JPH06177771A - データ再生装置 - Google Patents
データ再生装置Info
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- JPH06177771A JPH06177771A JP32198592A JP32198592A JPH06177771A JP H06177771 A JPH06177771 A JP H06177771A JP 32198592 A JP32198592 A JP 32198592A JP 32198592 A JP32198592 A JP 32198592A JP H06177771 A JPH06177771 A JP H06177771A
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- output signal
- clock
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 パーシャルレスポンスクラス４（ＰＲ４）に
等化する信号からクロックが良好に再生できるようにす
る。 【構成】 波形等化回路５で符号間干渉がないように等
化された再生信号は、ＰＲ４等化回路６に供給されてＰ
Ｒ４の等化がなされるとともに、検出回路７に供給され
る。この検出回路７では、トランスバーサル微分回路、
或いはまた、不完全積分回路が用いられており、これに
より、供給される等化された再生信号がデューティ比が
クロック周期に関連した２値信号に変換される。この２
値信号はクロック再生回路８に供給され、これからクロ
ックが再生される。
等化する信号からクロックが良好に再生できるようにす
る。 【構成】 波形等化回路５で符号間干渉がないように等
化された再生信号は、ＰＲ４等化回路６に供給されてＰ
Ｒ４の等化がなされるとともに、検出回路７に供給され
る。この検出回路７では、トランスバーサル微分回路、
或いはまた、不完全積分回路が用いられており、これに
より、供給される等化された再生信号がデューティ比が
クロック周期に関連した２値信号に変換される。この２
値信号はクロック再生回路８に供給され、これからクロ
ックが再生される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、伝送または記録媒体に
記録されたディジタル信号を再生するデータ再生装置に
関する。
記録されたディジタル信号を再生するデータ再生装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、限られた帯域を有する記録媒体で
ディジタル信号を高密度に記録再生する手段として、符
号間干渉を許して元のデータを再現できるようにしたパ
ーシャルレスポンス（以下、ＰＲという）方式が用いら
れている。例えばパーシャルレスポンスクラス４（以
下、ＰＲ４と記す）においては、等化後の信号は３値の
アイパターンとなる。しかし、かかる信号からクロック
を再生するのは困難であった。そこで、再生ディジタル
信号からクロックを再生する従来の方法としては、例え
ば特開平３−１６６８３９号公報に記載のように、ＰＲ
４に等化する前にナイキスト特性に等化して２値のアイ
パターンの信号にし、この信号からクロック再生を行な
うという方式が考えられている。
ディジタル信号を高密度に記録再生する手段として、符
号間干渉を許して元のデータを再現できるようにしたパ
ーシャルレスポンス（以下、ＰＲという）方式が用いら
れている。例えばパーシャルレスポンスクラス４（以
下、ＰＲ４と記す）においては、等化後の信号は３値の
アイパターンとなる。しかし、かかる信号からクロック
を再生するのは困難であった。そこで、再生ディジタル
信号からクロックを再生する従来の方法としては、例え
ば特開平３−１６６８３９号公報に記載のように、ＰＲ
４に等化する前にナイキスト特性に等化して２値のアイ
パターンの信号にし、この信号からクロック再生を行な
うという方式が考えられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、記録信号に、例えばスクランブル−ＮＲＺ（以下、
Ｓ−ＮＲＺという）変調のような、低域まで信号スペク
トルがあるような変調方式を用いた場合、アイパターン
が良好に開くようにするためには、低域までナイキスト
特性に等化する必要がある。しかし、例えば、磁気記録
再生のように、ロータリトランス等の低域遮断特性によ
って低域の記録再生ができない場合には、低域までナイ
キスト特性に等化しようとすると、Ｓ／Ｎが悪化し、ク
ロック再生が困難になるという問題があった。
は、記録信号に、例えばスクランブル−ＮＲＺ（以下、
Ｓ−ＮＲＺという）変調のような、低域まで信号スペク
トルがあるような変調方式を用いた場合、アイパターン
が良好に開くようにするためには、低域までナイキスト
特性に等化する必要がある。しかし、例えば、磁気記録
再生のように、ロータリトランス等の低域遮断特性によ
って低域の記録再生ができない場合には、低域までナイ
キスト特性に等化しようとすると、Ｓ／Ｎが悪化し、ク
ロック再生が困難になるという問題があった。
【０００４】本発明の目的は、かかる問題を解消し、良
好なクロック再生を可能としたデータ再生装置を提供す
ることにある。
好なクロック再生を可能としたデータ再生装置を提供す
ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、伝送もしくは再生された信号を符号間干
渉がないように等化した後に、微分検出方式によって２
値の信号に変換し、この信号からクロック再生を行って
ＰＲ４に等化した信号のデータ識別を行なうようにす
る。
に、本発明は、伝送もしくは再生された信号を符号間干
渉がないように等化した後に、微分検出方式によって２
値の信号に変換し、この信号からクロック再生を行って
ＰＲ４に等化した信号のデータ識別を行なうようにす
る。
【０００６】また、本発明は、伝送もしくは再生された
信号を不完全積分器によって積分等化した後、低域成分
再生手段により、不完全積分器で等化できなかった低域
成分を補うようにする。
信号を不完全積分器によって積分等化した後、低域成分
再生手段により、不完全積分器で等化できなかった低域
成分を補うようにする。
【０００７】
【作用】微分検出方式によって２値の信号に変換するた
め、Ｓ−ＮＲＺのように低域まで信号スペクトルがある
ような変調方式からでも、良好なクロック再生を行なう
ことができる。
め、Ｓ−ＮＲＺのように低域まで信号スペクトルがある
ような変調方式からでも、良好なクロック再生を行なう
ことができる。
【０００８】また、不完全積分器によって積分等化した
後、低域成分再生手段により、不完全積分器で等化でき
なかった低域成分を補うようにしたので、Ｓ／Ｎが悪化
することなく低域成分まで等化することができ、良好な
クロック再生を行なうことができる。
後、低域成分再生手段により、不完全積分器で等化でき
なかった低域成分を補うようにしたので、Ｓ／Ｎが悪化
することなく低域成分まで等化することができ、良好な
クロック再生を行なうことができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明によるデータ再生装置の一実施例を示
すブロック図であって、１は磁気テープ、２は磁気ヘッ
ド、３はロータリトランス、４はプリアンプ、５は波形
等化回路、６はＰＲ４等化回路、７は検出回路、８はク
ロック再生回路、９は移相回路、１０は３値検出回路、
１１，１２は出力端子、６１は遅延素子である。
る。図１は本発明によるデータ再生装置の一実施例を示
すブロック図であって、１は磁気テープ、２は磁気ヘッ
ド、３はロータリトランス、４はプリアンプ、５は波形
等化回路、６はＰＲ４等化回路、７は検出回路、８はク
ロック再生回路、９は移相回路、１０は３値検出回路、
１１，１２は出力端子、６１は遅延素子である。
【００１０】図１において、磁気ヘッド２によって磁気
テープ１から再生された信号は、ロータリトランス３及
びプリアンプ４を介して波形等化回路５に供給され、符
号間干渉がないように等化される。等化された信号はＰ
Ｒ４等化回路６と検出回路７に供給され、ＰＲ４等化回
路６ではＰＲ４の等化処理が、検出回路７では次段のク
ロック再生回路８でクロック再生がしやすいような２値
の信号への変換処理が夫々行なわれる。クロック再生回
路８では、検出回路８で２値化された信号からこれに同
期したクロックが再生される。このクロックは移相回路
９に供給され、ＰＲ４に等化された３値のアイパターン
のデ−タ識別最適点にエッジタイミングが一致するよう
に、移相される。３値検出回路１０は、この移相回路９
で移送されたクロックを用いて、３値の信号から２値の
識別データを生成し、出力端子１１から出力する。
テープ１から再生された信号は、ロータリトランス３及
びプリアンプ４を介して波形等化回路５に供給され、符
号間干渉がないように等化される。等化された信号はＰ
Ｒ４等化回路６と検出回路７に供給され、ＰＲ４等化回
路６ではＰＲ４の等化処理が、検出回路７では次段のク
ロック再生回路８でクロック再生がしやすいような２値
の信号への変換処理が夫々行なわれる。クロック再生回
路８では、検出回路８で２値化された信号からこれに同
期したクロックが再生される。このクロックは移相回路
９に供給され、ＰＲ４に等化された３値のアイパターン
のデ−タ識別最適点にエッジタイミングが一致するよう
に、移相される。３値検出回路１０は、この移相回路９
で移送されたクロックを用いて、３値の信号から２値の
識別データを生成し、出力端子１１から出力する。
【００１１】なお、この実施例では、ＰＲ４について説
明したが、本発明は他のＰＲ方式にも適用可能である
し、また、磁気記録ばかりでなく、通信など他のシステ
ムにも適用可能である。
明したが、本発明は他のＰＲ方式にも適用可能である
し、また、磁気記録ばかりでなく、通信など他のシステ
ムにも適用可能である。
【００１２】図２は図１における検出回路７の一具体例
を示すブロック図であって、７０１は入力端子、７０２
はトランスバーサル微分回路、７０３，７０４は基準電
圧生成回路、７０５，７０６はウインドコンパレータ、
７０７，７０８はコンパレータ、７０９、７１０はＡＮ
Ｄゲート、７１１はＳＲ−ＦＦ（セット・リセットフリ
ップフロップ）、７１２は出力端子、７１３，７１４は
遅延素子、７１５は差動増幅器である。
を示すブロック図であって、７０１は入力端子、７０２
はトランスバーサル微分回路、７０３，７０４は基準電
圧生成回路、７０５，７０６はウインドコンパレータ、
７０７，７０８はコンパレータ、７０９、７１０はＡＮ
Ｄゲート、７１１はＳＲ−ＦＦ（セット・リセットフリ
ップフロップ）、７１２は出力端子、７１３，７１４は
遅延素子、７１５は差動増幅器である。
【００１３】また、図３は図２の各部の信号を示すタイ
ミング図であって、図２に対応する信号には同一符号を
つけている。
ミング図であって、図２に対応する信号には同一符号を
つけている。
【００１４】図２及び図３において、図１の等化回路５
から出力される３値の信号Ｓinは入力端子７０１から入
力され、トランスバーサル微分回路７０２に供給され
る。トランスバーサル微分回路７０２では、入力信号Ｓ
inが遅延素子７１３によって遅延量Ｔだけ遅延されて信
号Ｓdrとなり、基準電圧生成回路７０３，７０４に供給
されるとともに、ウインドコンパレータ７０５に非反転
入力として、また、ウインドコンパレータ７０６に反転
入力として夫々供給される。この遅延信号Ｓdrが通常の
微分回路の入力信号に相当する。ここで、遅延量Ｔは信
号の最高記録周波数ｆmaxに対する周期の1/4に設定され
る。遅延信号Ｓdrは、さらに、遅延素子７１３によって
遅延量Ｔだけ遅延され、差動増幅器７１５に反転入力と
して供給される。差動増幅器７１５には、また、入力信
号Ｓinが非反転入力として供給されており、これら信号
Ｓin，Ｓdrの差信号Ｓdoが得られる。この差信号Ｓdoが
遅延信号Ｓdrを微分して得られる微分信号となる。
から出力される３値の信号Ｓinは入力端子７０１から入
力され、トランスバーサル微分回路７０２に供給され
る。トランスバーサル微分回路７０２では、入力信号Ｓ
inが遅延素子７１３によって遅延量Ｔだけ遅延されて信
号Ｓdrとなり、基準電圧生成回路７０３，７０４に供給
されるとともに、ウインドコンパレータ７０５に非反転
入力として、また、ウインドコンパレータ７０６に反転
入力として夫々供給される。この遅延信号Ｓdrが通常の
微分回路の入力信号に相当する。ここで、遅延量Ｔは信
号の最高記録周波数ｆmaxに対する周期の1/4に設定され
る。遅延信号Ｓdrは、さらに、遅延素子７１３によって
遅延量Ｔだけ遅延され、差動増幅器７１５に反転入力と
して供給される。差動増幅器７１５には、また、入力信
号Ｓinが非反転入力として供給されており、これら信号
Ｓin，Ｓdrの差信号Ｓdoが得られる。この差信号Ｓdoが
遅延信号Ｓdrを微分して得られる微分信号となる。
【００１５】基準電圧生成回路７０３、７０４は遅延信
号Ｓdrの振幅に応じて制御され、これらから出力される
基準電圧Ｖref１，Ｖref２のレベルを遅延信号Ｓdrの振
幅に応じて調整する（但し、Ｖref１＞Ｖref２とす
る）。基準電圧Ｖref１はウインドコンパレータ７０５
のスライスレベルを決めるものであって、ウインドコン
パレータ７０５は、遅延信号Ｓdrの振幅がこのスライス
レベル以上のとき“Ｈ”、このスライスレベルよりも小
さいとき“Ｌ”となる信号を出力する。また、基準電圧
Ｖref２はウインドコンパレータ７０６のスライスレベ
ルを決めるものであって、ウインドコンパレータ７０６
は、遅延信号Ｓdrの振幅がこのスライスレベル以下のと
き“Ｈ”、このスライスレベルよりも大きいとき“Ｌ”
となる信号を出力する。これらウインドコンパレータ７
０５，７０６の出力信号は、夫々ゲート信号してＡＮＤ
ゲート７０９，７１０に供給される。
号Ｓdrの振幅に応じて制御され、これらから出力される
基準電圧Ｖref１，Ｖref２のレベルを遅延信号Ｓdrの振
幅に応じて調整する（但し、Ｖref１＞Ｖref２とす
る）。基準電圧Ｖref１はウインドコンパレータ７０５
のスライスレベルを決めるものであって、ウインドコン
パレータ７０５は、遅延信号Ｓdrの振幅がこのスライス
レベル以上のとき“Ｈ”、このスライスレベルよりも小
さいとき“Ｌ”となる信号を出力する。また、基準電圧
Ｖref２はウインドコンパレータ７０６のスライスレベ
ルを決めるものであって、ウインドコンパレータ７０６
は、遅延信号Ｓdrの振幅がこのスライスレベル以下のと
き“Ｈ”、このスライスレベルよりも大きいとき“Ｌ”
となる信号を出力する。これらウインドコンパレータ７
０５，７０６の出力信号は、夫々ゲート信号してＡＮＤ
ゲート７０９，７１０に供給される。
【００１６】トランスバーサル微分回路７０２から出力
される微分信号Ｓdoはコンパレータ７０７，７０８に供
給され、そのゼロクロス点が検出される。ここで、コン
パレータ７０８は、微分信号Ｓdoの正から負に変わるゼ
ロクロス点で“Ｈ”に立ち上がる信号を出力し、コンパ
レータ７０７は、微分信号Ｓdoの負か正負に変わるゼロ
クロス点で“Ｈ”に立ち上がる信号を出力する。これら
コンパレータ７０７，７０８の出力信号は、夫々ＡＮＤ
ゲート７０９，７１０に供給される。
される微分信号Ｓdoはコンパレータ７０７，７０８に供
給され、そのゼロクロス点が検出される。ここで、コン
パレータ７０８は、微分信号Ｓdoの正から負に変わるゼ
ロクロス点で“Ｈ”に立ち上がる信号を出力し、コンパ
レータ７０７は、微分信号Ｓdoの負か正負に変わるゼロ
クロス点で“Ｈ”に立ち上がる信号を出力する。これら
コンパレータ７０７，７０８の出力信号は、夫々ＡＮＤ
ゲート７０９，７１０に供給される。
【００１７】ＡＮＤゲート７０９では、ウインドコンパ
レータ７０５からのゲート信号の“Ｈ”期間内にある微
分信号Ｓdoの正から負に変わるゼロクロス点が検出さ
れ、また、ＡＮＤゲート７１０では、ウインドコンパレ
ータ７０６からのゲート信号の“Ｈ”期間内にある微分
信号Ｓdoの負から正に変わるゼロクロス点が検出され
る。ＳＲ−ＦＦ７１１は、ＡＮＤゲート７０９で検出さ
れるゼロクロス点でセットされ、ＡＮＤゲート７１０で
検出されるゼロクロス点でセットされる。
レータ７０５からのゲート信号の“Ｈ”期間内にある微
分信号Ｓdoの正から負に変わるゼロクロス点が検出さ
れ、また、ＡＮＤゲート７１０では、ウインドコンパレ
ータ７０６からのゲート信号の“Ｈ”期間内にある微分
信号Ｓdoの負から正に変わるゼロクロス点が検出され
る。ＳＲ−ＦＦ７１１は、ＡＮＤゲート７０９で検出さ
れるゼロクロス点でセットされ、ＡＮＤゲート７１０で
検出されるゼロクロス点でセットされる。
【００１８】このようにして、ＳＲ−ＦＦ７１１から
は、微分信号Ｓdoのゼロクロス点毎にレベルが反転する
信号、従って、遅延信号のレベルの極大点で“Ｈ”とな
り、極小点で“Ｌ”となる２値の信号Ｓoutが得られ、
出力端子７１２から図１のクロック再生回路８に供給さ
れる。
は、微分信号Ｓdoのゼロクロス点毎にレベルが反転する
信号、従って、遅延信号のレベルの極大点で“Ｈ”とな
り、極小点で“Ｌ”となる２値の信号Ｓoutが得られ、
出力端子７１２から図１のクロック再生回路８に供給さ
れる。
【００１９】図２におけるトランスバーサル微分回路７
０２の周波数特性を示すと、図４の特性Ｂのようにな
る。特性Ａは通常の不完全微分回路の周波数特性である
が、これでピーク検出を行なう場合には、微分回路のカ
ットオフ周波数を最高記録周波数ｆmaxの２倍程度に設
定しなければならない。これに対し、トランスバーサル
微分回路７０２は、周波数特性Ｂで示すように、高域を
持ち上げていないため、Ｓ／Ｎの点で有利である。ま
た、積分等化のように低域を持ち上げる必要がないた
め、Ｓ−ＮＲＺのような低域まで信号スペクトルがある
ような変調方式からクロックを再生するのに好適であ
る。
０２の周波数特性を示すと、図４の特性Ｂのようにな
る。特性Ａは通常の不完全微分回路の周波数特性である
が、これでピーク検出を行なう場合には、微分回路のカ
ットオフ周波数を最高記録周波数ｆmaxの２倍程度に設
定しなければならない。これに対し、トランスバーサル
微分回路７０２は、周波数特性Ｂで示すように、高域を
持ち上げていないため、Ｓ／Ｎの点で有利である。ま
た、積分等化のように低域を持ち上げる必要がないた
め、Ｓ−ＮＲＺのような低域まで信号スペクトルがある
ような変調方式からクロックを再生するのに好適であ
る。
【００２０】図５は図１における検出回路７の他の具体
例を示すブロック図であって、７２０は不完全積分回
路、７２１はコンパレータ、７２２はＤ−ＦＦ（Ｄ型フ
リップフロップ）、７２３はローパスフィルタ、７２４
は係数器、７２５は移相回路、７２６は入力端子、７２
７は加算回路であり、図２に対応する部分には同一符号
をつけている。また、図６は図５の各部の信号を示すタ
イミング図であって、図５に対応する信号には同一符号
をつけている。
例を示すブロック図であって、７２０は不完全積分回
路、７２１はコンパレータ、７２２はＤ−ＦＦ（Ｄ型フ
リップフロップ）、７２３はローパスフィルタ、７２４
は係数器、７２５は移相回路、７２６は入力端子、７２
７は加算回路であり、図２に対応する部分には同一符号
をつけている。また、図６は図５の各部の信号を示すタ
イミング図であって、図５に対応する信号には同一符号
をつけている。
【００２１】図５及び図６において、図１の等化回路５
からの符号間干渉がないように等化された信号Ｓinは入
力端子７０１から入力され、不完全積分器７２０で磁気
ヘッドの微分特性が補償される。この不完全積分器７２
０のカットオフ周波数は必要伝送帯域を満たすようにす
ればよいが、記録信号がＳ−ＮＲＺ変調信号のように低
域まで信号スペクトルがあるような場合には、ロータリ
トランス等の低域遮断周波数が必要伝送帯域内に入って
くる場合がある、このときには、低域は高次のハイパス
フィルタ特性となって積分器だけでは補償できないた
め、不完全積分器７２０のカットオフ周波数はロータリ
トランス等の低域遮断周波数に合わせ、ここで補償でき
ない低域の補償は後段の回路で行なうようにする。低域
が完全に補償できていないため、不完全積分器７２０の
出力信号Ｓitの波形には、図６に示したように、サグと
呼ばれるレベルが傾斜した現象が生じる。
からの符号間干渉がないように等化された信号Ｓinは入
力端子７０１から入力され、不完全積分器７２０で磁気
ヘッドの微分特性が補償される。この不完全積分器７２
０のカットオフ周波数は必要伝送帯域を満たすようにす
ればよいが、記録信号がＳ−ＮＲＺ変調信号のように低
域まで信号スペクトルがあるような場合には、ロータリ
トランス等の低域遮断周波数が必要伝送帯域内に入って
くる場合がある、このときには、低域は高次のハイパス
フィルタ特性となって積分器だけでは補償できないた
め、不完全積分器７２０のカットオフ周波数はロータリ
トランス等の低域遮断周波数に合わせ、ここで補償でき
ない低域の補償は後段の回路で行なうようにする。低域
が完全に補償できていないため、不完全積分器７２０の
出力信号Ｓitの波形には、図６に示したように、サグと
呼ばれるレベルが傾斜した現象が生じる。
【００２２】不完全積分器７２０の出力信号Ｓitはコン
パレータ７２１に供給され、基準電圧よりも高いレベル
で“Ｈ”となる矩形波信号Ｓcnが得られる。このコンパ
レータ７２１の出力信号Ｓcnには、上記のサグやノイズ
によってデューティ比のずれが生じており、このため、
Ｄ−ＦＦ７２２により、入力端子７２６からの再生クロ
ックを移相器７２５で移相して得られるクロックφ1の
タイミングでコンパレータ７２１の出力信号Ｓcnをラッ
チし、デューティ比が整った矩形波信号Ｓdfを得る。そ
して、この矩形波信号Ｓdfをローパスフィルタ７２３に
通してその低域成分のみ抽出し、この低域成分に係数機
７２４でＫ（但し、０＜Ｋ＜１）倍し、加算回路７２７
で不完全積分器７２０の出力信号Ｓitに加算する。これ
により、加算回路７２７からは、低域成分が再生されて
サグが除かれた２値信号Ｓoutが得られることになり、
出力端子７１２から図１のクロック再生回路８に供給さ
れる。
パレータ７２１に供給され、基準電圧よりも高いレベル
で“Ｈ”となる矩形波信号Ｓcnが得られる。このコンパ
レータ７２１の出力信号Ｓcnには、上記のサグやノイズ
によってデューティ比のずれが生じており、このため、
Ｄ−ＦＦ７２２により、入力端子７２６からの再生クロ
ックを移相器７２５で移相して得られるクロックφ1の
タイミングでコンパレータ７２１の出力信号Ｓcnをラッ
チし、デューティ比が整った矩形波信号Ｓdfを得る。そ
して、この矩形波信号Ｓdfをローパスフィルタ７２３に
通してその低域成分のみ抽出し、この低域成分に係数機
７２４でＫ（但し、０＜Ｋ＜１）倍し、加算回路７２７
で不完全積分器７２０の出力信号Ｓitに加算する。これ
により、加算回路７２７からは、低域成分が再生されて
サグが除かれた２値信号Ｓoutが得られることになり、
出力端子７１２から図１のクロック再生回路８に供給さ
れる。
【００２３】なお、ローパスフィルタ７２３のカットオ
フ周波数は不完全積分器７２０と相補になるように選べ
ばよい。また、コンパレータの出力信号Ｓcnの振幅は不
完全積分器７２０の出力信号Ｓitの振幅に関係なく常に
一定であるため、係数器７２４の係数Ｋは不完全積分器
７２０の出力信号Ｓitの振幅に応じて可変する必要があ
る。
フ周波数は不完全積分器７２０と相補になるように選べ
ばよい。また、コンパレータの出力信号Ｓcnの振幅は不
完全積分器７２０の出力信号Ｓitの振幅に関係なく常に
一定であるため、係数器７２４の係数Ｋは不完全積分器
７２０の出力信号Ｓitの振幅に応じて可変する必要があ
る。
【００２４】図７は入力信号Ｓinにローパスフィルタ７
２３の帯域内の低周波ノイズが重畳された場合の図５の
各部の信号を示すタイミング図である。
２３の帯域内の低周波ノイズが重畳された場合の図５の
各部の信号を示すタイミング図である。
【００２５】図５及び図７において、かかる入力信号Ｓ
inに対し、不完全積分器７２０の出力信号Ｓitには、破
線で示すようなノイズが含まれる。このため、コンパレ
ータ７２１の出力信号Ｓcnは、かかるノイズの影響によ
り、デューティ比がずれてしまうが、Ｄ−ＦＦ７２２に
よってデューティ比が整えられてノイズが除かれるた
め、ローパスフィルタ７２３からノイズが出力されず、
従って、出力端子７１２に得られる２値信号では、入力
信号Ｓinに比べて低域ノイズが増加することがない。
inに対し、不完全積分器７２０の出力信号Ｓitには、破
線で示すようなノイズが含まれる。このため、コンパレ
ータ７２１の出力信号Ｓcnは、かかるノイズの影響によ
り、デューティ比がずれてしまうが、Ｄ−ＦＦ７２２に
よってデューティ比が整えられてノイズが除かれるた
め、ローパスフィルタ７２３からノイズが出力されず、
従って、出力端子７１２に得られる２値信号では、入力
信号Ｓinに比べて低域ノイズが増加することがない。
【００２６】コンパレータ７２１の出力信号Ｓcnからロ
ーパスフィルタ７２３で低域成分を抽出するようにした
のでは、このように低域ノイズ成分も抽出されてしま
い、これが加算回路７２７で不完全積分器７２０の出力
信号Ｓitに加算され、Ｓ／Ｎが劣化する。Ｄ−ＦＦ７２
２はこれを防止し、低域ノイズを増加させることなく低
域成分のみを再生することができるようにしている。
ーパスフィルタ７２３で低域成分を抽出するようにした
のでは、このように低域ノイズ成分も抽出されてしま
い、これが加算回路７２７で不完全積分器７２０の出力
信号Ｓitに加算され、Ｓ／Ｎが劣化する。Ｄ−ＦＦ７２
２はこれを防止し、低域ノイズを増加させることなく低
域成分のみを再生することができるようにしている。
【００２７】ところで、図５に示した具体例では、図６
に示すように、不完全積分器７２０の出力信号Ｓitの波
形にサグが生じるため、これにノイズが重畳されている
ような場合には、このノイズによってコンパレータ７２
１の出力信号Ｓcnが誤り、低域成分の再生が精度良くで
きなくなる。
に示すように、不完全積分器７２０の出力信号Ｓitの波
形にサグが生じるため、これにノイズが重畳されている
ような場合には、このノイズによってコンパレータ７２
１の出力信号Ｓcnが誤り、低域成分の再生が精度良くで
きなくなる。
【００２８】図８はかかる問題を解消できるようにした
図１の検出回路７の他の具体例を示すブロック図であっ
て、７２８は係数器、７２９は加算回路であり、図５に
対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略
する。
図１の検出回路７の他の具体例を示すブロック図であっ
て、７２８は係数器、７２９は加算回路であり、図５に
対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略
する。
【００２９】同図において、ローパスフィルタ７２３の
出力信号Ｓlfは、係数器７２８で係数Ｋ2 が乗ぜられた
後、加算回路７２９に供給されて不完全積分回路７２０
の出力信号Ｓitと加算され、コンパレータ７２１に供給
される。
出力信号Ｓlfは、係数器７２８で係数Ｋ2 が乗ぜられた
後、加算回路７２９に供給されて不完全積分回路７２０
の出力信号Ｓitと加算され、コンパレータ７２１に供給
される。
【００３０】ところで、かかる具体例では、このよう
に、ローパスフィルタ７２３の出力信号Ｓlfが帰還され
るのであるが、この帰還は正帰還であり、帰還量が多い
と、不完全積分回路７２０の出力信号Ｓitが図７に示し
たように連続した正弦波状をなす場合、発振しやすくな
る。これを防止するためには、係数器７２４，７２８の
係数を夫々Ｋ1，Ｋ2とすると、 Ｋ1＞Ｋ2 となるように設定されるとよい。
に、ローパスフィルタ７２３の出力信号Ｓlfが帰還され
るのであるが、この帰還は正帰還であり、帰還量が多い
と、不完全積分回路７２０の出力信号Ｓitが図７に示し
たように連続した正弦波状をなす場合、発振しやすくな
る。これを防止するためには、係数器７２４，７２８の
係数を夫々Ｋ1，Ｋ2とすると、 Ｋ1＞Ｋ2 となるように設定されるとよい。
【００３１】また、この具体例では、ローパスフィルタ
７２３の出力信号Ｓlfを帰還させたが、係数器７２４の
出力信号を帰還させるようにしてもよい。さらに、フィ
ードフォワードを用いずに帰還のみでもよいが、この場
合、発振マージンを取らなくてはならないため、充分な
低域再生を行なうことができないという問題がある。
７２３の出力信号Ｓlfを帰還させたが、係数器７２４の
出力信号を帰還させるようにしてもよい。さらに、フィ
ードフォワードを用いずに帰還のみでもよいが、この場
合、発振マージンを取らなくてはならないため、充分な
低域再生を行なうことができないという問題がある。
【００３２】なお、以上説明した実施例では、検出回路
７の出力信号はクロック再生のみに用いているが、この
出力信号からデータ再生を行なうようにしてもよい。
７の出力信号はクロック再生のみに用いているが、この
出力信号からデータ再生を行なうようにしてもよい。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＰＲ４のような３値のアイパターンをとるような場合で
も、良好なクロック再生を行なうことができる。
ＰＲ４のような３値のアイパターンをとるような場合で
も、良好なクロック再生を行なうことができる。
【図１】本発明によるデータ再生装置の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１における検出回路の一具体例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】図２の各部の信号を示すタイミング図である。
【図４】図２におけるトランスバーサル微分回路の周波
数特性を示す図である。
数特性を示す図である。
【図５】図１における検出回路の他の具体例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】図５の各部の信号を示すタイミング図である。
【図７】入力信号にノイズが重畳されている場合の図５
の各部の信号を示すタイミング図である。
の各部の信号を示すタイミング図である。
【図８】図１における検出回路のさらに他の具体例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
５ 等化回路 ７ 検出回路 ８ クロック再生回路 ７０２ トランスバーサル微分回路 ７２０ 不完全積分器 ７２２ Ｄ−ＦＦ ７２３ ローパスフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 安幸 神奈川県横浜市戸塚区292番地 株式会社 日立画像情報システム内
Claims (4)
- 【請求項１】 伝送または記録再生された信号を符号間
干渉がないように等化する等化手段と、 該等化手段の出力信号を処理する信号処理手段と、 該等化手段の出力信号を２値信号に変換する信号変換手
段と、 該信号変換手段の出力信号から該信号処理手段の出力信
号に同期したクロックを再生するクロック再生手段と、 該クロック再生手段の出力クロックを移相させる移相手
段と、 該信号処理手段の出力信号を、該移相手段からのクロッ
ク出力信号を用いて、ディジタルデータに変換するディ
ジタルデータ変換手段とを備えたことを特徴とするデー
タ再生装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記信号変換手段は、前記等化手段の出力信号を微分
し、微分した信号のゼロクロス点から前記２値信号デー
タを再生する微分検出手段であって、 該微分検出手段は、 入力信号を遅延させる第１の遅延手段と、 該第１の遅延手段の出力信号を遅延させる第２の遅延手
段と、 該第１の遅延手段の入力信号と該第２の遅延手段の出力
信号との差をとる減算手段とからなるトランスバーサル
フィルタで構成されていることを特徴とするデータ再生
装置。 - 【請求項３】 請求項１において、 前記信号変換手段は、不完全積分器と、低域成分再生手
段とから構成され、該低域成分再生手段は、 該不完全積分器の出力信号を矩形波信号に変換するコン
パレータと、 前記クロック再生手段の出力クロックを移相させる移相
手段と、 該コンパレータの出力信号を該移相手段の出力クロック
でラッチするラッチ手段と、 該ラッチ手段の出力信号を帯域制限するローパスフィル
タと、 該ローパスフィルタの出力振幅を変化させる振幅可変手
段と、 該振幅可変手段の出力信号と該不完全積分器の出力信号
とを加算する加算手段とで構成されていることを特徴と
するデータ再生装置。 - 【請求項４】 請求項３において、 前記ローパスフィルタまたは前記振幅可変手段の出力信
号を減衰させ、前記不完全積分器の出力信号に加算する
ように構成したことを特徴とするデータ再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32198592A JPH06177771A (ja) | 1992-12-01 | 1992-12-01 | データ再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32198592A JPH06177771A (ja) | 1992-12-01 | 1992-12-01 | データ再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177771A true JPH06177771A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18138637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32198592A Pending JPH06177771A (ja) | 1992-12-01 | 1992-12-01 | データ再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06177771A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5857002A (en) * | 1996-08-16 | 1999-01-05 | International Business Machines Corporation | PRML channel with EPR4 equalization and clocking |
| US6046874A (en) * | 1995-04-20 | 2000-04-04 | Fujitsu Limited | Reproduction apparatus using multiple partial response maximum likelihood detection systems |
| US8184738B2 (en) | 2005-09-28 | 2012-05-22 | Nec Corporation | Clock reproducing apparatus and method |
-
1992
- 1992-12-01 JP JP32198592A patent/JPH06177771A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6046874A (en) * | 1995-04-20 | 2000-04-04 | Fujitsu Limited | Reproduction apparatus using multiple partial response maximum likelihood detection systems |
| US5857002A (en) * | 1996-08-16 | 1999-01-05 | International Business Machines Corporation | PRML channel with EPR4 equalization and clocking |
| US8184738B2 (en) | 2005-09-28 | 2012-05-22 | Nec Corporation | Clock reproducing apparatus and method |
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