性を有する
帯域通過フィルタを用い、そしてフェーズマージンが４
５°となるように、増幅器の利得を式（１）で設計した
とき、得られる歪改善量特性は図１１の（ロ）、（ハ）
で示される。
いて、中心周波数Ｆ0 ＝１ＧＨz 、式（２）の帰還回路
の損失＝３０ｄＢ、τａ＋τｂ＝３ｎＳとし、伝達関数
が図１０（ロ）、（ハ）で示されるような特性を有する
帯域通過フィルタを用い、そしてフェーズマージンが４
５°となるように、増幅器の利得を式（１）で設計した
とき、得られる歪改善量特性は図１１の（ロ）、（ハ）
で示される。
【００３４】なお図１１において、（イ）は、先に説明
したように従来の１段形の直列共振回路を用いた場合
で、（ロ）、（ハ）は本発明の高周波負帰還増幅器の特
性、すなわち、伝達関数が図１０の（ロ）、（ハ）で示
されるような特性を有する帯域通過フィルタを用いた場
合である。
したように従来の１段形の直列共振回路を用いた場合
で、（ロ）、（ハ）は本発明の高周波負帰還増幅器の特
性、すなわち、伝達関数が図１０の（ロ）、（ハ）で示
されるような特性を有する帯域通過フィルタを用いた場
合である。
【００３５】なお、伝達関数が図１０の（ロ）、（ハ）
で示されるような特性を有する帯域通過フィルタを用い
る場合、伝達関数が図１０（イ）で表される帯域通過フ
ィルタを用いる従来の高周波負帰還増幅器を用いた場合
に比較して、増幅器の利得を、それぞれ６ｄＢ，１２ｄ
Ｂ大きくしなければならない。
で示されるような特性を有する帯域通過フィルタを用い
る場合、伝達関数が図１０（イ）で表される帯域通過フ
ィルタを用いる従来の高周波負帰還増幅器を用いた場合
に比較して、増幅器の利得を、それぞれ６ｄＢ，１２ｄ
Ｂ大きくしなければならない。
【００３６】しかし、増幅器の利得はその前段に小信号
用の増幅器を付けることで容易に得られる。例えば１Ｇ
Ｈz 帯の場合、マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭ
ＩＣ）等を用いれば、群遅延時間が１０ｄＢ当たり０．
１ｎＳ程度の十分小さな群遅延時間を持つ増幅器が容易
に実現できる。
用の増幅器を付けることで容易に得られる。例えば１Ｇ
Ｈz 帯の場合、マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭ
ＩＣ）等を用いれば、群遅延時間が１０ｄＢ当たり０．
１ｎＳ程度の十分小さな群遅延時間を持つ増幅器が容易
に実現できる。
【００３７】したがって、増幅器の利得の増加は負帰還
増幅器を構成する場合、その消費電力や実現性等におい
てそれ程問題にならない。
増幅器を構成する場合、その消費電力や実現性等におい
てそれ程問題にならない。
【００３８】また、図１１で示される歪改善量につい
て、本発明の高周波負帰還増幅器（ロ）、（ハ）と、従
来の高周波負帰還増幅器（イ）とを比較すると、歪改善
量１５ｄＢのときで比帯域は本発明の方が、それぞれ３
０％、４０％改善されている。
て、本発明の高周波負帰還増幅器（ロ）、（ハ）と、従
来の高周波負帰還増幅器（イ）とを比較すると、歪改善
量１５ｄＢのときで比帯域は本発明の方が、それぞれ３
０％、４０％改善されている。
【００３９】なお上記の実施例では、負帰還増幅器を構
成する帯域通過フィルタを、インダクタ、キャパシタ、
抵抗からなり、互いに異なる共振周波数を有する２つの
直列共振回路を並列に接続して構成し、そして、その帯
域通過フィルタを増幅器の入力側に直列に接続した場合
で説明した。
成する帯域通過フィルタを、インダクタ、キャパシタ、
抵抗からなり、互いに異なる共振周波数を有する２つの
直列共振回路を並列に接続して構成し、そして、その帯
域通過フィルタを増幅器の入力側に直列に接続した場合
で説明した。
【００４０】しかし、帯域通過フィルタとして、インダ
クタ、キャパシタ、抵抗からなる直列共振回路を３個以
上並列に接続して構成することもできる。この場合、帯
域通過フィルタを構成する直列共振回路が複数個の共振
周波数を持てばよく、また各直列共振回路の共振周波数
を全て異ならせてもよい。
クタ、キャパシタ、抵抗からなる直列共振回路を３個以
上並列に接続して構成することもできる。この場合、帯
域通過フィルタを構成する直列共振回路が複数個の共振
周波数を持てばよく、また各直列共振回路の共振周波数
を全て異ならせてもよい。
【００４１】また帯域通過フィルタとしては、図２のよ
うにインダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒで並列共振回
路を構成し、この並列共振回路を複数個直列に接続した
ものも使用できる。なお、並列共振回路を使用する場合
は、増幅器の入力側に増幅器と並列に接続することにな
る。。
うにインダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒで並列共振回
路を構成し、この並列共振回路を複数個直列に接続した
ものも使用できる。なお、並列共振回路を使用する場合
は、増幅器の入力側に増幅器と並列に接続することにな
る。。
【００４２】また帯域通過フィルタは、図３のようにマ
イクロストリップ線路で構成することもできる。例え
ば、マイクロストリップ線路３１とキャパシタＣで一つ
の共振回路を構成し、これを２個並列に接続する構成で
ある。
イクロストリップ線路で構成することもできる。例え
ば、マイクロストリップ線路３１とキャパシタＣで一つ
の共振回路を構成し、これを２個並列に接続する構成で
ある。
【００４３】図３のマイクロストリップ線路で構成した
帯域通過フィルタの挿入損失特性を図４に、また伝達関
数の極座標表示を図５に示す。
帯域通過フィルタの挿入損失特性を図４に、また伝達関
数の極座標表示を図５に示す。
【００４４】図６は、帯域通過フィルタを構成する２つ
のインダクタＬに相互インダクタＭが存在する場合の回
路図である。この場合も比帯域を広げる効果がある。
のインダクタＬに相互インダクタＭが存在する場合の回
路図である。この場合も比帯域を広げる効果がある。
【００４５】また、帯域通過フィルタを構成する共振回
路には、マイクロストリップ線路に限らず、誘電体を用
いた損失のある共振器を用いることもできる。また、イ
ンダクタ、キャパシタ、抵抗からなる共振回路とマイク
ロストリップ線路や誘電体を用いた損失のある共振器と
を組み合わせて構成することもできる。
路には、マイクロストリップ線路に限らず、誘電体を用
いた損失のある共振器を用いることもできる。また、イ
ンダクタ、キャパシタ、抵抗からなる共振回路とマイク
ロストリップ線路や誘電体を用いた損失のある共振器と
を組み合わせて構成することもできる。
【００４６】また、上記の実施例では、増幅器が１個で
説明しているが、帯域通過フィルタの入力側に増幅器を
接続し、帯域通過フィルタが増幅器の段間に直列または
並列に接続する構成にしてもよい。
説明しているが、帯域通過フィルタの入力側に増幅器を
接続し、帯域通過フィルタが増幅器の段間に直列または
並列に接続する構成にしてもよい。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、高周波負帰還増幅器を
構成する帯域通過フィルタの比帯域が広がり、広帯域の
高周波負帰還増幅器が実現できる。
構成する帯域通過フィルタの比帯域が広がり、広帯域の
高周波負帰還増幅器が実現できる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】本発明に使用される帯域通過フィルタの一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図３】本発明に使用される帯域通過フィルタの他の例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図４】本発明に使用される帯域通過フィルタの特性を
示す図である。
示す図である。
【図５】本発明に使用される帯域通過フィルタの特性を
示す図である。
示す図である。
【図６】本発明に使用される帯域通過フィルタの他の例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図７】従来の高周波負帰還増幅器を示す回路構成図で
ある。
ある。
【図８】従来の高周波負帰還増幅器に使用される帯域通
過フィルタの一例を示す回路図である。
過フィルタの一例を示す回路図である。
【図９】本発明や従来装置に使用される帯域通過フィル
タの特性を示す図である。
タの特性を示す図である。
【図１０】本発明や従来装置に使用される帯域通過フィ
ルタの特性を示す図である。
ルタの特性を示す図である。
【図１１】本発明や従来装置の特性を示す図である。
１１…帯域通過フィルタ １２…増幅器 １３…帰還回路 ＩＮ…入力端 ＯＵＴ…出力端 Ｌ…インダクタ Ｃ…キャパシタ Ｒ…抵抗
Claims (4)
- 【請求項１】 高周波増幅器と、この増幅器の入力側に
直列に接続された帯域通過フィルタと、前記増幅器の出
力側から前記帯域通過フィルタの入力側へ帰還をかける
帰還回路とを具備した高周波負帰還増幅器において、前
記帯域通過フィルタを、インダクタおよびキャパシタ、
抵抗からなる直列共振回路の複数個を並列に接続して構
成し、かつ前記帯域通過フィルタを構成する複数個の直
列共振回路が複数個の共振周波数を持つことを特徴とす
る高周波負帰還増幅器。 - 【請求項２】 高周波増幅器と、この増幅器の入力側に
並列に接続された帯域通過フィルタと、前記増幅器の出
力側から前記帯域通過フィルタの入力側へ帰還をかける
帰還回路とを具備した高周波負帰還増幅器において、前
記帯域通過フィルタを、インダクタおよびキャパシタ、
抵抗からなる並列共振回路の複数個を直列に接続して構
成し、かつ前記帯域通過フィルタを構成する複数個の並
列共振回路が複数個の共振周波数を持つことを特徴とす
る高周波負帰還増幅器。 - 【請求項３】 前記帯域通過フィルタを、インダクタお
よびキャパシタ、抵抗からなる直列共振回路の複数個を
並列に接続して構成することに代えて、分布定数線路あ
るいは誘電体を用いた損失のある共振器の複数個を並列
に接続して構成するか、または、前記帯域通過フィルタ
を、インダクタおよびキャパシタ、抵抗からなる直列共
振回路の複数個を並列に接続して構成することに代え
て、インダクタおよびキャパシタ、抵抗からなる直列共
振回路と分布定数線路あるいは誘電体を用いた損失のあ
る共振器とを並列に接続して構成ことを特徴とする請求
項１記載の高周波負帰還増幅器。 - 【請求項４】 前記帯域通過フィルタを、インダクタお
よびキャパシタ、抵抗からなる並列共振回路の複数個を
直列に接続して構成することに代えて、分布定数線路あ
るいは誘電体を用いた損失のある共振器の複数個を直列
に接続して構成するか、または、前記帯域通過フィルタ
を、インダクタおよびキャパシタ、抵抗からなる並列共
振回路の複数個を直列に接続して構成することに代え
て、インダクタおよびキャパシタ、抵抗からなる並列共
振回路と分布定数線路あるいは誘電体を用いた損失のあ
る共振器とを直列に接続して構成ことを特徴とする請求
項２記載の高周波負帰還増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4178718A JP2509781B2 (ja) | 1992-07-07 | 1992-07-07 | 高周波負帰還増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4178718A JP2509781B2 (ja) | 1992-07-07 | 1992-07-07 | 高周波負帰還増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0629753A true JPH0629753A (ja) | 1994-02-04 |
| JP2509781B2 JP2509781B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=16053354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4178718A Expired - Fee Related JP2509781B2 (ja) | 1992-07-07 | 1992-07-07 | 高周波負帰還増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2509781B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6525996B1 (en) | 1998-12-22 | 2003-02-25 | Seiko Epson Corporation | Power feeding apparatus, power receiving apparatus, power transfer system, power transfer method, portable apparatus, and timepiece |
| JP2003218750A (ja) * | 2002-01-23 | 2003-07-31 | Lg Electronics Inc | 電力線通信装置 |
| KR100441437B1 (ko) * | 2002-05-16 | 2004-07-23 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 피드백 가변 이득 증폭기 |
| KR100499787B1 (ko) * | 2002-11-29 | 2005-07-07 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 스위치 모드 동작을 하는 선형성이 우수한 광대역 가변이득 증폭기 |
| US7405706B2 (en) | 2004-06-25 | 2008-07-29 | Alps Electric Co., Ltd | In-vehicle antenna apparatus |
| WO2013032060A1 (ko) * | 2011-09-01 | 2013-03-07 | 한국과학기술원 | 형광등 더미관 회로 및 이를 포함하는 형광등 기구 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5617766U (ja) * | 1979-07-16 | 1981-02-16 | ||
| JPS60235512A (ja) * | 1984-05-08 | 1985-11-22 | Nec Corp | 超高周波帯負帰還増幅器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5617766B2 (ja) * | 1972-08-01 | 1981-04-24 |
-
1992
- 1992-07-07 JP JP4178718A patent/JP2509781B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
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| US7405706B2 (en) | 2004-06-25 | 2008-07-29 | Alps Electric Co., Ltd | In-vehicle antenna apparatus |
| WO2013032060A1 (ko) * | 2011-09-01 | 2013-03-07 | 한국과학기술원 | 형광등 더미관 회로 및 이를 포함하는 형광등 기구 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2509781B2 (ja) | 1996-06-26 |
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Legal Events
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