JPH0628514B2 - 直流電源への電力供給装置 - Google Patents
直流電源への電力供給装置Info
- Publication number
- JPH0628514B2 JPH0628514B2 JP62122676A JP12267687A JPH0628514B2 JP H0628514 B2 JPH0628514 B2 JP H0628514B2 JP 62122676 A JP62122676 A JP 62122676A JP 12267687 A JP12267687 A JP 12267687A JP H0628514 B2 JPH0628514 B2 JP H0628514B2
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- JP
- Japan
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- power supply
- voltage
- circuit
- diode
- transistor
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は３相主電源（メイン）と直流（以下ｄｃと略
す）回路間のｄｃ電源へ電力を供給する装置に関するも
ので、３相主電源よりｄｃ回路へ電力が供給されている
ときは、ダイオードで構成したダイオードブリッジによ
って３相電圧をｄｃ電圧に整流し、またｄｃ回路より３
相主電源に電力が供給されているときはｄｃ電圧を３相
電圧に交流変換するためダイオードブリッジの各ダイオ
ードと並列にトランジスタを接続し、制御回路によって
これらトランジスタを制御する如くしたものである。
す）回路間のｄｃ電源へ電力を供給する装置に関するも
ので、３相主電源よりｄｃ回路へ電力が供給されている
ときは、ダイオードで構成したダイオードブリッジによ
って３相電圧をｄｃ電圧に整流し、またｄｃ回路より３
相主電源に電力が供給されているときはｄｃ電圧を３相
電圧に交流変換するためダイオードブリッジの各ダイオ
ードと並列にトランジスタを接続し、制御回路によって
これらトランジスタを制御する如くしたものである。
従来技術 電力を消費し、また電力をこれより供給するための両方
に使用するｄｃ電源を必要とする用途は極めて多い。こ
のような用途の一例は一定電圧電源より供給を受けるイ
ンバータ駆動ａｃモータの如くのものがあり、モータが
駆動する負荷が場合により電力を供給しうるものであ
る。例えば昇降機（リフト）はこのようなパワーを供給
しうる典型的は負荷の一例である。両方向に電力を供給
しうる用途の一例は、ａｃモータ駆動用のトランジスタ
及びサイリスタによるインバータである。
に使用するｄｃ電源を必要とする用途は極めて多い。こ
のような用途の一例は一定電圧電源より供給を受けるイ
ンバータ駆動ａｃモータの如くのものがあり、モータが
駆動する負荷が場合により電力を供給しうるものであ
る。例えば昇降機（リフト）はこのようなパワーを供給
しうる典型的は負荷の一例である。両方向に電力を供給
しうる用途の一例は、ａｃモータ駆動用のトランジスタ
及びサイリスタによるインバータである。
蓄電池は双方向ｄｃ電源の一種である。しかしながら蓄
電池は多くの欠点があるため、その使用は好ましくな
い。蓄電池の欠点の一つは短寿命であることである。さ
らに蓄電池はその充電装置が必要であり、また蓄電池の
容量を超える電力が変換されると蓄電池はこれらの過剰
電力を受け入れることはできない。さらに蓄電池はその
重量が大であり、また内部に危険な酸類が保有されてお
り、またその価格が高いことが欠点である。
電池は多くの欠点があるため、その使用は好ましくな
い。蓄電池の欠点の一つは短寿命であることである。さ
らに蓄電池はその充電装置が必要であり、また蓄電池の
容量を超える電力が変換されると蓄電池はこれらの過剰
電力を受け入れることはできない。さらに蓄電池はその
重量が大であり、また内部に危険な酸類が保有されてお
り、またその価格が高いことが欠点である。
現在ａｃ主電源とｄｃ回路間にはこのような双方向ｄｃ
電源を使用することが極めて増加しており、特に還流を
行うか、または行わないサイリスタ、ブリッジが多く使
用され、これにおいては負荷より供給されるパワーをａ
ｃ電源に供給する。還流を用いない回路においては電流
の方向によって２つのブリッジの一方を導通させる原理
で構成したサイリスタ ブリッジを使用する。このよう
な装置のブリッジ間の切換時間は比較的長い。また還流
を用いない回路はダイオード ブリッジ及びサイリスタ
ブリッジを用い、かつオートトランスフォーマを用い
て還流電力を伝達するように構成することができる。こ
の場合、ａｃ変換用のサイリスタ ブリッジは常時導通
している。
電源を使用することが極めて増加しており、特に還流を
行うか、または行わないサイリスタ、ブリッジが多く使
用され、これにおいては負荷より供給されるパワーをａ
ｃ電源に供給する。還流を用いない回路においては電流
の方向によって２つのブリッジの一方を導通させる原理
で構成したサイリスタ ブリッジを使用する。このよう
な装置のブリッジ間の切換時間は比較的長い。また還流
を用いない回路はダイオード ブリッジ及びサイリスタ
ブリッジを用い、かつオートトランスフォーマを用い
て還流電力を伝達するように構成することができる。こ
の場合、ａｃ変換用のサイリスタ ブリッジは常時導通
している。
周波数コンバータのｄｃ回路内では還流電力によるロス
が生ずる。これは３相電源を全波整流を行うために形成
されるｄｃ電圧内のリップルに起因するものである。昇
降機用のインバータでは還流する電力は極めて大なる量
であり、数十ＫＷの程度の大きさとなる。この還流電力
は特に主電源に高調波を生ぜしめる。またこの還流電力
はｄｃ回路内に挿入されたインダクタンスによって制限
される。主電源電流内に生ずる高調波を制限するため、
可能な限り大なるインダクタンスを使用することが必要
である。しかしこのように大きな値のインダクタンス
は、例えば整流器を用いてインバータを３相主電源に接
続する時極めて有害である。このような場合にはｄｃ回
路内の容量値とインダクタンスの相互作用により電圧ス
インズが生じる。これは一般の交流主電源では起こらな
い現象である。さらにインダクタンスを用いる他の欠点
としては、電力負荷の急速な変動があった時に大なる電
圧降下を生ずることである。
が生ずる。これは３相電源を全波整流を行うために形成
されるｄｃ電圧内のリップルに起因するものである。昇
降機用のインバータでは還流する電力は極めて大なる量
であり、数十ＫＷの程度の大きさとなる。この還流電力
は特に主電源に高調波を生ぜしめる。またこの還流電力
はｄｃ回路内に挿入されたインダクタンスによって制限
される。主電源電流内に生ずる高調波を制限するため、
可能な限り大なるインダクタンスを使用することが必要
である。しかしこのように大きな値のインダクタンス
は、例えば整流器を用いてインバータを３相主電源に接
続する時極めて有害である。このような場合にはｄｃ回
路内の容量値とインダクタンスの相互作用により電圧ス
インズが生じる。これは一般の交流主電源では起こらな
い現象である。さらにインダクタンスを用いる他の欠点
としては、電力負荷の急速な変動があった時に大なる電
圧降下を生ずることである。
還流電流を有するサイリスタ ブリッジ回路では常時両
ブリッジが同様に導通している。この場合電力の流れの
方向を個別にモニタする必要はない。しかし、このよう
なサイリスタ ブリッジ回路はサイリスタ制御回路が複
雑となることが欠点である。さらにサイリスタの点孤及
び消孤にかなり長い時間を必要とする欠点がある。
ブリッジが同様に導通している。この場合電力の流れの
方向を個別にモニタする必要はない。しかし、このよう
なサイリスタ ブリッジ回路はサイリスタ制御回路が複
雑となることが欠点である。さらにサイリスタの点孤及
び消孤にかなり長い時間を必要とする欠点がある。
発明の目的と構成 本発明の目的は上述のような欠点を解消することであ
る。
る。
本発明の装置は前記制御回路への制御電圧をダイオード
によって３相主電源より形成し、この際対応のトランジ
スタと並列になっているダイオードの導通時間中に各ト
ランジスタが導通する如くし、直流回路内を流れる電力
を減少させるため、各トランジスタの制御回路と直列に
ツエナーダイオードを接続することによって前記トラン
ジスタの導通時間を短縮することを特徴とする。
によって３相主電源より形成し、この際対応のトランジ
スタと並列になっているダイオードの導通時間中に各ト
ランジスタが導通する如くし、直流回路内を流れる電力
を減少させるため、各トランジスタの制御回路と直列に
ツエナーダイオードを接続することによって前記トラン
ジスタの導通時間を短縮することを特徴とする。
発明の効果 従来のサイリスタ技術に比較して本発明の利点は、トラ
ンジスタの点孤及び消孤時間が従来のサイリスタの対応
の時間に比較して遥かに短いため、制御回路のスピード
が極めて大となり、しかも回路構成が簡単となることで
ある。ダイオードの導通時間の一部の間のみトランジス
タが導通するようにこれを制御する場合には、大型でか
つ高価なチョークコイルを使用することなしにｄｃ回路
内の循環電力を減少させることができる。さらにこの場
合には電力負荷の急速変動に際してもチョークによる電
圧降下が生じない。
ンジスタの点孤及び消孤時間が従来のサイリスタの対応
の時間に比較して遥かに短いため、制御回路のスピード
が極めて大となり、しかも回路構成が簡単となることで
ある。ダイオードの導通時間の一部の間のみトランジス
タが導通するようにこれを制御する場合には、大型でか
つ高価なチョークコイルを使用することなしにｄｃ回路
内の循環電力を減少させることができる。さらにこの場
合には電力負荷の急速変動に際してもチョークによる電
圧降下が生じない。
本発明によるトランジスタ制御回路を使用する利点は制
御回路が何等別体の電源を必要としないことである。こ
の制御回路に必要な電源は３相主電源より直接に導出す
る。さらにこの回路では別体の比較器を必要としない。
これは電圧の比較はダイオードによって行われるからで
ある。さらに本回路は極めて簡単に構成できる。
御回路が何等別体の電源を必要としないことである。こ
の制御回路に必要な電源は３相主電源より直接に導出す
る。さらにこの回路では別体の比較器を必要としない。
これは電圧の比較はダイオードによって行われるからで
ある。さらに本回路は極めて簡単に構成できる。
実施例 以下図面により本発明を説明する。
まず第１図によりその概略を説明する。
第１図はダイオード ブリッジを示す。本発明において
は、ダイオード ブリッジの各ダイオードＤ１〜Ｄ６と
並列にトランジスタＱ１〜Ｑ６を接続し、さらにトラン
ジスタ制御回路を接続する。ダイオード ブリッジはｄ
ｃ電圧源として作用し、これよりｄｃ電圧が得られ、こ
れによって例えばａｃモータを制御するインバータに供
給を行う。モータの負荷、例えば昇降機（リフト）の如
く、電力を供給しうるものであれば、その返還電力を３
相主電源（メイン）に帰還する。ｄｃ電源に供給を行っ
ている３相主電源に電力を注入するためには、ｄｃ電源
より３相主電源に電流が流れている際は、ダイオードＤ
１〜Ｄ６と並列に接続されている本発明によるトランジ
スタＱ１〜Ｑ６がその作用を行う。
は、ダイオード ブリッジの各ダイオードＤ１〜Ｄ６と
並列にトランジスタＱ１〜Ｑ６を接続し、さらにトラン
ジスタ制御回路を接続する。ダイオード ブリッジはｄ
ｃ電圧源として作用し、これよりｄｃ電圧が得られ、こ
れによって例えばａｃモータを制御するインバータに供
給を行う。モータの負荷、例えば昇降機（リフト）の如
く、電力を供給しうるものであれば、その返還電力を３
相主電源（メイン）に帰還する。ｄｃ電源に供給を行っ
ている３相主電源に電力を注入するためには、ｄｃ電源
より３相主電源に電流が流れている際は、ダイオードＤ
１〜Ｄ６と並列に接続されている本発明によるトランジ
スタＱ１〜Ｑ６がその作用を行う。
第２図にはｄｃ電源に供給を行っている３相主電源の各
相電圧ＵＲ，ＵＳ，ＵＴを示し、１相電圧ＵＲの一周期
中における各ダイオードの導通時間ｔ１〜ｔ６並びに各
トランジスタの導通時間ｔ７〜ｔ１２を示してある。各
相電圧ＵＲ，ＵＳ及びＵＴはダイオードＤ１〜Ｄ６の導
通時間ｔ１〜ｔ６を決定する。従って各相において正の
半周期中に導通するよう接続されたダイオードは対応の
位相の電圧が他のいずれの相の電圧よりも高い時に導通
し、また負の半周期中に導通するダイオードは対応の位
相の電圧が他の相の電圧よりも低い時に導通する。例え
ばダイオードＤ１は電圧ＵＲが正であり、他の位相電圧
ＵＳ及びＵＴよりも高い時に導通する。同様にダイオー
ドＤ２は電圧ＵＲが負であり、他の位相の電圧ＵＳ及び
ＵＴよりも低い時に導通する。
相電圧ＵＲ，ＵＳ，ＵＴを示し、１相電圧ＵＲの一周期
中における各ダイオードの導通時間ｔ１〜ｔ６並びに各
トランジスタの導通時間ｔ７〜ｔ１２を示してある。各
相電圧ＵＲ，ＵＳ及びＵＴはダイオードＤ１〜Ｄ６の導
通時間ｔ１〜ｔ６を決定する。従って各相において正の
半周期中に導通するよう接続されたダイオードは対応の
位相の電圧が他のいずれの相の電圧よりも高い時に導通
し、また負の半周期中に導通するダイオードは対応の位
相の電圧が他の相の電圧よりも低い時に導通する。例え
ばダイオードＤ１は電圧ＵＲが正であり、他の位相電圧
ＵＳ及びＵＴよりも高い時に導通する。同様にダイオー
ドＤ２は電圧ＵＲが負であり、他の位相の電圧ＵＳ及び
ＵＴよりも低い時に導通する。
トランジスタＱ１〜Ｑ６は制御回路により制御され、こ
の制御は対応のトランジスタと並列になっているダイオ
ードＤ１〜Ｄ６の導通時間ｔ１〜ｔ６中に各トランジス
タＱ１〜Ｑ６が導通するように行う。制御回路は第１図
に示すようにトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御する制御回
路Ｈ１〜Ｈ６を有する。これらの制御回路Ｈ１〜Ｈ６は
例えばダブルエミッタフォロワ回路としたトランジスタ
により構成でき、またこれらの制御回路は例えば光半導
体装置で構成される。またｄｃ電圧の濾波のためにコン
デンサＣ１が必要である。
の制御は対応のトランジスタと並列になっているダイオ
ードＤ１〜Ｄ６の導通時間ｔ１〜ｔ６中に各トランジス
タＱ１〜Ｑ６が導通するように行う。制御回路は第１図
に示すようにトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御する制御回
路Ｈ１〜Ｈ６を有する。これらの制御回路Ｈ１〜Ｈ６は
例えばダブルエミッタフォロワ回路としたトランジスタ
により構成でき、またこれらの制御回路は例えば光半導
体装置で構成される。またｄｃ電圧の濾波のためにコン
デンサＣ１が必要である。
第１図の制御回路は各制御回路Ｈ１〜Ｈ６によって３相
主電源よりトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御するダイオー
ドＤ７〜Ｄ２４を有し、この制御によりトランジスタＱ
１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されている対応の各ダイ
オードＤ１〜Ｄ６の導通時間中導通する。ダイオードＤ
１３〜Ｄ２４は２相の電圧を比較するために使用し、正
の半周期中導通するトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５の場
合これらの電圧は他のものより高くなるように選定し、
一方負の半周期中導通するトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ
６の場合は、２つの電圧中低い場合に導通するように選
定する。例えばダイオードＤ１３とＤ１４は電圧ＵＳ及
びＵＴを比較し、各瞬時においてこれらのうち高い方を
選択し、またダイオードＤ１９とＤ２０は電圧ＵＳとＵ
Ｔとを比較し、各瞬時において低い方のものを選択す
る。
主電源よりトランジスタＱ１〜Ｑ６を制御するダイオー
ドＤ７〜Ｄ２４を有し、この制御によりトランジスタＱ
１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されている対応の各ダイ
オードＤ１〜Ｄ６の導通時間中導通する。ダイオードＤ
１３〜Ｄ２４は２相の電圧を比較するために使用し、正
の半周期中導通するトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５の場
合これらの電圧は他のものより高くなるように選定し、
一方負の半周期中導通するトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ
６の場合は、２つの電圧中低い場合に導通するように選
定する。例えばダイオードＤ１３とＤ１４は電圧ＵＳ及
びＵＴを比較し、各瞬時においてこれらのうち高い方を
選択し、またダイオードＤ１９とＤ２０は電圧ＵＳとＵ
Ｔとを比較し、各瞬時において低い方のものを選択す
る。
ダイオードＤ７〜Ｄ１２の役目は各相電圧ＵＲ，ＵＳ及
びＵＴにより形成される制御電圧を制御回路Ｈ１〜Ｈ６
に対しトランジスタＱ１〜Ｑ６と並列に接続されている
ダイオードＤ１〜Ｄ６が導通する時に電圧を供給するも
のであり、これらは第２図に示すダイオードの導通時間
ｔ１〜ｔ６に導通するようになっている。しかしｄｃ回
路内を循環する電流を減少させるため、トランジスタＱ
１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されているダイオードＤ
１〜Ｄ６の全導通時間ｔ１〜ｔ６中に亘って導通しては
ならない。このため各制御回路Ｈ１〜Ｈ６に直列にツエ
ナー ダイオードＺ１〜Ｚ６を接続し、トランジスタＱ
１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２を短くするようにす
る。渦電流が大きなときは、トランジスタＱ１〜Ｑ６は
導通しないので、渦電力は減少する。この渦電流はｄｃ
パルス電圧が最低のときに、大きくなる。ツエナー ダ
イオードＺ１〜Ｚ６は複数の単一ツエナー ダイオード
ユニットによって構成できる。
びＵＴにより形成される制御電圧を制御回路Ｈ１〜Ｈ６
に対しトランジスタＱ１〜Ｑ６と並列に接続されている
ダイオードＤ１〜Ｄ６が導通する時に電圧を供給するも
のであり、これらは第２図に示すダイオードの導通時間
ｔ１〜ｔ６に導通するようになっている。しかしｄｃ回
路内を循環する電流を減少させるため、トランジスタＱ
１〜Ｑ６はこれらと並列に接続されているダイオードＤ
１〜Ｄ６の全導通時間ｔ１〜ｔ６中に亘って導通しては
ならない。このため各制御回路Ｈ１〜Ｈ６に直列にツエ
ナー ダイオードＺ１〜Ｚ６を接続し、トランジスタＱ
１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２を短くするようにす
る。渦電流が大きなときは、トランジスタＱ１〜Ｑ６は
導通しないので、渦電力は減少する。この渦電流はｄｃ
パルス電圧が最低のときに、大きくなる。ツエナー ダ
イオードＺ１〜Ｚ６は複数の単一ツエナー ダイオード
ユニットによって構成できる。
ツエナー ダイオードＺ１〜Ｚ６の電圧は各相電圧Ｕ
Ｒ，ＵＳ及びＵＴと対応の制御回路Ｈ１〜Ｈ６の間に特
別の電圧降下を生ずる。この特別の電圧降下はトランジ
スタＱ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２を短くする効果
がある。これはツエナー ダイオードＺ１〜６のない時
に比較して各ダイオードＤ７〜Ｄ１２がより遅く導通を
開始し、かつより早く導通を終了するからである。ツエ
ナー ダイオードＺ１〜Ｚ６の特定の電圧においてトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２は第２図に
示す如くダイオードＤ１〜Ｄ６の導通時間ｔ１〜ｔ６の
５０％となる。スイッチＳ１を使用し、必要に応じこれ
らの制御回路のオンオフ切り換えを行う。
Ｒ，ＵＳ及びＵＴと対応の制御回路Ｈ１〜Ｈ６の間に特
別の電圧降下を生ずる。この特別の電圧降下はトランジ
スタＱ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２を短くする効果
がある。これはツエナー ダイオードＺ１〜６のない時
に比較して各ダイオードＤ７〜Ｄ１２がより遅く導通を
開始し、かつより早く導通を終了するからである。ツエ
ナー ダイオードＺ１〜Ｚ６の特定の電圧においてトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ６の導通時間ｔ７〜ｔ１２は第２図に
示す如くダイオードＤ１〜Ｄ６の導通時間ｔ１〜ｔ６の
５０％となる。スイッチＳ１を使用し、必要に応じこれ
らの制御回路のオンオフ切り換えを行う。
本発明は、この他多くの変型が可能であり、本発明は図
示の特定実施例のみに限定されない。
示の特定実施例のみに限定されない。
第１図は本発明によりトランジスタ制御回路を設けたｄ
ｃ電源を示す回路図、 第２図はｄｃ電源に供給を行う３相主電源の各相電圧と
１つの電圧の一周期中のトランジスタの導通時間を示す
図である。 Ｄ１〜Ｄ２４……ダイオード Ｑ１〜Ｑ６……トランジスタ Ｚ１〜Ｚ６……ツエナーダイオード Ｈ１〜Ｈ６……制御回路
ｃ電源を示す回路図、 第２図はｄｃ電源に供給を行う３相主電源の各相電圧と
１つの電圧の一周期中のトランジスタの導通時間を示す
図である。 Ｄ１〜Ｄ２４……ダイオード Ｑ１〜Ｑ６……トランジスタ Ｚ１〜Ｚ６……ツエナーダイオード Ｈ１〜Ｈ６……制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】３相主電源と直流回路間の直流電源へ電力
を供給するにあたり、３相主電源より直流回路に電力が
供給されているときは、３相電圧を直流電圧に整流する
ためダイオード（Ｄ１−Ｄ６）よりなるダイオードブリ
ッジを使用し、また直流回路より３相主電源へ電力が供
給されているときは、直流電圧を３相電圧への交流変換
を行うためダイオードブリッジの各ダイオード（Ｄ１−
Ｄ６）と並列に接続されているトランジスタ（Ｑ１−Ｑ
６）を使用し、これらトラジスタ（Ｑ１−Ｑ６）を制御
回路（Ｈ１−Ｈ６）によって制御する如くした直流電源
への電力供給装置において、 前記制御回路（Ｈ１−Ｈ６）への制御電圧をダイオード
（Ｄ７−Ｄ２４）によって３相主電源より形成し、この
際対応のトランジスタ（Ｑ１−Ｑ６）と並列になってい
るダイオードの導通時間（ｔ１−ｔ７）中に各トランジ
スタ（Ｑ１−Ｑ７）が導通する如くし、直流回路内を流
れる電力を減少させるため、各トランジスタ（Ｑ１−Ｑ
６）の制御回路（Ｈ１−Ｈ６）とそれぞれ直列にツエナ
ーダイオード（Ｚ１−Ｚ６）を接続することによって前
記トランジスタの導通時間（ｔ７−ｔ１２）を短縮する
ことを特徴とする直流電源への電力供給装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI862150A FI75700C (fi) | 1986-05-21 | 1986-05-21 | Foerfarande och anordning foer styrning av effekt vid en likspaenningskaella. |
| FI862150 | 1986-05-21 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6323566A JPS6323566A (ja) | 1988-01-30 |
| JPH0628514B2 true JPH0628514B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=8522658
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62122676A Expired - Fee Related JPH0628514B2 (ja) | 1986-05-21 | 1987-05-21 | 直流電源への電力供給装置 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4774650A (ja) |
| JP (1) | JPH0628514B2 (ja) |
| AU (1) | AU595568B2 (ja) |
| BR (1) | BR8702608A (ja) |
| CA (1) | CA1288133C (ja) |
| DE (1) | DE3717148A1 (ja) |
| FI (1) | FI75700C (ja) |
| FR (1) | FR2607334B1 (ja) |
| GB (1) | GB2191350B (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI108819B (fi) * | 2000-02-04 | 2002-03-28 | Ricotec Oy | PWM-taajuusmuuttaja |
| FI75700C (fi) * | 1986-05-21 | 1988-07-11 | Kone Oy | Foerfarande och anordning foer styrning av effekt vid en likspaenningskaella. |
| FI110461B (fi) | 2001-02-02 | 2003-01-31 | Ricotec Oy | Tehonsiirtolaitteisto |
| TW200627778A (en) * | 2005-01-19 | 2006-08-01 | Delta Electronics Inc | A method and a system of a half-controlled silicon control rectifier |
| US8614874B2 (en) * | 2005-11-22 | 2013-12-24 | Harris Corporation | Biased MOSFET active bridge with active gate drive |
| US7852639B2 (en) * | 2007-05-22 | 2010-12-14 | Harris Corporation | Low-loss rectifier with optically coupled gate shunting |
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