JPH0614795B2 - Brushless DC motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、３相のコイルへの電流路をトランジスタによ
って切り換えるブラシレス直流モータに関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless DC motor in which current paths to coils of three phases are switched by transistors.

従来の技術 従来のブラシレス直流モータでは、３相のコイルへの電
流路を切り換えるために３個以上の位置検出素子を必要
としていた（たとえば、特公昭 ５５−６９３８号または特願昭５６−１９１３９２
号）。2. Description of the Related Art A conventional brushless DC motor requires three or more position detecting elements to switch the current paths to the coils of three phases (for example, Japanese Patent Publication No. 55-6938 or Japanese Patent Application No. 56-191392).
issue).

第８図に従来のブラシレス直流モータの構成例を示す。
永久磁石によって構成されたロータ２の回転位置をホー
ル素子３０１，３０２，３０３によって検出し、その検
出信号に応じて処理回路 ３０４によって第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４
ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの通電状
態を切換制御し、３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電
流路を切換えていた。FIG. 8 shows a configuration example of a conventional brushless DC motor.
The rotation position of the rotor 2 constituted by a permanent magnet is detected by the Hall elements 301, 302, 303, and the processing circuit 304 generates the first drive transistors 4a, 4b, 4 according to the detection signal.
c and the second drive transistors 5a, 5b and 5c are switched on and off, and the current paths to the three-phase coils 3a, 3b and 3c are switched.

発明が解決しようとする問題点 このように、位置検出素子としてホール素子を使用する
場合には、モータの部品点数が多くなり、配線が繁雑に
なるという欠点があった。さらに、エアコンのロータリ
ー形コンプレッサ用モータとしてこのようなブラシレス
直流モータを使用する場合には、ホール素子を高温かつ
高圧状態にて使用することになり、信頼性や寿命が著し
く低下していた。Problems to be Solved by the Invention As described above, when the hall element is used as the position detecting element, there is a drawback that the number of parts of the motor increases and the wiring becomes complicated. Furthermore, when such a brushless DC motor is used as a rotary compressor motor of an air conditioner, the Hall element is used in a high temperature and high pressure state, resulting in a marked decrease in reliability and life.

本発明は、このような点を考慮し、３相のコイルへの電
流の入出力端子にあらわれる端子電圧を利用して位置検
出を行なわせることにより、特別な位置検出素子を１個
も使用しないブラシレス直流モータを提供するものであ
る。In consideration of such a point, the present invention does not use any special position detecting element by performing the position detection by using the terminal voltage appearing at the input / output terminals of the current to the three-phase coil. A brushless DC motor is provided.

問題点を解決するための手段 上記の問題点を解決するために本発明のブラシレス直流
モータでは、３相のコイルへの電流の入出力端子（Ａ端
子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電圧を検出して制御信号を
発生する位置検出手段と、前記位置検出手段の制御信号
にもとづいて前記第一の駆動トランジスタおよび第二の
駆動トランジスタの切換信号を出力し、前記コイルへの
電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の順番に切り換えて通電
させる切換駆動手段と、前記コイルへの供給電流を検出
する電流検出手段とを具備し、前記位置検出手段は、前
記Ａ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性
を有する第一のフィルタ手段と、前記Ｂ端子の端子電圧
を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第二のフィ
ルタ手段と、前記Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的に
１次の積分特性を有する第三のフィルタ手段と、前記第
一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィルタ手段
の出力信号を合成する第一の合成手段と、前記第二のフ
ィルタ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出力
信号を合成する第二の合成手段と、前記第三のフィルタ
手段の出力信号と前記第一のフィルタ手段の出力信号を
合成する第三の合成手段と、前記第一のフィルタ手段の
出力信号と前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記第
三のフィルタ手段の出力信号を合成する第四の合成手段
と、前記第一の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第一のディジタル信号
を作り出す第一の比較手段と、前記第二の合成手段の出
力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
して第二のディジタル信号を作り出す第二の比較手段
と、前記第三の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第三のディジタル信号
を作り出す第三の比較手段と、前記電流検出手段の出力
信号に応動して前記第一の合成手段と第二の合成手段と
第三の合成手段における合成比を変化させる合成比可変
手段とを含んで構成され、前記コイルへの供給電流が多
いときには供給電流が少ない時に比較して、前記第一の
合成手段の出力信号における前記第二のフィルタ手段の
出力信号の合成比率を大きくし、かつ、前記第二の合成
手段の出力信号における前記第三のフィルタ手段の出力
信号の合成比率を大きくし、かつ、前記第三の合成手段
の出力信号における前記第一のフィルタ手段の出力信号
の合成比率を大きくし、さらに、前記第一の比較手段と
第二の比較手段と第三の比較手段の出力ディジタル信号
を前記位置検出信号の制御信号として出力し、前記第一
の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタを切換制
御するようにしたものである。Means for Solving the Problems In order to solve the above problems, in the brushless DC motor of the present invention, the terminal voltage of the input / output terminals (A terminal, B terminal, C terminal) of the current to the three-phase coil is changed. Position detection means for detecting and generating a control signal, and a switching signal for the first drive transistor and the second drive transistor based on the control signal of the position detection means to output a current to the coil at the A terminal. , B terminal, C terminal for switching and energizing in this order, and current detecting means for detecting a current supplied to the coil, and the position detecting means smoothes the terminal voltage of the A terminal. The first filter means having a substantially first-order integration characteristic, the second filter means having a substantially first-order integration characteristic for smoothing the terminal voltage of the B terminal, and the terminal voltage of the C terminal are Smooth Third filtering means having substantially first-order integration characteristics, first synthesizing means for synthesizing the output signal of the first filter means and the output signal of the second filter means, and the second Second synthesizing means for synthesizing the output signal of the filter means and the output signal of the third filter means, and a third synthesizing the output signal of the third filter means and the output signal of the first filter means. Synthesizing means, fourth synthesizing means for synthesizing the output signal of the first filter means, the output signal of the second filter means, and the output signal of the third filter means, and the first synthesizing means. Comparing the output signal of the second synthesizing means with the output signal of the fourth synthesizing means to produce a first digital signal, the output signal of the second synthesizing means and the fourth synthesizing means. The output signals of Second comparing means for producing the third digital signal by substantially comparing the output signal of the third synthesizing means with the output signal of the fourth synthesizing means. And a combination ratio changing means for changing a combination ratio in the first combining means, the second combining means and the third combining means in response to an output signal of the current detecting means. When the supply current to the second is large, the synthesis ratio of the output signal of the second filter means in the output signal of the first synthesizing means is increased, and when the supply current to the second synthesizing means is small. Increasing the synthesis ratio of the output signal of the third filter means in the output signal of, and increasing the synthesis ratio of the output signal of the first filter means in the output signal of the third synthesis means, And outputs the output digital signals of the first comparison means, the second comparison means and the third comparison means as a control signal of the position detection signal to switch the first drive transistor and the second drive transistor. It is designed to be controlled.

作 用 本発明は上記の構成にすることによって、３相のコイル
への電流の入出力端子に現われる端子電圧を利用して安
定な位置検出動作をおこなわせることができるので、特
別な位置検出素子（ホール素子）が必要でなくなる。ま
た、スパイク電圧を含む端子電圧の検出に付随して生じ
る不安定現象も回避するようにされている。Operation According to the present invention having the above-described configuration, it is possible to perform a stable position detecting operation by utilizing the terminal voltage appearing at the input / output terminals of the current to the three-phase coil. (Hall element) is not needed. In addition, an unstable phenomenon that accompanies the detection of the terminal voltage including the spike voltage is also avoided.

実施例 第２図に本発明の実施例を示す。第２図において、１は
直流電源、２はロータ、３ａ，３ｂ，３ｃは３相のコイ
ル、４ａ，４ｂ，４ｃは第一の駆動トランジスタ、５
ａ，５ｂ，５ｃは第二の駆動トランジスタ、６ａ，６
ｂ，６ｃは第一のダイオード、７ａ，７ｂ，７ｃは第二
のダイオード、１０は電流検出部、１１は位置検出部、
１２は切換駆動部、１３は起動加速器、１４は選択切換
器である。Embodiment An embodiment of the present invention is shown in FIG. In FIG. 2, 1 is a DC power supply, 2 is a rotor, 3a, 3b and 3c are three-phase coils, 4a, 4b and 4c are first drive transistors, and 5
a, 5b, 5c are second drive transistors, 6a, 6
b and 6c are first diodes, 7a, 7b and 7c are second diodes, 10 is a current detection unit, 11 is a position detection unit,
Reference numeral 12 is a switching driving unit, 13 is a start accelerator, and 14 is a selection switching unit.

永久磁石によって構成された１磁極対のＮ極とＳ極を有
するロータ２は、界磁磁束を３相のコイル３ａ，３ｂ，
３ｃに鎖交させている。Ｎチャンネルの縦形パワーＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなる第一の駆動
トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃの通電状態を切換制御す
ることによって、直流電源１から３相のコイル３ａ，３
ｂ，３ｃへの電流路が切り換えられている。同様に、Ｎ
チャンネルの縦形パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）からなる第二の駆動トランジスタ５ａ，５
ｂ，５ｃの通電状態を切換制御することによって、３相
のコイル３ａ，３ｂ，３ｃから直流電源１への電流帰路
が切り換えられている。第一の駆動トランジスタ４ａ，
４ｂ，４ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列
に第一のダイオード６ａ，６ｂ，６ｃが逆方向接続され
ている。また、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５
ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列に第二の
ダイオード７ａ，７ｂ，７ｃが逆方向接続されている。
第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃおよび第二の
駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの制御端子への信号
を切換制御することによって、３相のコイル３ａ，３
ｂ，３ｃへの電流を所定の順番に供給している。ロータ
２の界磁磁束と３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電流
によって電磁力が発生し、ロータ２を所定方向に回転駆
動している。The rotor 2 having a pair of N poles and S poles composed of permanent magnets has field magnetic flux of three-phase coils 3a, 3b,
It is linked to 3c. Vertical power MO of N channels
By switching the energization states of the first drive transistors 4a, 4b, 4c, which are S field effect transistors (FETs), the DC power supply 1 to the three-phase coils 3a, 3
The current paths to b and 3c are switched. Similarly, N
Second drive transistors 5a, 5 consisting of vertical power MOS field effect transistors (FETs) of the channel
The current return path from the three-phase coils 3a, 3b, 3c to the DC power supply 1 is switched by switching and controlling the energization states of b and 5c. The first drive transistor 4a,
First diodes 6a, 6b and 6c are reversely connected in parallel to the input and output terminals of the currents 4b and 4c. In addition, the second drive transistors 5a, 5b, 5
Second diodes 7a, 7b, 7c are reversely connected in parallel to the current input terminal and the output terminal of the current c.
By controlling the signals to the control terminals of the first drive transistors 4a, 4b and 4c and the second drive transistors 5a, 5b and 5c, the three-phase coils 3a and 3c are controlled.
Currents to b and 3c are supplied in a predetermined order. An electromagnetic force is generated by the field magnetic flux of the rotor 2 and the currents to the three-phase coils 3a, 3b, 3c, and the rotor 2 is rotationally driven in a predetermined direction.

コイル３ａへの電流の入出力端子Ａ（Ａ端子）は第一の
駆動トランジスタ４ａと第二の駆動トランジスタ５ａの
接続点に結線され、第一のダイオード６ａは第一の駆動
トランジスタ４ａに並列になるようにＡ端子と直流電源
１の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ａは第
二の駆動トランジスタ５ａに並列になるように直流電源
１の負極側とＡ端子の間に接続されている。同様に、コ
イル３ｂへの電流の入出力端子Ｂ（Ｂ端子）は第一の駆
動トランジスタ４ｂと第二の駆動トランジスタ５ｂの接
続点に結線され、第一のダイオード６ｂは第一の駆動ト
ランジスタ４ｂに並列になるようにＢ端子と直流電源１
の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｂは第二
の駆動トランジスタ５ｂに並列になるように直流電源１
の負極側とＢ端子の間に接続されている。同様に、コイ
ル３ｃへの電流の入出力端子Ｃ（Ｃ端子）は第一の駆動
トランジスタ４ｃと第二の駆動トランジスタ５ｃの接続
点に結線され、第一のダイオード６ｃは第一の駆動トラ
ンジスタ４ｃに並列になるようにＣ端子と直流電源１の
正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｃは第二の
駆動トランジスタ５ｃに並列になるように直流電源１の
負極側とＣ端子の間に接続されている。The current input / output terminal A (A terminal) to the coil 3a is connected to the connection point between the first drive transistor 4a and the second drive transistor 5a, and the first diode 6a is connected in parallel to the first drive transistor 4a. Is connected between the A terminal and the positive electrode side of the DC power supply 1, and the second diode 7a is connected between the negative electrode side of the DC power supply 1 and the A terminal so as to be in parallel with the second drive transistor 5a. ing. Similarly, a current input / output terminal B (B terminal) to the coil 3b is connected to a connection point between the first drive transistor 4b and the second drive transistor 5b, and the first diode 6b is connected to the first drive transistor 4b. B terminal and DC power supply 1 in parallel with
Of the DC power supply 1 connected so that the second diode 7b is connected in parallel with the second drive transistor 5b.
Is connected between the negative electrode side and the B terminal. Similarly, the input / output terminal C (C terminal) of the current to the coil 3c is connected to the connection point between the first drive transistor 4c and the second drive transistor 5c, and the first diode 6c is connected to the first drive transistor 4c. Is connected in parallel between the C terminal and the positive electrode side of the DC power supply 1, and the second diode 7c is connected between the negative electrode side of the DC power supply 1 and the C terminal in parallel with the second drive transistor 5c. It is connected to the.

３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの供給電流は電流検出
部１０によって検出される。電流検出部１０は、抵抗値
の非常に小さな電流検出用の抵抗２０（０．０５ ０ｈ
ｍ程度）からなる電流検出器１５とその検出信号Ｖｄを
増幅する検出信号増幅器１６によって構成されている。
電流検出器１５の抵抗２０は第二の駆動トランジスタ５
ａ，５ｂ，５ｃの共通接続端子と直流電源１の間に挿入
され、コイル３ａ，３ｂ，３ｃへの供給電流に応じた電
圧降下の検出信号Ｖｄを得ている。検出信号Ｖｄは検出
信号増幅器１６に入力される。第３図に検出信号増幅器
１６の具体的な構成例を示す。検出信号Ｖｄは抵抗２１
とコンデンサ２２のローパスフィルタによって高周波の
リップル分を平滑・除去され、演算増幅器２５と抵抗２
３，２４によって非反転増幅される。その結果、検出信
号Ｖｄの増幅信号Ｋを出力する。The current detector 10 detects the current supplied to the three-phase coils 3a, 3b, 3c. The current detector 10 includes a resistor 20 (0.050h) for detecting a current having a very small resistance value.
m) and a detection signal amplifier 16 for amplifying the detection signal Vd.
The resistor 20 of the current detector 15 is the second drive transistor 5
It is inserted between the common connection terminals of a, 5b and 5c and the DC power supply 1 to obtain a voltage drop detection signal Vd corresponding to the current supplied to the coils 3a, 3b and 3c. The detection signal Vd is input to the detection signal amplifier 16. FIG. 3 shows a specific configuration example of the detection signal amplifier 16. The detection signal Vd is the resistance 21
The high-frequency ripple component is smoothed and removed by the low-pass filter of the capacitor 22 and the capacitor 22, and the operational amplifier 25 and the resistor 2
Non-inverted amplification by 3, 24. As a result, the amplified signal K of the detection signal Vd is output.

Ａ端子，Ｂ端子およびＣ端子の端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃは位置検出部１１に入力されている。ロータ２が所定
速度以上にて回転しているときに端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，
Ｖｃに現われる逆起電圧により、位置検出部１１はロー
タ２の回転位置を検出して、その回転位置に応じた制御
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。第１図に位置検出部
１１の具体的な構成例を示す。端子電圧Ｖａは第一のフ
ィルタ器３２ａに入力されている。第一のフィルタ器３
２ａは積分回路３９ａとバッファ回路４５の直列接続に
よって構成され、実質的に１次の積分特性を有するよう
にされている。その結果、端子電圧Ｖａを積分した滑ら
かな出力信号Ｆ１を得ている。同様に、端子電圧Ｖｂは
第二のフィルタ器３２ｂに入力されている。第二のフィ
ルタ器３２ｂは積分回路３９ｂとバッファ回路４８の直
列接続によって構成され、実質的に１次の積分特性を有
するようにされている。その結果、端子電圧Ｖｂを積分
した滑らかな出力信号Ｆ２を得ている。同様に、端子電
圧Ｖｃは第三のフィルタ器３２ｃに入力されている。第
三のフィルタ器３２ｃは積分回路３９ｃとバッファ回路
５１の直列接続によって構成され、実質的に１次の積分
特性を有するようにされている。その結果、端子電圧Ｖ
ｃを積分した滑らかな出力信号Ｆ３を得ている。Terminal voltage Va, Vb, V of A terminal, B terminal and C terminal
c is input to the position detector 11. When the rotor 2 is rotating at a predetermined speed or higher, the terminal voltages Va, Vb,
The position detector 11 detects the rotational position of the rotor 2 by the counter electromotive voltage appearing in Vc, and outputs the control signals D1, D2, D3 corresponding to the rotational position. FIG. 1 shows a specific configuration example of the position detector 11. The terminal voltage Va is input to the first filter device 32a. First filter device 3
Reference numeral 2a is composed of an integrator circuit 39a and a buffer circuit 45 connected in series, and has a substantially first-order integral characteristic. As a result, a smooth output signal F1 obtained by integrating the terminal voltage Va is obtained. Similarly, the terminal voltage Vb is input to the second filter device 32b. The second filter device 32b is composed of an integrator circuit 39b and a buffer circuit 48 connected in series, and has a substantially first-order integral characteristic. As a result, a smooth output signal F2 obtained by integrating the terminal voltage Vb is obtained. Similarly, the terminal voltage Vc is input to the third filter device 32c. The third filter device 32c is composed of an integrating circuit 39c and a buffer circuit 51 connected in series, and has a substantially first-order integration characteristic. As a result, the terminal voltage V
A smooth output signal F3 obtained by integrating c is obtained.

第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と第二のフィル
タ器３２ｂの出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３２ｃの
出力信号Ｆ３は制御信号作成器３１に入力され、３相の
ディジタル的な制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を得ている。
制御信号作成器３１は、第一の合成器３３ａと第二の合
成器３３ｂと第三の合成器３３ｃと第四の合成器３３ｄ
と第一の比較器３４ａと第二の比較器３４ｂと第三の比
較器３４ｃと合成比可変器３５によって構成されてい
る。The output signal F1 of the first filter device 32a, the output signal F2 of the second filter device 32b and the output signal F3 of the third filter device 32c are input to the control signal generator 31 and are digital control signals of three phases. D1, D2 and D3 are obtained.
The control signal generator 31 includes a first combiner 33a, a second combiner 33b, a third combiner 33c, and a fourth combiner 33d.
And a first comparator 34a, a second comparator 34b, a third comparator 34c, and a combination ratio variable unit 35.

電流検出部１０の出力信号Ｋが基準電圧源８１の所定の
電位値よりも小さい時には合成比可変器３５の比較器８
２の出力信号Ｍは″Ｌ″（低電位）であり、電流検出部
１０の出力信号Ｋが基準電圧源８１の所定の電圧値より
も大きくなると合成比可変器３５の比較器８２の出力信
号Ｍは″Ｈ″（高電位）になる。When the output signal K of the current detector 10 is smaller than the predetermined potential value of the reference voltage source 81, the comparator 8 of the combination ratio variable device 35.
The output signal M of 2 is "L" (low potential), and when the output signal K of the current detection unit 10 becomes larger than the predetermined voltage value of the reference voltage source 81, the output signal of the comparator 82 of the combination ratio variable device 35. M becomes "H" (high potential).

第一の合成器３３ａは第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２を合成
し、合成信号Ｇ１を得ている。合成比可変器３５の出力
信号Ｍが″Ｌ″の時には、アナログスイッチ７２は開い
ている。このとき、合成信号Ｇ１は抵抗６１と６２によ
って決まる。抵抗６１と６２の抵抗値をそれぞれＲ１，
Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ１は Ｇ１＝（Ｒ２・Ｆ１＋Ｒ１・Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）
……（１） となる。いま、Ｒ１＝１０（ｋΩ），Ｒ２＝９０（ｋ
Ω）とすれば、 Ｇ１＝０．９・Ｆ１＋０．１・Ｆ２ ……（２） となる。また、合成比可変器３５の出力信号Ｍが″Ｈ″
の時には、アナログスイッチ７２は閉じる。このときの
合成信号をＧ１′とすると、Ｇ１′は抵抗６１と６２と
７１によって決まる。抵抗７１の抵抗値をＲ３とし、 Ｒ２′＝Ｒ２・Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３） ……（３） とすると、 Ｇ１′＝（Ｒ２′・Ｆ１＋Ｒ１・Ｆ２）／（Ｒ１＋Ｒ
２′） ……（４） となる。いま、Ｒ３＝２５．７（ｋΩ）とすると、Ｒ
２′＝２０（ｋΩ）となり、 Ｇ１＝０．６６７・Ｆ１＋０．３３３・Ｆ２ ……
（５） となる。The first combiner 33a combines the output signal F1 of the first filter 32a and the output signal F2 of the second filter 32b to obtain a combined signal G1. When the output signal M of the combination ratio variable device 35 is "L", the analog switch 72 is open. At this time, the combined signal G1 is determined by the resistors 61 and 62. The resistance values of the resistors 61 and 62 are respectively R1,
When R2, the combined signal G1 is G1 = (R2 · F1 + R1 · R2) / (R1 + R2)
… (1). Now, R1 = 10 (kΩ), R2 = 90 (k
Ω), G1 = 0.9 · F1 + 0.1 · F2 (2) Further, the output signal M of the combination ratio variable device 35 is "H".
At the time of, the analog switch 72 is closed. If the combined signal at this time is G1 ', G1' is determined by the resistors 61, 62 and 71. If the resistance value of the resistor 71 is R3 and R2 ′ = R2 · R3 / (R2 + R3) (3), G1 ′ = (R2 ′ · F1 + R1 · F2) / (R1 + R
2 ') ... (4) Now, assuming that R3 = 25.7 (kΩ), R
2 '= 20 (kΩ) and G1 = 0.667.F1 + 0.333.F2 ....
(5)

同様に、第二の合成器３３ｂは第二のフィルタ器３２ｂ
の出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ
３を合成し、合成信号Ｇ２を得ている。合成比可変器３
５の出力信号Ｍが″Ｌ″の時には、アナログスイッチ７
４は開いている。このとき、合成信号Ｇ２は抵抗６３と
６４によって決まる。抵抗６３と６４の抵抗値をそれぞ
れＲ１，Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ２は Ｇ２＝（Ｒ２・Ｆ２＋Ｒ１・Ｆ３）／（Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．９＋Ｆ２＋０．１・Ｆ３ ……（６） となる。また、合成比可変器３５の出力信号Ｍが″Ｈ″
の時には、アナログスイッチ７４は閉じる。このときの
合成信号をＲ２′とすると、抵抗６３と６４と７３によ
って決まる。抵抗７３の抵抗値をＲ３とすると、 Ｇ２′＝（Ｒ２′・Ｆ２＋Ｒ１・Ｆ３）／（Ｒ１＋Ｒ
２′） ＝０．６６７・Ｆ２＋０．３３３・Ｆ３ ……（７） となる。Similarly, the second synthesizer 33b is the second filter device 32b.
Output signal F2 of the third filter 32c and the output signal F of the third filter 32c
3 is synthesized to obtain a synthesized signal G2. Composite ratio variable device 3
When the output signal M of 5 is "L", the analog switch 7
4 is open. At this time, the combined signal G2 is determined by the resistors 63 and 64. When the resistance values of the resistors 63 and 64 are R1 and R2, respectively, the combined signal G2 is G2 = (R2 * F2 + R1 * F3) / (R1 + R2) = 0.9 + F2 + 0.1 * F3 (6). Further, the output signal M of the combination ratio variable device 35 is "H".
At the time of, the analog switch 74 is closed. Letting R2 'be the combined signal at this time, it is determined by the resistors 63, 64 and 73. When the resistance value of the resistor 73 is R3, G2 '= (R2' · F2 + R1 · F3) / (R1 + R
2 ′) = 0.667 · F2 + 0.333 · F3 (7)

同様に、第三の合成器３３ｃは第三のフィルタ器３２ｃ
の出力信号Ｆ３と第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ
１を合成し、合成信号Ｇ３を得ている。合成比可変器３
５の出力信号Ｍが″Ｌ″の時には、アナログスイッチ７
６は開いている。このとき、合成信号Ｇ３は抵抗６５と
６６によって決まる。抵抗６５と６６の抵抗値をそれぞ
れＲ１，Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ３は Ｇ３＝（Ｒ２・Ｆ３＋Ｒ１・Ｆ１）／（Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．９・Ｆ３＋０．１・Ｆ１ ……（８） となる。また、合成比可変器３５の出力信号Ｍが″Ｈ″
の時には、アナログスイッチ７６は閉じる。このときの
合成信号をＧ３′とすると、抵抗６５と６６と７５によ
って決まる。抵抗７５の抵抗値をＲ３とすると、 Ｇ３′＝（Ｒ２′・Ｆ３＋Ｒ１・Ｆ１）／（Ｒ１＋Ｒ
２′） ＝０．６６７・Ｆ３＋０．３３３・Ｆ１ ……（９） となる。Similarly, the third combiner 33c is the third filter unit 32c.
Output signal F3 of the first filter 32a and the output signal F of the first filter 32a
1 is combined to obtain a combined signal G3. Composite ratio variable device 3
When the output signal M of 5 is "L", the analog switch 7
6 is open. At this time, the combined signal G3 is determined by the resistors 65 and 66. When the resistance values of the resistors 65 and 66 are R1 and R2, respectively, the combined signal G3 is G3 = (R2 * F3 + R1 * F1) / (R1 + R2) = 0.9 * F3 + 0.1 * F1 (8) . Further, the output signal M of the combination ratio variable device 35 is "H".
At the time of, the analog switch 76 is closed. When the combined signal at this time is G3 ', it is determined by the resistors 65, 66 and 75. If the resistance value of the resistor 75 is R3, then G3 '= (R2' · F3 + R1 · F1) / (R1 + R
2 ′) = 0.667 · F3 + 0.333 · F1 (9)

さらに、第四の合成器３３ｄは第一のフィルタ器３２ａ
の出力信号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ
２と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３を合成し、
第四の合成信号Ｇ４を得ている。抵抗６７と６８と６９
の抵抗値をＲ４＝１００（ｋΩ）とするとき、合成信号
Ｇ４は Ｇ４＝（Ｆ１＋Ｆ２＋Ｆ３）／３ ……（１０） となる。Further, the fourth synthesizer 33d is the first filter device 32a.
Output signal F1 of the second filter 32b
2 and the output signal F3 of the third filter device 32c are combined,
The fourth combined signal G4 is obtained. Resistors 67, 68 and 69
When the resistance value of R4 is 100 (kΩ), the combined signal G4 is G4 = (F1 + F2 + F3) / 3 (10).

第一の比較器３４ａは第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ
１と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ４を比較して、そ
の大小関係に応じたディジタル信号Ｄ１を得ている。す
なわち、Ｇ１＞Ｇ４のときにはＤ１＝″Ｌ″（低電位）
であり、Ｇ１＜Ｇ４のときにはＤ１＝″Ｈ″（高電位）
となる。同様に、第二の比較器３４ｂは第二の合成器３
３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ
４を比較して、その大小関係に応じたディジタル信号Ｄ
２を得ている。すなわち、Ｇ２＞Ｇ４のときにはＤ２
＝″Ｌ″（低電位）であり、Ｇ２＜Ｇ４のときにはＤ２
＝″Ｈ″（高電位）となる。同様に、第三の比較器３４
ｃは第三の合成器３３ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成器
３３ｄの出力信号Ｇ４を比較して、その大小関係に応じ
たディジタル信号Ｄ３を得ている。すなわち、Ｇ３＞Ｇ
４のときにはＤ３＝″Ｌ″（低電位）であり、Ｇ３＜Ｇ
４のときにはＤ３＝″Ｈ″（高電位）となる。比較器３
４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は位
置検出部１１の制御信号として切換駆動部１２に入力さ
れる。The first comparator 34a outputs the output signal G of the first combiner 33a.
1 and the output signal G4 of the fourth combiner 33d are compared with each other to obtain the digital signal D1 corresponding to the magnitude relationship. That is, when G1> G4, D1 = "L" (low potential)
And when G1 <G4, D1 = "H" (high potential)
Becomes Similarly, the second comparator 34b is connected to the second combiner 3
3b output signal G2 and fourth combiner 33d output signal G
4 and compares the digital signal D according to the magnitude relationship.
I'm getting 2. That is, when G2> G4, D2
= “L” (low potential), and when G2 <G4, D2
= "H" (high potential). Similarly, the third comparator 34
For c, the output signal G3 of the third combiner 33c and the output signal G4 of the fourth combiner 33d are compared, and a digital signal D3 corresponding to the magnitude relationship is obtained. That is, G3> G
In case of 4, D3 = "L" (low potential), and G3 <G
When it is 4, D3 = "H" (high potential). Comparator 3
The output signals D1, D2, D3 of 4a, 34b, 34c are input to the switching drive unit 12 as control signals of the position detection unit 11.

切換駆動部１２は、起動加速器１３と選択切換器１４に
よって構成されている。起動加速器１３は、ロータ２が
停止している状態から所定速度まで起動・加速するため
のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と起動指令信号Ｈを出力
する。また、選択切換器１４は起動指令信号Ｈにもとづ
いて位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と起動
加速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のいずれか一
方を選択し、その選択された信号により第一の駆動とラ
ンジスタと第二の駆動トランジスタの切換信号Ｊ１，Ｊ
２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を作り出している。起動指
令信号Ｈが″Ｈ″の時には起動モードを表わし、起動加
速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３によって切換信
号Ｊ１〜Ｊ６が作り出されている。また、起動指令信号
Ｈが″Ｌ″の時には定常モード（ロータ２が所定速度以
上にて回転）を表わし、位置検出部１１の出力信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３によって切換信号Ｊ１〜Ｊ６が作り出さ
れている。The switching drive unit 12 includes a startup accelerator 13 and a selection switching unit 14. The start accelerator 13 outputs pulse signals L1, L2, L3 and a start command signal H for starting and accelerating the rotor 2 from a stopped state to a predetermined speed. The selection switcher 14 selects one of the control signals D1, D2, D3 of the position detector 11 and the pulse signals L1, L2, L3 of the start accelerator 13 based on the start command signal H, and the selected one is selected. Signals for switching the first drive and the transistor and the second drive transistor J1, J
2, J3, J4, J5, J6 are produced. When the start command signal H is "H", the start mode is indicated, and the switching signals J1 to J6 are generated by the pulse signals L1, L2 and L3 of the start accelerator 13. Further, when the start command signal H is "L", it represents a steady mode (the rotor 2 rotates at a predetermined speed or more), and the output signal D of the position detector 11 is indicated.
Switching signals J1 to J6 are generated by 1, D2 and D3.

第４図に選択切換器１４の具体的な構成例を示す。起動
指令信号Ｈが″Ｌ″（定常モード）の時には、アンド回
路１０２，１０３，１０４は位置検出部１１の信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を出力し、アンド回路１０５，１０６，
１０７の出力は″Ｌ″となり、オア回路１１１，１１
２，１１３の出力は信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３となる。イン
バータ回路１１４，１１５，１１６とアンド回路１２
１，１２２，１２３，１２４，１２５，１２６と増幅器
１３１，１３２，１３３，１３４，１３５，１３６は、
オア回路１１１，１１２，１１３の出力Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３にもとづいて６相のパルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ
４，Ｊ５，Ｊ６を出力する。その論理式は、 Ｊ１＝Ｄ２・ＮＯＴ（Ｄ３） …… （１１Ａ） Ｊ２＝Ｄ３・ＮＯＴ（Ｄ１） …… （１１Ｂ） Ｊ３＝Ｄ１・ＮＯＴ（Ｄ２） …… （１１Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｄ２）・Ｄ３ …… （１１Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｄ３）・Ｄ１ …… （１１Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｄ１）・Ｄ２ …… （１１Ｆ） である。ここに、ＮＯＴ（Ｑ）はＱの否定を表わしてい
る。パルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６
は、それぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃ
と第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号
として供給される（なお、増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６はアイソレーション機能や
電位変換機能を有していてもよい）。FIG. 4 shows a specific configuration example of the selection switch 14. When the start command signal H is "L" (steady mode), the AND circuits 102, 103, 104 output the signal D of the position detector 11.
1, D2, D3 are output, and AND circuits 105, 106,
The output of 107 becomes "L", and the OR circuits 111 and 11
The outputs of 2,113 become signals D1, D2, D3. Inverter circuits 114, 115, 116 and AND circuit 12
1, 122, 123, 124, 125, 126 and amplifiers 131, 132, 133, 134, 135, 136 are
Outputs D1, D2, D of the OR circuits 111, 112, 113
6-phase pulse signals J1, J2, J3, J based on 3
4, J5 and J6 are output. The logical formula is as follows: J1 = D2 · NOT (D3) …… (11A) J2 = D3 · NOT (D1) …… (11B) J3 = D1NOT (D2) …… (11C) J4 = NOT (D2)・ D3 ・ ・ ・ (11D) J5 = NOT (D3) ・ D1 ・ ・ ・ (11E) J6 = NOT (D1) ・ D2 ・ ・ ・ (11F). Here, NOT (Q) represents the negation of Q. Pulse signal J1, J2, J3, J4, J5, J6
Are the first drive transistors 4a, 4b, 4c, respectively.
And the second drive transistors 5a, 5b, 5c as switching signals (the amplifiers 131, 132, 13
3,134,135,136 may have an isolation function or a potential conversion function).

同様に、起動指令信号Ｈが″Ｈ″（起動モード）の時に
は、アンド回路１０５，１０６，１０７は起動加速器１
３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力し、アンド回路
１０２，１０３，１０４は出力は″Ｌ″となり、オア回
路１１１，１１２，１１３の出力は信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ
３となる。インバータ回路１１４，１１５，１１６とア
ンド回路１２１，１２２，１２３，１２４，１２５，１
２６と増幅器１３１，１３２，１３３，１３４，１３
５，１３６は、オア回路１１１，１１２，１１３の出力
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３にもとづいている６相のパルス信号Ｊ
１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を出力する。その論
理式は、 Ｊ１＝Ｄ２・ＮＯＴ（Ｌ３） …… （１２Ａ） Ｊ２＝Ｌ３・ＮＯＴ（Ｌ１） …… （１２Ｂ） Ｊ３＝Ｌ１・ＮＯＴ（Ｌ２） …… （１２Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｌ２）・Ｌ３ …… （１２Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｌ３）・Ｌ１ …… （１２Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｌ１）・Ｌ２ …… （１２Ｆ） となる。Similarly, when the start command signal H is "H" (start mode), the AND circuits 105, 106, 107 are connected to the start accelerator 1
3 output pulse signals L1, L2, L3, AND circuits 102, 103, 104 output "L", and OR circuits 111, 112, 113 output signals L1, L2, L.
It becomes 3. Inverter circuits 114, 115, 116 and AND circuits 121, 122, 123, 124, 125, 1
26 and amplifiers 131, 132, 133, 134, 13
5, 136 are six-phase pulse signals J based on the outputs L1, L2, L3 of the OR circuits 111, 112, 113.
Outputs 1, J2, J3, J4, J5, J6. The logical formula is: J1 = D2.NOT (L3) (12A) J2 = L3.NOT (L1) (12B) J3 = L1.NOT (L2) (12C) J4 = NOT (L2)・ L3 ・ ・ ・ (12D) J5 = NOT (L3) ・ L1 ・ ・ ・ (12E) J6 = NOT (L1) ・ L2 ・ ・ ・ (12F)

次に、全体の回転駆動動作について説明する。まず、ロ
ータ２が所定速度以上にて回転している場合について、
第５図の動作説明用の波形図を参照して説明する。第５
図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）はＡ端子，Ｂ端子，
Ｃ端子の端子電圧波形であり、第一の駆動トランジスタ
と第二の駆動トランジスタの通電状態に応じて所定相の
コイル（２相分）に電流が供給されている。第５図にお
いて、 状態……駆動トランジスタ４ａと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｂに電流が供給される（Ａ端子
からＢ端子に電流が流れる）。Next, the entire rotation driving operation will be described. First, regarding the case where the rotor 2 is rotating at a predetermined speed or more,
The operation will be described with reference to the waveform chart of FIG. 5 for explaining the operation. Fifth
Figures (a), (b), (c) and (d) show A terminal, B terminal,
It is a terminal voltage waveform of the C terminal, and current is supplied to the coil (for two phases) of a predetermined phase according to the energization state of the first drive transistor and the second drive transistor. In FIG. 5, the state: only the drive transistors 4a and 5b are energized, and current is supplied to the coils 3a and 3b (current flows from the A terminal to the B terminal).

状態……駆動トランジスタ４ａと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｃに電流が供給される（Ａ端子
からＣ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4a and 5c are energized, and current is supplied to the coils 3a and 3c (current flows from the A terminal to the C terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ｃに電流が供給される（Ｂ端子
からＣ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4b and 5c are energized, and current is supplied to the coils 3b and 3c (current flows from the B terminal to the C terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ａに電流が供給される（Ｂ端子
からＡ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4b and 5a are energized, and current is supplied to the coils 3b and 3a (current flows from the B terminal to the A terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ａに電流が供給される（Ｃ端子
からＡ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4c and 5a are energized, and current is supplied to the coils 3c and 3a (current flows from the C terminal to the A terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ｂに電流が供給される（Ｃ端子
からＢ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4c and 5b are energized, and current is supplied to the coils 3c and 3b (current flows from the C terminal to the B terminal).

であり、ロータ２の１磁極対の回転に伴って電流路は
状態から状態に順次切り換えられる。その結果、３相
のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへはＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子
の順番に３相の電流が供給されている。なお、状態が移
るときに各端子にはスパイク電圧が発生し、コイルに蓄
えられていた磁気エネルギーが第一のダイオード６ａ，
６ｂ，６ｃまたは第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを
通じて直流電源１に回生される。Therefore, the current path is sequentially switched from state to state as the one magnetic pole pair of the rotor 2 rotates. As a result, three-phase currents are supplied to the three-phase coils 3a, 3b, 3c in the order of A terminal, B terminal, and C terminal. When the state changes, a spike voltage is generated at each terminal, and the magnetic energy stored in the coil causes the first diode 6a,
6b, 6c or the second diodes 7a, 7b, 7c to regenerate the DC power supply 1.

端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは位置検出部１１の第一のフ
ィルタ器３２ａ，第二のフィルタ器３２ｂ，第三のフィ
ルタ器３２ｃによって平滑され、第５図（ｄ），
（ｅ），（ｆ）に示すような滑らかな３相信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３が得られる。第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２は第一
の合成器３３ａにて合成され（（２）式または（５）
式）、第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と第二の
フィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３
２ｃの出力信号Ｆ３は第四の合成器３３ｄにて合成され
（（１０）式）、合成信号Ｇ１と合成信号Ｇ４が第一の
比較器３４ａにて比較される。第５図（ｇ）に信号Ｇ１
（太い実線）とＧ４（細い実線）の波形を示し、第５図
（ｈ）に第一の比較器３４ａの出力信号Ｄ１を示す。同
様に、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成
器３３ｄの出力信号Ｇ４は第二の比較器３４ｂにて比較
され、第５図（ｉ）に示す出力信号Ｄ２を得ている。同
様に、第三の合成器３３ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成
器３３ｄの出力信号Ｇ４は第三の比較器３４ｃにて比較
され、第５図（ｊ）に示す出力信号Ｄ３を得ている。第
一，第二，第三の比較器３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は３相のディジタル信号となり、
制御信号として切換駆動部１２に入力される。The terminal voltages Va, Vb, and Vc are smoothed by the first filter device 32a, the second filter device 32b, and the third filter device 32c of the position detection unit 11, and are shown in FIG.
Smooth three-phase signals F1 and F as shown in (e) and (f)
2, F3 is obtained. The output signal F1 of the first filter device 32a and the output signal F2 of the second filter device 32b are combined by the first combiner 33a (equation (2) or (5)).
), The output signal F1 of the first filter device 32a, the output signal F2 of the second filter device 32b, and the third filter device 3
The output signal F3 of 2c is combined by the fourth combiner 33d (equation (10)), and the combined signal G1 and the combined signal G4 are compared by the first comparator 34a. The signal G1 is shown in FIG.
The waveforms (thick solid line) and G4 (thin solid line) are shown, and the output signal D1 of the first comparator 34a is shown in FIG. 5 (h). Similarly, the output signal G2 of the second combiner 33b and the output signal G4 of the fourth combiner 33d are compared by the second comparator 34b to obtain the output signal D2 shown in FIG. 5 (i). There is. Similarly, the output signal G3 of the third combiner 33c and the output signal G4 of the fourth combiner 33d are compared by the third comparator 34c to obtain the output signal D3 shown in FIG. 5 (j). There is. The output signals D1, D2 and D3 of the first, second and third comparators 34a, 34b and 34c are three-phase digital signals,
It is input to the switching drive unit 12 as a control signal.

定常モードでは切換駆動部１２の起動加速器１３の起動
指令信号Ｈは″Ｌ″になっているので、選択切換器１４
は位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３にもとづ
いて、（１１Ａ）式〜（１１Ｆ）式の信号Ｊ１，Ｊ２，
Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を発生する。第５図（ｋ），
（ｌ），（ｍ），（ｎ），（ｏ），（ｐ）にその波形を
示すように、Ｊ１〜Ｊ６は６相のパルス信号になってい
る。切換駆動部１２の信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３はそれぞれ
第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃの切換信号と
して供給され、信号Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６はそれぞれ第二の
駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号として供
給される。従って、 状態……Ｊ１とＪ５のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ１とＪ６のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ２とＪ６のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ２とＪ４のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ３とＪ４のみが″Ｈ″ 状態……Ｊ３とＪ５のみが″Ｈ″ となり、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃと第
一の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃは前述の状態
から状態（第５図の上部参照）の電流路の切換動作を
行なう。その結果、ロータ２は所定方向に持続的に回転
駆動される。In the steady mode, the start command signal H of the start accelerator 13 of the switching drive unit 12 is "L", so the selection switch 14
Is based on the control signals D1, D2, D3 of the position detection unit 11, and the signals J1, J2 of the formulas (11A) to (11F).
J3, J4, J5 and J6 are generated. Fig. 5 (k),
As shown in the waveforms (l), (m), (n), (o), and (p), J1 to J6 are 6-phase pulse signals. The signals J1, J2, J3 of the switching drive unit 12 are supplied as switching signals of the first driving transistors 4a, 4b, 4c, respectively, and the signals J4, J5, J6 switch the second driving transistors 5a, 5b, 5c, respectively. It is supplied as a signal. Therefore, state ... J1 and J5 only are "H" state ... J1 and J6 are only "H" state ... J2 and J6 are only "H" state ... J2 and J4 are only "H" state ... J3 And J4 only are in the "H" state ... Only J3 and J5 are in the "H" state, and the first drive transistors 4a, 4b, 4c and the first drive transistors 5a, 5b, 5c are in the state (the fifth state). The current path switching operation (see the upper part of the figure) is performed. As a result, the rotor 2 is continuously driven to rotate in a predetermined direction.

次に、ロータ２が停止状態から起動・加速される動作
（起動モード）について説明する。切換駆動部１２の起
動加速器１３は、起動指令信号Ｈを″Ｈ″にし、かつ、
低周波の３相のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力す
る。選択切換器１４はパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３にも
とづいて、（１２Ａ）式〜（１２Ｆ）式による６相のパ
ルス信号Ｊ１〜Ｊ６を出力し、第一の駆動トランジスタ
４ａ，４ｂ，４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５
ｂ，５ｃを前述の状態〜状態に順次切り換えてい
く。その結果、ロータ２はステッピングモータもしくは
低周波の同期モータのように起動・加速される。また、
起動加速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の周波数
を徐々に高くすることによって、ロータ２は所定の回転
速度まで加速される。ロータ２が所定の回転速度まで加
速されると、起動加速器１３の起動指令信号Ｈは″Ｌ″
に変わり（起動モードから定常モードに移行）、位置検
出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によって第一の駆
動トランジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信
号Ｊ１〜Ｊ６が作り出される（起動加速器１３がロータ
２の回転速度を検出し、所定速度以上になると起動指令
信号Ｈを″Ｌ″にするように構成し、起動加速動作を安
定確実にするようにしてもよい）。Next, an operation (starting mode) in which the rotor 2 is started and accelerated from the stopped state will be described. The startup accelerator 13 of the switching drive unit 12 sets the startup command signal H to "H", and
It outputs low-frequency three-phase pulse signals L1, L2, L3. The selection switcher 14 outputs the six-phase pulse signals J1 to J6 according to the equations (12A) to (12F) on the basis of the pulse signals L1, L2 and L3, and outputs the first drive transistors 4a, 4b and 4c and the first drive transistors 4a, 4b and 4c. Second drive transistor 5a, 5
b and 5c are sequentially switched to the above-mentioned states. As a result, the rotor 2 is started and accelerated like a stepping motor or a low frequency synchronous motor. Also,
By gradually increasing the frequencies of the pulse signals L1, L2, L3 of the startup accelerator 13, the rotor 2 is accelerated to a predetermined rotation speed. When the rotor 2 is accelerated to a predetermined rotation speed, the start command signal H of the start accelerator 13 is "L".
(Transition from startup mode to steady mode), and switching signals J1 to J6 of the first drive transistor and the second drive transistor are generated by the control signals D1, D2, and D3 of the position detector 11 (start accelerator 13 The rotation speed of the rotor 2 may be detected, and the startup command signal H may be set to "L" when the rotation speed is equal to or higher than a predetermined speed to ensure stable and reliable startup acceleration operation.

本実施例に示すように、コイル３ａ，３ｂ，３ｃに生じ
る逆起電圧をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の端子電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃによって検出し、その検出電圧に応じて第一
の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタの通電状
態を切り換えれば、特別な位置検出素子をもちいること
なく、良好な電流路の切換動作を実現できる。特にＡ端
子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有す
る第一のフィルタ器３２ａと、Ｂ端子の端子電圧を平滑
する実質的に１次の積分特性を有する第二のフィルタ器
３２ｂと、Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の
積分特性を有する第三のフィルタ器３２ｃと、第一のフ
ィルタ器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂの
出力信号を合成する第一の合成器３３ａと、第二のフィ
ルタ器３２ｂの出力信号と第三のフィルタ器３２ｃの出
力信号を合成する第二の合成器３３ｂと、第三のフィル
タ器３２ｃの出力信号と第一のフィルタ器３２ａの出力
信号を合成する第三の合成器３３ｃと、第一のフィルタ
器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂの出力信
号と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号を合成する第四
の合成器３３ｄと、第一の合成器３３ａの出力する信号
と第四の合成器３３ｄの出力信号を実質的に比較して第
一のディジタル信号を作り出す第一の比較器３４ａと、
第二の合成器３３ｂの出力信号と第四の合成器３３ｄの
出力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号を作
り出す第二の比較器３４ｂと、第三の合成器３３ｃの出
力信号と第四の合成器３３ｄの出力信号を実質的に比較
して第三のディジタル信号を作り出す第二の比較器３４
ｃによって、位置検出部１１を構成するならば、簡単な
構成にて正確な位置検出動作を行なうことができる。As shown in this embodiment, the counter electromotive voltages generated in the coils 3a, 3b, 3c are the terminal voltages Va of the A terminal, the B terminal, and the C terminal.
By detecting with Vb and Vc and switching the energization state of the first drive transistor and the second drive transistor according to the detected voltage, a good current path switching operation can be performed without using a special position detection element. Can be realized. In particular, a first filter device 32a having a substantially first-order integration characteristic that smoothes the terminal voltage at the A terminal, and a second filter device having a substantially first-order integration characteristic that smoothes the terminal voltage at the B terminal. 32b, a third filter device 32c having a substantially first-order integral characteristic that smoothes the terminal voltage of the C terminal, an output signal of the first filter device 32a, and an output signal of the second filter device 32b. The first combiner 33a, the second combiner 33b that combines the output signal of the second filter 32b and the output signal of the third filter 32c, and the output signal of the third filter 32c A third combiner 33c that combines the output signals of the one filter device 32a, an output signal of the first filter device 32a, an output signal of the second filter device 32b, and an output signal of the third filter device 32c. Fourth synthesizer And 3d, the first comparator 34a to produce a first digital signal substantially compares the output signal of the signal and the fourth combiner 33d for outputting the first combiner 33a,
A second comparator 34b that substantially compares the output signal of the second combiner 33b and the output signal of the fourth combiner 33d to generate a second digital signal, and the output signal of the third combiner 33c. The second comparator 34 which substantially compares the output signal of the fourth synthesizer 33d with the output signal of the fourth synthesizer 33d to produce a third digital signal.
If the position detecting unit 11 is configured by c, the accurate position detecting operation can be performed with a simple structure.

これについて、さらに詳しく説明する。直流電源１の電
圧値を変えることによって、本実施例のブラシレス直流
モータの回転速度を可変速制御することができる。この
ような場合には、モータの回転速度を変えた時に端子電
圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの最大値が変化するようになり、フ
ィルタ器の出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に直流電位の変化
が生じる。従って、たとえば、信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３と
基準の直流電圧を比較して電流路を切り換えるようにす
ると、比較器の出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の変化点が理
想的な電流路の切換位置（最大の加速トルクが得られる
切換位置）より大幅にずれてしまう。その結果、モータ
の回転駆動動作が乱され、正常な回転ができなくなる。This will be described in more detail. By changing the voltage value of the DC power supply 1, the rotation speed of the brushless DC motor of this embodiment can be controlled at a variable speed. In such a case, when the rotation speed of the motor is changed, the maximum values of the terminal voltages Va, Vb, Vc are changed, and the DC signals are changed in the output signals F1, F2, F3 of the filter. Therefore, for example, when the current paths are switched by comparing the signals F1, F2, F3 with the reference DC voltage, the change points of the output signals D1, D2, D3 of the comparator are ideal current path switching positions ( It will deviate significantly from the switching position where the maximum acceleration torque is obtained). As a result, the rotation driving operation of the motor is disturbed, and normal rotation cannot be performed.

このような問題に対して本実施例の構成では、直流電源
１の電圧値を変えた場合でもフィルタ器３２ａ，３２
ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の直流電位がす
べて同じように変化する。それに伴って、合成器３３
ａ，３３ｂ，３３ｃ，３３ｄの出力信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３，Ｇ４の直流電位も同じように変化する。従って、比
較器３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３は直流電源１の電圧値の変化に無関係になり、正確な
位置検出信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を得ることができる。With respect to such a problem, in the configuration of the present embodiment, the filter devices 32a and 32a are changed even when the voltage value of the DC power supply 1 is changed.
The DC potentials of the output signals F1, F2 and F3 of b and 32c all change in the same manner. Accordingly, the synthesizer 33
a, 33b, 33c, 33d output signals G1, G2, G
The DC potentials of 3 and G4 change in the same manner. Therefore, the output signals D1, D2, D of the comparators 34a, 34b, 34c are
3 becomes irrelevant to changes in the voltage value of the DC power supply 1, and accurate position detection signals D1, D2, D3 can be obtained.

さらに、本実施例のブラシレス直流モータには次のよう
な利点もある。第５図（ａ），（ｂ），（ｃ）に示した
ように、電流路の切り換え時点において端子電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃにはするどいスパイク電圧が発生する。この
スパイク電圧により、フィルム器３２ａ，３２ｂ，３２
ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の位相は進み方向（逆起
電圧に対して）に移動する。従って、たとえば、信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３のゼロクロス点（基準の直流電圧値とな
る点）において電流路を切り換えるようにすると、切り
換えのタイミングがすべて進んでしまう。特に、負荷ト
ルクが大きくなったときに位置検出の進みが大きくな
り、モータが脱調して停止するという致命的な問題をひ
きおこしていた。これは、次のような動作メカニズムに
よって引き起こされていることがわかった。すなわち、
負荷トルクが大きくなると、それに伴って電流が大きく
なり、コイルに蓄えられる磁気エネルギーも大きくな
り、電流路の切換時点におけるスパイク電圧の幅が太く
なる。スパイク電圧の幅が太くなるとフィルタ器の出力
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の位相が進み、信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３のゼロクロス点の位相も進んでいく。信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３のゼロクロス点において、電流路を切り換えて
いるので、電流路の切換時点も進むようになり、端子電
圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに現われる電流による電圧降下やス
パイク電圧が進むようになる。すなわち、コイルの端子
電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ（電流による電圧降下とスパイク
電圧）のみ−−−フイルタ器の出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３の進み−−−位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３のみ−−−切換駆動器１２の切換信号Ｊ１〜Ｊ６の
進み−−−電流路の切り換えの進み−−−Ｖａ，Ｖｂ，
Ｖｃの進み、という正帰還ループが形成されており、負
荷トルクの大きいときには上記の正帰還ループの影響が
大きくなり、位置検出動作や回転駆動動作が不安定にな
り、脱調することがわかった。Further, the brushless DC motor of this embodiment has the following advantages. As shown in FIGS. 5A, 5B, and 5C, the terminal voltage Va,
A sharp spike voltage is generated at Vb and Vc. By this spike voltage, the film units 32a, 32b, 32
The phases of the output signals F1, F2, F3 of c move in the advance direction (with respect to the counter electromotive voltage). Thus, for example, the signal F
If the current paths are switched at the zero-cross points of 1, F2 and F3 (points at which the reference DC voltage value is obtained), all the switching timing will be advanced. Particularly, when the load torque becomes large, the progress of the position detection becomes large, which causes a fatal problem that the motor gets out of step and stops. It has been found that this is caused by the following operating mechanism. That is,
As the load torque increases, the current also increases, the magnetic energy stored in the coil also increases, and the width of the spike voltage at the time of switching the current path increases. When the width of the spike voltage becomes thicker, the phases of the output signals F1, F2, F3 of the filter advance, and the signals F1, F2,
The phase of the zero cross point of F3 also advances. Signals F1 and F
Since the current path is switched at the zero-cross point of F2 and F3, the switching time of the current path also advances, and the voltage drop and spike voltage due to the currents appearing in the terminal voltages Va, Vb, and Vc proceed. That is, only the coil terminal voltages Va, Vb, Vc (voltage drop due to current and spike voltage) are output signals F1, F2, F of the filter device.
3 ---- Control signals D1, D2 of position detector 11
D3 only --- Advancing switching signals J1 to J6 of the switching driver 12 --- Advancing current path switching --- Va, Vb,
It has been found that a positive feedback loop that the Vc advances is formed, and when the load torque is large, the influence of the positive feedback loop becomes large, the position detection operation and the rotational drive operation become unstable, and step out occurs. .

本実施例では、電流検出部１０の出力信号Ｋにより位置
検出部１１の制御信号作成器３１の動作を切り換えるこ
とによって、上記の不安定現象を生じないようにしてい
る。次に、これについて第６図の動作説明用の波形図を
参照して更に詳しく説明する。コイル３ａ，３ｂ，３ｃ
への供給電流が少ないときには電流検出部１０の出力信
号Ｋも小さく、制御信号作成器３１の合成比可変器３５
の出力信号Ｍは″Ｌ″になっている。従って、アナログ
スイッチ７２，７４，７６は開いており、合成器３３
ａ，３３ｂ，３３ｃは（２），（６），（８）式によっ
て表わせる合成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。比較
器３４ａ，３４ｂ，３４ｃはそれぞれ合成信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３と第四の合成器３３ｄの合成信号Ｇ４を比較し
て、３相の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。一
方、コイル３ａ，３ｂ，３ｃへの供給電流が大きくなる
と電流検出部１０の出力信号Ｋも大きくなり、制御信号
作成器３１の合成比可変器３５の出力信号Ｍは″Ｈ″に
変わる。従って、アナログスイッチ７２，７４，７６が
閉じて、合成器３３ａ，３３ｂ，３３ｃは（５），
（７），（９）式によって表わせる合成信号Ｇ１′，Ｇ
２′，Ｇ３′を出力する。比較器３４ａ，３４ｂ，３４
ｃはそれぞれ合成信号Ｇ１′，Ｇ２′，Ｇ３′と第四の
合成器３３ｄの合成信号Ｇ４を比較して、３相の制御信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。In this embodiment, the operation of the control signal generator 31 of the position detector 11 is switched by the output signal K of the current detector 10 so that the above-mentioned instability phenomenon does not occur. Next, this will be described in more detail with reference to the waveform chart for explaining the operation in FIG. Coils 3a, 3b, 3c
When the supply current to the control signal generator 31 is small, the output signal K of the current detection unit 10 is also small, and the synthesis ratio variable unit 35 of the control signal generator 31.
Output signal M is "L". Therefore, the analog switches 72, 74, 76 are open and the synthesizer 33 is
a, 33b and 33c output synthetic signals G1, G2 and G3 represented by the equations (2), (6) and (8). The comparators 34a, 34b and 34c respectively generate synthetic signals G1 and G.
2, G3 is compared with the combined signal G4 of the fourth combiner 33d, and three-phase control signals D1, D2, D3 are output. On the other hand, when the supply current to the coils 3a, 3b, 3c increases, the output signal K of the current detection unit 10 also increases, and the output signal M of the synthesis ratio variable device 35 of the control signal generator 31 changes to "H". Therefore, the analog switches 72, 74 and 76 are closed, and the combiners 33a, 33b and 33c are set to (5),
Combined signals G1 ', G represented by equations (7) and (9)
2 ', G3' are output. Comparators 34a, 34b, 34
c compares the synthesized signals G1 ', G2', G3 'with the synthesized signal G4 of the fourth synthesizer 33d, and outputs three-phase control signals D1, D2, D3.

第６図（ａ）に第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１，Ｇ
１′と第四の合成器３３ｄの合成信号Ｇ４の波形を示
し、第６図（ｂ）に第一の比較器３４ａの出力信号Ｄ１
の波形を示す。第６図（ｂ）の実線はＧ１とＧ４を比較
して得られる信号Ｄ１であり、破線はＧ１′とＧ４を比
較して得られる信号Ｄ１である。第６図により、コイル
への供給電流が多い時の制御信号Ｄ１（破線）は供給電
流の少ない時よりも遅れた位相でディジタル的に変化す
ることがわかる。他の制御信号Ｄ２，Ｄ３についても同
様に位相が遅れる。すなわち、コイルへの供給電流が所
定の値よりも大きくなると、電流検出部１０の出力信号
Ｋに応動して制御信号作成器３１の動作が変わり、フィ
ルタの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３から制御信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３への変換位相が遅らされている（コイルへの供
給電流が所定値よりも少ない時に比較して）。その結
果、上述のスパイク電圧による位相の進み分がかなり補
償され、本実施例のブラシレス直流モータの位置検出動
作および回転駆動動作は負荷トルクが大きくなっても不
安定にならない。FIG. 6 (a) shows the output signals G1 and G of the first combiner 33a.
1'and the waveform of the combined signal G4 of the fourth combiner 33d are shown, and the output signal D1 of the first comparator 34a is shown in FIG. 6 (b).
Shows the waveform of. The solid line in FIG. 6 (b) is the signal D1 obtained by comparing G1 and G4, and the broken line is the signal D1 obtained by comparing G1 'and G4. It can be seen from FIG. 6 that the control signal D1 (broken line) when the supply current to the coil is large changes digitally with a phase delayed as compared to when the supply current is small. The phases of the other control signals D2 and D3 are similarly delayed. That is, when the current supplied to the coil becomes larger than a predetermined value, the operation of the control signal generator 31 changes in response to the output signal K of the current detection unit 10, and the output signals F1, F2, F3 of the filter change from the control signal. D1, D
2, the conversion phase to D3 is delayed (compared to when the current supplied to the coil is less than a predetermined value). As a result, the amount of advance of the phase due to the above spike voltage is considerably compensated, and the position detecting operation and the rotational driving operation of the brushless DC motor of this embodiment do not become unstable even if the load torque increases.

このような制御信号作成器３１の変換位相を遅らせる動
作は、電流検出部１０の出力信号Ｋに応動して合成器３
８の合成比を変化させる合成比可変器３５によって、コ
イルへの供給電流が多いときには供給電流が少ない時に
比較して、第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１における
第二のフィルタ器３３ｂの出力信号Ｆ２の合成比率を大
きくし、かつ、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２にお
ける第三のフィルタ器３３ｃの出力信号Ｆ３の合成比率
を大きくし、かつ、第三の合成器３３ｃの出力信号Ｇ３
における第一のフィルタ器３３ａの出力信号１の合成比
率を大きくすることによって、容易に実現できる。Such an operation of delaying the conversion phase of the control signal generator 31 responds to the output signal K of the current detecting unit 10 and synthesizer 3
The output of the second filter device 33b in the output signal G1 of the first combiner 33a is higher than that when the supply current to the coil is large, as compared with the case where the supply current to the coil is small, by the combination ratio varying device 35 that changes the combination ratio of 8 Increasing the synthesis ratio of the signal F2, increasing the synthesis ratio of the output signal F3 of the third filter 33c in the output signal G2 of the second synthesizer 33b, and outputting the output signal of the third synthesizer 33c. G3
It can be easily realized by increasing the synthesis ratio of the output signal 1 of the first filter device 33a.

さらに、本実施例では、コイルへの供給電流が少ない場
合においても、第一の合成器３３ａと第一の合成器３３
ｂと第一の合成器３３ｃの合成比率を適当に選ぶことに
よってスパイク電圧による位相の進み分をあらかじめ補
償している。たとえば、第一の合成器３３ａの第一の出
力信号Ｇ１は第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と
第一のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２を９：１の合成
比率で含んでいる。その結果、第５図（ｇ），（ｈ）に
示すように、第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１（太い
実線）は第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１（破
線）よりも１０度程度遅れ（信号Ｆ１の１周期を３６０
度とする）、第一のディジタル信号Ｄ１の変化点も遅れ
る（逆起電圧に対して）ようになる。Further, in the present embodiment, even when the current supplied to the coil is small, the first synthesizer 33a and the first synthesizer 33 are used.
By appropriately selecting the combination ratio of b and the first combiner 33c, the phase advance due to the spike voltage is compensated in advance. For example, the first output signal G1 of the first combiner 33a includes the output signal F1 of the first filter unit 32a and the output signal F2 of the first filter unit 32b at a combining ratio of 9: 1. As a result, as shown in FIGS. 5 (g) and 5 (h), the output signal G1 (thick solid line) of the first combiner 33a is 10 degrees higher than the output signal F1 (broken line) of the first filter unit 32a. Delayed approximately (one cycle of signal F1 is 360
The change point of the first digital signal D1 is also delayed (relative to the counter electromotive voltage).

同様に、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２は第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２よりも１０度程度遅れた
信号となり、第二のディジタル信号Ｄ２の変化点も遅れ
るようになる。同様に、第三の合成器３３ｃの出力信号
Ｇ３は第三のフィルム器３２ｃの出力信号Ｆ３よりも１
０度程度遅れた信号となり、第三のディジタル信号Ｄ３
の変化点も遅れるようになる。信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が
遅れると切換信号Ｊ１〜Ｊ６も遅れるので、スパイク電
圧による位相の進み分がある程度補償され、電流路の切
換位相は理想的な切換位相にほぼ等しくなる。Similarly, the output signal G2 of the second synthesizer 33b is delayed by about 10 degrees from the output signal F2 of the second filter 32b, and the change point of the second digital signal D2 is also delayed. Similarly, the output signal G3 of the third synthesizer 33c is 1 more than the output signal F3 of the third film unit 32c.
The signal is delayed by about 0 degrees, and the third digital signal D3
The change point of will also be delayed. When the signals D1, D2 and D3 are delayed, the switching signals J1 to J6 are also delayed, so that the advance of the phase due to the spike voltage is compensated to some extent, and the switching phase of the current path becomes substantially equal to the ideal switching phase.

このように、本実施例では、コイルへの供給電流が少な
い場合でも、第一の合成器３３ａと第一の合成器３３ｂ
と第一の合成器３３ｃの合成比率を適当に選ぶことによ
って、合成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をフィルタ器３２ａ，
３２ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３よりも所定
位相（５度から２５度の間）遅らせることが簡単にで
き、電流路の切換位相は理想的な切換位相にほぼ等しく
なる。また、コイルへの供給電流が多い場合には、合成
比可変器３５の動作によって第一の合成器３３ａと第一
の合成器３３ｂと第一の合成器３３ｃの合成比率を変化
させ、所定位相（１０度から４０度の間）遅らせるなら
ば、確実な起動加速動作を行なわせることができる。本
実施例では、合成比率を２：１（供給電流が多い場合）
にすることによって（供給電流が少ない場合の合成比率
は９：１）、３０度程度遅らせている。As described above, in the present embodiment, even when the current supplied to the coil is small, the first combiner 33a and the first combiner 33b are included.
And the first combiner 33c are appropriately selected to combine the combined signals G1, G2, and G3 into the filter 32a,
The output signals F1, F2, F3 of 32b, 32c can be easily delayed by a predetermined phase (between 5 degrees and 25 degrees), and the switching phase of the current path becomes substantially equal to the ideal switching phase. When the current supplied to the coil is large, the composition ratio of the first composition device 33a, the first composition device 33b, and the first composition device 33c is changed by the operation of the composition ratio varying device 35 to change the predetermined phase. If it is delayed (between 10 degrees and 40 degrees), a reliable start-up acceleration operation can be performed. In this embodiment, the composition ratio is 2: 1 (when the supply current is large).
By doing so (the synthesis ratio when the supply current is small is 9: 1), the delay is delayed by about 30 degrees.

なお、第１図の合成器３３ａ，３３ｂ，３３ｃの抵抗６
２，６４，６６無くしてもよい（Ｒ２≫Ｒ１）。The resistor 6 of the combiners 33a, 33b, 33c shown in FIG.
2, 64, 66 may be eliminated (R2 >> R1).

また、前述の位置検出部１１の構成は第１図の構成に限
定されるものではなく、たとえば、第７図に示す構成の
位置検出部１１を使用してもよい。第７図では、第一の
フィルム器３２ａ，第二のフィルム器３２ｂ，第三のフ
ィルム器３２ｃをそれぞれ微分回路２００ａ，２００
ｂ，２００ｃと積分回路３９ａ，３９ｂ，３９ｃとバッ
ファ回路４５，４８，５１の直列接続によって構成して
いる。微分回路２００ａ，２００ｂ，２００ｃは単に直
流分を除去するものであり、十分に低い周波数にて微分
作用を行なうようになされている。すなわち、位置検出
部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によって電流路の切り換
え動作を行なう場合にＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子に生じる
端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの周波数範囲において、コン
デンさ２０１，２０３，２０５は実質的に短絡状態にな
っている。従って、位置検出部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３を利用するような周波数範囲におい、フィルタ器３
２ａ，３２ｂ，３２ｃは実質的に１次の積分特性を有す
るフィルタになっている。Further, the configuration of the position detecting unit 11 described above is not limited to the configuration shown in FIG. 1, and for example, the position detecting unit 11 having the configuration shown in FIG. 7 may be used. In FIG. 7, the first film unit 32a, the second film unit 32b, and the third film unit 32c are shown as differentiating circuits 200a and 200, respectively.
b, 200c, integrating circuits 39a, 39b, 39c, and buffer circuits 45, 48, 51 are connected in series. The differentiating circuits 200a, 200b, 200c simply remove the direct current component and perform differentiating operation at a sufficiently low frequency. That is, in the frequency range of the terminal voltages Va, Vb, and Vc generated at the A terminal, B terminal, and C terminal when the current path switching operation is performed by the signals D1, D2, and D3 of the position detection unit 11, the capacitors 201 and 203 are included. , 205 are substantially short-circuited. Therefore, the signals D1, D2 of the position detector 11 are
In the frequency range where D3 is used, the filter device 3
2a, 32b and 32c are filters having substantially first-order integral characteristics.

また、制御信号作成器３１の第一の合成器３３ａは固定
抵抗６１と可変抵抗２２５ａによって構成され、第二の
合成器３３ｂは固定抵抗６３と可変抵抗２２５ｂによっ
て構成され、第三の合成器３３ｃは固定抵抗６５と可変
抵抗２２５ｃによって構成され、合成比可変器３５は回
転角制御器２２３と制御モータ２２４と基準の電圧源２
２１と抵抗２２２と可変抵抗２２５ｄによって構成され
ている。合成比可変器３５の可変抵抗２２５ｄを回転駆
動する制御モータ２２４は電流検出部１０の出力信号Ｋ
に比例した回転角になるように制御されている。すなわ
ち、信号Ｋが大きくなると、制御モータ２２４の回転角
も大きくなり、可変抵抗２２５ｄの抵抗値を大きくし
て、回転角制御器２２３の反転入力端子の電圧が信号Ｋ
と等しくなる位置で制御モータ２２４は停止する。制御
モータ２２４は、合成器３３ａ，３３ｂ，３３ｃの可変
抵抗２２５ａ，２２５ｂ，２２５ｃの回転軸にも直結さ
れており、信号Ｋが大きくなると可変抵抗２２５ａ，２
２５ｂ，２２５ｃの抵抗値は小さくなるようにされてい
る。The first combiner 33a of the control signal generator 31 is composed of a fixed resistor 61 and a variable resistor 225a, the second combiner 33b is composed of a fixed resistor 63 and a variable resistor 225b, and the third combiner 33c. Is composed of a fixed resistor 65 and a variable resistor 225c, and the combined ratio variable device 35 includes a rotation angle controller 223, a control motor 224, and a reference voltage source 2.
21, a resistor 222, and a variable resistor 225d. The control motor 224 that rotationally drives the variable resistor 225d of the composition ratio variable device 35 outputs the output signal K of the current detection unit 10.
The rotation angle is controlled to be proportional to. That is, when the signal K increases, the rotation angle of the control motor 224 also increases, the resistance value of the variable resistor 225d increases, and the voltage at the inverting input terminal of the rotation angle controller 223 changes to the signal K.
The control motor 224 is stopped at a position equal to. The control motor 224 is also directly connected to the rotating shafts of the variable resistors 225a, 225b, 225c of the combiners 33a, 33b, 33c, and when the signal K becomes large, the variable resistors 225a, 225c.
The resistance values of 25b and 225c are set to be small.

これにより、電流検出部１０の出力信号Ｋに応じて合成
器３３ａ，３３ｂ，３３ｃの合成比が変化し、コイルへ
の供給電流が多くなると供給電流の少ないときに比較し
て、第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ１における第二の
フィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２の合成比率を大きく
し、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２における第三の
フィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３の合成比率を大きく
し、第三の合成器３３ａの出力信号Ｇ３における第一の
フィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１の合成比率を大きくし
ている。その結果、コイルへの供給電流に応じた最適の
制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を比較器３４ａ，３４ｂ，３
４ｃの出力として得ることができる。As a result, the combination ratio of the combiners 33a, 33b, 33c changes according to the output signal K of the current detection unit 10, and when the supply current to the coil is large, the first combination is performed as compared with the case where the supply current is small. The output signal G1 of the second filter 32b in the output signal G1 of the second filter 33a is increased, and the output signal F3 of the third filter 32c is increased in the output signal G2 of the second combiner 33b. However, the synthesis ratio of the output signal F1 of the first filter 32a in the output signal G3 of the third synthesizer 33a is increased. As a result, the optimum control signals D1, D2, D3 corresponding to the current supplied to the coils are output to the comparators 34a, 34b, 3
4c output.

前述の実施例では、第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃに並列に第一のダイオード６ａ，６ｂ，６ｃを
接続し、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃに並
列に第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを接続している
が、これらの第一のダイオードや第二のダイオードをＮ
チャンネルの縦形パワーＭＯＳ電界効果トランジスタの
ドレインとソース間に存在する寄生ダイオードによって
代用してもよい。このような場合においても本発明に含
まれることは言うまでもない。また、第一の駆動トラン
ジスタまたは第二の駆動トランジスタのいずれか一方も
しくは両方をバイポーラ形のトランジスタに置き換えて
もよい。In the embodiment described above, the first drive transistors 4a, 4a
The first diodes 6a, 6b, 6c are connected in parallel to b and 4c, and the second diodes 7a, 7b, 7c are connected in parallel to the second drive transistors 5a, 5b, 5c. N the first diode and the second diode
A parasitic diode existing between the drain and the source of the vertical power MOS field effect transistor of the channel may be substituted. Needless to say, such a case is included in the present invention. Further, either one or both of the first drive transistor and the second drive transistor may be replaced with a bipolar transistor.

また、前述の実施例の切換駆動部１２の起動加速器１３
や選択切換器１４の論理をマイクロコンピュータによっ
て実現してもよく、本発明に含まれることは言うまでも
ない。また、前述の実施例では３相のコイルを星形に結
線したが、デルタに結線してもよい。Further, the startup accelerator 13 of the switching drive unit 12 of the above-described embodiment.
Needless to say, the logic of the selector switch 14 may be realized by a microcomputer and is included in the present invention. Further, although the three-phase coils are connected in a star shape in the above-described embodiment, they may be connected in delta.

さらに、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆動トラ
ンジスタのいずれか一方もしくは両方をパルス幅変調信
号によって高周波スイッチング動作させることによって
モータの回転速度を可変速制御するようにしてもよい。
その他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能で
ある。Further, one or both of the first drive transistor and the second drive transistor may be subjected to a high frequency switching operation by a pulse width modulation signal to control the rotation speed of the motor at a variable speed.
Besides, various modifications can be made without changing the gist of the present invention.

発明の効果 本発明は、３相のコイルへの電流の入出力端子にあらわ
れる端子電圧を利用して位置検出を行なわせることによ
り、特別な位置検出素子を１個も使用しないで、ブラシ
レス直流モータの安定な回転駆動動作を実現したもので
ある。従って、本発明にもとづいてコンプレッサ用のブ
ラシレス直流モータを構成するならば、構造の簡単な長
寿命・高信頼性のモータを得ることができる。EFFECTS OF THE INVENTION The present invention uses a terminal voltage appearing at the input / output terminals of the current to the three-phase coil to perform position detection, so that no special position detection element is used, and a brushless DC motor is provided. The stable rotation drive operation of is realized. Therefore, if a brushless DC motor for a compressor is constructed based on the present invention, it is possible to obtain a motor with a simple structure and a long life and high reliability.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図は本発明のブラシレス直流モータの位置検出部の
具体的な構成を表わす回路図、第２図は本発明の一実施
例を表わすブロック図、第３図は第２図の検出信号増幅
器の具体的な構成を表わす回路図、第４図は第２図の選
択切換器の具体的な構成を表わす回路図、第５図（ａ）
〜（ｐ）および第６図（ａ），（ｂ）は第２図の実施例
の動作を説明するための波形図、第７図は本発明の第２
の実施例の位置検出部の構成を表わす回路図、第８図は
従来のブラシレス直流モータの構成を表わすブロック図
である。 １……直流電源、２……ロータ、３ａ，３ｂ，３ｃ……
コイル、４ａ，４ｂ，４ｃ……第一の駆動トランジス
タ、５ａ，５ｂ，５ｃ……第二の駆動トランジスタ、６
ａ，６ｂ，６ｃ……第一のダイオード、７ａ，７ｂ，７
ｃ……第二のダイオード、１０……電流検出部、１１…
…位置検出部、１２……切換駆動部、１３……起動加速
器、１４……選択切換器、３１……制御信号作成器、３
２ａ……第一のフィルタ器、３２ｂ……第二のフィルタ
器、３２ｃ……第三のフィルタ器、３３ａ……第一の合
成器、３３ｂ……第二の合成器、３３ｃ……第三の合成
器、３３ｄ……第四の合成器、３４ａ……第一の比較
器、３４ｂ……第二の比較器、３４ｃ……第三の比較
器、３５……合成比可変器。FIG. 1 is a circuit diagram showing a specific structure of a position detecting portion of a brushless DC motor according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a detection signal amplifier shown in FIG. FIG. 4 is a circuit diagram showing the specific configuration of FIG. 4, FIG. 4 is a circuit diagram showing the specific configuration of the selection switch shown in FIG. 2, and FIG.
~ (P) and Figs. 6 (a) and 6 (b) are waveform charts for explaining the operation of the embodiment of Fig. 2, and Fig. 7 is a second diagram of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a structure of a position detecting portion of the embodiment, and FIG. 8 is a block diagram showing a structure of a conventional brushless DC motor. 1 ... DC power supply, 2 ... rotor, 3a, 3b, 3c ...
Coil, 4a, 4b, 4c ... First drive transistor, 5a, 5b, 5c ... Second drive transistor, 6
a, 6b, 6c ... first diode, 7a, 7b, 7
c ... second diode, 10 ... current detector, 11 ...
... Position detection unit, 12 ... Switching drive unit, 13 ... Starting accelerator, 14 ... Selection switching unit, 31 ... Control signal generator, 3
2a ... first filter device, 32b ... second filter device, 32c ... third filter device, 33a ... first combiner, 33b ... second combiner, 33c ... third , 33d ... fourth synthesizer, 34a ... first comparator, 34b ... second comparator, 34c ... third comparator, 35 ... synthesis ratio variable device.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】永久磁石により構成されたＮ組（Ｎは整
数）の磁極対を有するロータと、前記ロータの界磁磁束
と鎖交する３相のコイル群と、直流電源から前記３相の
コイルへの電流路を形成する第一の駆動トランジスタ群
と、前記３相のコイルから前記直流電源への電流帰路を
形成する第二の駆動トランジスタ群と、前記第一の駆動
トランジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列
に存在する第一のダイオード群と、前記第二の駆動トラ
ンジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存
在する第二のダイオード群と、前記第３相のコイルへの
電流の入出力端子（Ａ端子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電
圧を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、前記
位置検出手段の制御信号にもとづいて前記第一の駆動ト
ランジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信号を
出力し、前記コイルへの電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子
の順番に切り換えて通電させる切換駆動手段と、前記コ
イルへの供給電流を検出する電流検出手段とを具備し、
前記位置検出手段は、前記Ａ端子の端子電圧を平滑する
実質的に１次の積分特性を有する第一のフィルタ手段
と、前記Ｂ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積
分特性を有する第二のフィルタ手段と、前記Ｃ端子の端
子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第三
のフィルタ手段と、前記第一のフィルタ手段の出力信号
と前記第二のフィルタ手段の出力信号を合成する第一の
合成手段と、前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記
第三のフィルタ手段の出力信号を合成する第二の合成手
段と、前記第三のフィルタ手段の出力信号と前記第一の
フィルタ手段の出力信号を合成する第三の合成手段と、
前記第一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィル
タ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出力信号
を合成する第四の合成手段と、前記第一の合成手段の出
力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
して第一のディジタル信号を作り出す第一の比較手段
と、前記第二の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号
を作り出す第二の比較手段と、前記第三の合成手段の出
力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
して第三のディジタル信号を作り出す第三の比較手段
と、前記電流検出手段の出力信号に応動して前記第一の
合成手段と第二の合成手段と第三の合成手段における合
成比を変化させる合成比可変手段とを含んで構成され、
前記コイルへの供給電流が多いときには供給電流が少な
い時に比較して、前記第一の合成手段の出力信号におけ
る前記第二のフィルタ手段の出力信号の合成比率を大き
くし、かつ、前記第二の合成手段の出力信号における前
記第三のフィルタ手段の出力信号の合成比率を大きく
し、かつ、前記第三の合成手段の出力信号における前記
第一のフィルタ手段の出力信号の合成比率を大きくし、
さらに、前記第一の比較手段と第二の比較手段と第三の
比較手段の出力ディジタル信号を前記位置検出信号の制
御信号として出力し、第一の駆動トランジスタと第二の
駆動トランジスタの通電状態を切換制御することを特徴
とするブラシレス直流モータ。1. A rotor having N pairs (N is an integer) of magnetic pole pairs composed of permanent magnets, a three-phase coil group interlinking with a field magnetic flux of the rotor, and a three-phase coil from a DC power source. A first drive transistor group forming a current path to the coil, a second drive transistor group forming a current return path from the three-phase coil to the DC power supply, and an input terminal of the first drive transistor A first diode group existing substantially in parallel between the output terminals, a second diode group existing substantially in parallel between the input terminal and the output terminal of the second drive transistor, and the first diode group Position detecting means for detecting the terminal voltage of the input / output terminals (A terminal, B terminal, C terminal) of the current to the three-phase coil to generate a control signal, and the position detecting means based on the control signal of the position detecting means. One driving transistor and Switching drive means for outputting a switching signal of the drive transistor to switch the current to the coil in the order of A terminal, B terminal, and C terminal, and a current detection means for detecting the supply current to the coil. Be equipped with
The position detecting means has a first filter means having a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the A terminal and a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the B terminal. A second filter means, a third filter means having a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the C terminal, an output signal of the first filter means, and the second filter means. First synthesizing means for synthesizing the output signal of the second filter means, second synthesizing means for synthesizing the output signal of the second filter means and the output signal of the third filter means, and the output of the third filter means. Third synthesizing means for synthesizing the signal and the output signal of the first filter means,
Fourth combining means for combining the output signal of the first filter means, the output signal of the second filter means and the output signal of the third filter means, the output signal of the first combining means, and the Substantially comparing the output signal of the fourth combining means, the first comparing means for producing a first digital signal, the output signal of the second combining means and the output signal of the fourth combining means. Second comparison means for producing a second digital signal by comparing the output signals of the third combining means and the output signal of the fourth combining means. And a combination ratio varying means for changing the composition ratio in the first composition means, the second composition means and the third composition means in response to the output signal of the current detection means. Consists of including
When the supply current to the coil is large, the synthesis ratio of the output signal of the second filter means in the output signal of the first synthesis means is increased as compared to when the supply current is low, and the second Increasing the synthesis ratio of the output signal of the third filter means in the output signal of the synthesis means, and increasing the synthesis ratio of the output signal of the first filter means in the output signal of the third synthesis means,
Further, the output digital signals of the first comparing means, the second comparing means, and the third comparing means are output as a control signal of the position detection signal, and the conduction states of the first drive transistor and the second drive transistor are output. A brushless DC motor characterized by switching control. 【請求項２】コイルへの供給電流が多いときには、第一
の合成手段と第二の合成手段と第三の合成手段における
合成比率を選定することにより、前記第一の合成手段の
出力信号を第一のフィルタ手段の出力信号に対して所定
位相（１０度から４０度の間）遅らせ、前記第二の合成
手段の出力信号を前記第二のフィルタ手段の出力信号に
対して前記所定位相遅らせ、前記第三の合成手段の出力
信号を第三のフィルタ手段の出力信号に対して前記所定
位相遅らせたことを特徴とする特許請求の範囲第（１）
項に記載のブラシレス直流モータ。2. When the supply current to the coil is large, the output signal of the first synthesizing means is selected by selecting the synthesizing ratio in the first synthesizing means, the second synthesizing means and the third synthesizing means. Delaying a predetermined phase (between 10 degrees and 40 degrees) with respect to the output signal of the first filter means, and delaying the output signal of the second combining means with the predetermined phase with respect to the output signal of the second filter means. The output signal of the third synthesizing means is delayed by the predetermined phase with respect to the output signal of the third filter means.
A brushless DC motor according to item.