JPH0614794B2 - Brushless DC motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、３相のコイルへの電流路をトランジスタによ
って切り換えるブラシレス直流モータに関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless DC motor in which current paths to coils of three phases are switched by transistors.

従来の技術 従来のブラシレス直流モータでは、３相のコイルへの電
流路を切り換えるために３個以上の位置検出素子を必要
としていた（たとえば、特公昭 ５５−６９３８号または特願昭５６−１９１３９２
号）。2. Description of the Related Art A conventional brushless DC motor requires three or more position detecting elements to switch the current paths to the coils of three phases (for example, Japanese Patent Publication No. 55-6938 or Japanese Patent Application No. 56-191392).
issue).

第６図に従来のブラシレス直流モータの構成例を示す。
永久磁石によって構成されたロータ２の回転位置をホー
ル素子３０１，３０２，３０３によって検出し、その検
出信号に応じて処理回路 ３０４によって第一の駆動トランジスタ４ａ， ４ｂ，４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃ
の通電状態を切換制御し、３相のコイル３ａ，３ｂ，３
ｃへの電流路を切換えていた。FIG. 6 shows a configuration example of a conventional brushless DC motor.
The Hall element 301, 302, 303 detects the rotational position of the rotor 2 constituted by a permanent magnet, and the processing circuit 304 responds to the detection signal to detect the first drive transistor 4a, 4b, 4c and the second drive transistor 5a. , 5b, 5c
Of the three-phase coils 3a, 3b, 3
The current path to c was being switched.

発明が解決しようとする問題点 このように、位置検出素子としてホール素子を使用する
場合には、モータの部品点数が多くなり、配線が繁雑に
なるという欠点があった。さらに、エアコンのロータリ
ー形コンプレッサ用モータとしてこのようなブラシレス
直流モータを使用する場合には、ホール素子を高温かつ
高圧状態にて使用することになり、信頼性や寿命が著し
く低下していた。Problems to be Solved by the Invention As described above, when the hall element is used as the position detecting element, there is a drawback that the number of parts of the motor increases and the wiring becomes complicated. Furthermore, when such a brushless DC motor is used as a rotary compressor motor of an air conditioner, the Hall element is used in a high temperature and high pressure state, resulting in a marked decrease in reliability and life.

本発明は、このような点を考慮し、３相のコイルへの電
流の入出力端子にあらわれる端子電圧を利用して位置検
出を行なわせることにより、特別な位置検出素子を１個
も使用しないブラシレス直流モータを提供するものであ
る。In consideration of such a point, the present invention does not use any special position detecting element by performing the position detection by using the terminal voltage appearing at the input / output terminals of the current to the three-phase coil. A brushless DC motor is provided.

問題点を解決するための手段 上記の問題点を解決するために本発明のブラシレス直流
モータでは、３相のコイルへの電流の入出力端子（Ａ端
子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電圧を検出して制御信号を
発生する位置検出手段と、前記位置検出手段の制御信号
にもとずいて前記第一の駆動トランジスタおよび第二の
駆動トランジスタの切換信号を出力し、前記コイルへの
電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の順番に切り換えて通電
させる切換駆動手段とを具備し、前記位置検出手段は、
前記Ａ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特
性を有する第一のフィルタ手段と、前記Ｂ端子の端子電
圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第二のフ
ィルタ手段と、前記Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的
に１次の積分特性を有する第三のフィルタ手段と、前記
第一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィルタ手
段の出力信号を合成する第一の合成手段と、前記第二の
フィルタ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出
力信号を合成する第二の合成手段と、前記第三のフィル
タ手段の出力信号と前記第一のフィルタ手段の出力信号
を合成する第三の合成手段と、前記第一のフィルタ手段
の出力信号と前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記
第三のフィルタ手段の出力信号を合成する第四の合成手
段と、前記第一の合成手段の出力信号と前記第四の合成
手段の出力信号を実質的に比較して第一のディジタル信
号を作り出す第一の比較手段と、前記第二の合成手段の
出力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比
較して第二のディジタル信号を作り出す第二の比較手段
と、前記第三の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第三のディジタル信号
を作り出す第三の比較手段とからなり、前記第一の比較
手段と前記第二の比較手段と前記第三の比較手段の出力
信号を前記位置検出手段の制御信号として出力し、前記
第一の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタの通
電状態を切換制御するようにしたものである。Means for Solving the Problems In order to solve the above problems, in the brushless DC motor of the present invention, the terminal voltage of the input / output terminals (A terminal, B terminal, C terminal) of the current to the three-phase coil is changed. A position detection means for detecting and generating a control signal, and a switching signal for the first drive transistor and the second drive transistor based on the control signal of the position detection means to output a current to the coil. A switching drive means for switching the A terminal, the B terminal, and the C terminal in order to energize, and the position detecting means,
First filter means having a substantially first-order integration characteristic for smoothing the terminal voltage of the A terminal, and second filter means having a substantially first-order integration characteristic for smoothing the terminal voltage of the B terminal. And a third filter means having a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the C terminal, an output signal of the first filter means and an output signal of the second filter means. First synthesizing means, second synthesizing means for synthesizing the output signal of the second filter means and the output signal of the third filter means, the output signal of the third filter means, and the first A third synthesizing means for synthesizing the output signal of the filter means, a fourth synthesizing the output signal of the first filter means, the output signal of the second filter means and the output signal of the third filter means. Synthesizing means and the first First comparing means for substantially comparing the output signal of the synthesizing means with the output signal of the fourth synthesizing means to produce a first digital signal, the output signal of the second synthesizing means and the fourth synthesizing means. Substantially comparing the output signal of the third synthesizing means and the output signal of the fourth synthesizing means with second comparing means for substantially comparing the output signals of the synthesizing means to produce a second digital signal. And a third comparing means for producing a third digital signal, and the output signals of the first comparing means, the second comparing means and the third comparing means are used as control signals for the position detecting means. The output is performed and the energization states of the first drive transistor and the second drive transistor are switched and controlled.

作 用 本発明は上記の構成にすることによって、３相のコイル
への電流の入出力端子に現われる端子電圧を利用して安
定な位置検出動作をおこなわせることができるもので、
特別な位置検出素子（ホール素子）が必要でなくなる。
また、スパイク電圧を含む端子電圧の検出に付随して生
じる不安定現象も回避するようにされている。Operation The present invention is capable of performing stable position detection operation by using the terminal voltage appearing at the input / output terminals of the current to the three-phase coil by the above configuration.
No special position detection element (hall element) is required.
In addition, an unstable phenomenon that accompanies the detection of the terminal voltage including the spike voltage is also avoided.

実施例 第２図に本発明の実施例を示す。第２図に於いて、１は
直流電源、２はロータ、３ａ，３ｂ， ３ｃは３相のコイル、４ａ，４ｂ，４ｃは第一の駆動ト
ランジスタ、５ａ，５ｂ，５ｃは第二の駆動トランジス
タ、６ａ，６ｂ，６ｃは第一のダイオード、７ａ，７
ｂ，７ｃは第二のダイオード、１１は位置検出部、１２
は切換駆動部、１３は起動加速器、１４は選択切換器で
ある。Embodiment An embodiment of the present invention is shown in FIG. In FIG. 2, 1 is a DC power supply, 2 is a rotor, 3a, 3b and 3c are three-phase coils, 4a, 4b and 4c are first drive transistors, 5a, 5b and 5c are second drive transistors. , 6a, 6b, 6c are first diodes, 7a, 7
b and 7c are second diodes, 11 is a position detector, and 12
Is a switching drive unit, 13 is a startup accelerator, and 14 is a selection switching unit.

永久磁石によって構成された１磁極対のＮ極とＳ極を有
するロータ２は、界磁磁束を３相のコイル３ａ，３ｂ，
３ｃに鎖交させている。Ｎチャンネルの縦形パワーＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタ （ＦＥＴ）からなる第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃの通電状態を切換制御することによって、直流
電源１から３相のコイル３ａ，３ｂ， ３ｃへの電流路が切り換えられている。同様に、Ｎチャ
ンネルの縦形パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）からなる第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃ
の通電状態を切換制御することによって、３相のコイル
３ａ，３ｂ，３ｃから直流電源１への電流帰路が切り換
えられている。第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４
ｃの電流の入力端子と出力端子に実質的に並列に第一の
ダイオード６ａ，６ｂ，６ｃが逆方向接続されている。
また、第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの電流
の入力端子と出力端子に実質的に並列に第二のダイオー
ド７ａ，７ｂ，７ｃが逆方向接続されている。第一の駆
動トランジスタ４ａ， ４ｂ，４ｃおよび第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，
５ｃの制御端子への信号を切換制御することによって、
３相のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへの電流を所定の順番に
供給している。ロータ２の界磁磁束と３相のコイル３
ａ，３ｂ，３ｃへの電流によって電磁力が発生し、ロー
タ２を所定方向に回転駆動している。The rotor 2 having a pair of N poles and S poles composed of permanent magnets has field magnetic flux of three-phase coils 3a, 3b,
It is linked to 3c. Vertical power MO of N channels
First drive transistors 4a, 4 composed of S field effect transistors (FETs)
The current paths from the DC power supply 1 to the three-phase coils 3a, 3b, 3c are switched by controlling the energization states of b and 4c. Similarly, an N-channel vertical power MOS field effect transistor (FE
T) second drive transistors 5a, 5b, 5c
The current return path from the three-phase coils 3a, 3b, 3c to the DC power supply 1 is switched by controlling the switching of the energization state of. First drive transistors 4a, 4b, 4
The first diodes 6a, 6b, 6c are reversely connected in parallel to the current input terminal and the output terminal of the current c.
Also, second diodes 7a, 7b, 7c are reversely connected in parallel to the input and output terminals of the currents of the second drive transistors 5a, 5b, 5c. The first drive transistors 4a, 4b, 4c and the second drive transistors 5a, 5b,
By switching the signal to the control terminal of 5c,
Electric currents are supplied to the three-phase coils 3a, 3b, 3c in a predetermined order. Field magnetic flux of rotor 2 and 3 phase coil 3
Electromagnetic force is generated by the currents to a, 3b, and 3c, and the rotor 2 is rotationally driven in a predetermined direction.

コイル３ａへの電流の入出力端子Ａ（Ａ端子）は第一の
駆動トランジスタ４ａと第二の駆動トランジスタ５ａの
接続点に結線され、第一のダイオード６ａは第一の駆動
トランジスタ４ａに並列になるようにＡ端子と直流電源
１の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ａは第
二の駆動トランジスタ５ａに並列になるように直流電源
１の負極側とＡ端子の間に接続されている。同様に、コ
イル３ｂへの電流の入出力端子Ｂ（Ｂ端子）は第一の駆
動トランジスタ４ｂと第二の駆動トランジスタ５ｂの接
続点に結線され、第一のダイオード６ｂは第一の駆動ト
ランジスタ４ｂに並列になるようにＢ端子と直流電源１
の正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｂは第二
の駆動トランジスタ５ｂに並列になるように直流電源１
の負極側とＢ端子の間に接続されている。同様に、コイ
ル３ｃへの電流の入出力端子Ｃ（Ｃ端子）は第一の駆動
トランジスタ４ｃと第二の駆動トランジスタ５ｃの接続
点に結線され、第一のダイオード６ｃは第一の駆動トラ
ンジスタ４ｃに並列になるようにＣ端子と直流電源１の
正極側の間に接続され、第二のダイオード７ｃは第二の
駆動トランジスタ５ｃに並列になるように直流電源１の
負極側とＣ端子の間に接続されている。The current input / output terminal A (A terminal) to the coil 3a is connected to the connection point between the first drive transistor 4a and the second drive transistor 5a, and the first diode 6a is connected in parallel to the first drive transistor 4a. Is connected between the A terminal and the positive electrode side of the DC power supply 1, and the second diode 7a is connected between the negative electrode side of the DC power supply 1 and the A terminal so as to be in parallel with the second drive transistor 5a. ing. Similarly, a current input / output terminal B (B terminal) to the coil 3b is connected to a connection point between the first drive transistor 4b and the second drive transistor 5b, and the first diode 6b is connected to the first drive transistor 4b. B terminal and DC power supply 1 in parallel with
Of the DC power supply 1 connected so that the second diode 7b is connected in parallel with the second drive transistor 5b.
Is connected between the negative electrode side and the B terminal. Similarly, the input / output terminal C (C terminal) of the current to the coil 3c is connected to the connection point between the first drive transistor 4c and the second drive transistor 5c, and the first diode 6c is connected to the first drive transistor 4c. Is connected in parallel between the C terminal and the positive electrode side of the DC power supply 1, and the second diode 7c is connected between the negative electrode side of the DC power supply 1 and the C terminal in parallel with the second drive transistor 5c. It is connected to the.

Ａ端子，Ｂ端子およびＣ端子の端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃは位置検出部１１に入力されている。ロータ２が所定
速度以上にて回転しているときに端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，
Ｖｃに現われる逆起電圧により、位置検出部１１はロー
タ２の回転位置を検出して、その回転位置に応じた制御
信号Ｄ１， Ｄ２，Ｄ３を出力する。第１図に位置検出部１１の具体
的な構成例を示す。端子電圧Ｖａは第一のフィルタ器を
３２ａに入力されている。第一のフィルタ器３２ａは積
分回路３９ａとバッファ回路４５の直列接続によって構
成され、実質的に１次の積分特性を有するようにされて
いる。その結果、端子電圧Ｖａを積分した滑らかな出力
信号Ｆ１を得ている。同様に、端子電圧Ｖｂは第二のフ
ィルタ器３２ｂに入力されている。第二のフィルタ器３
２ｂは積分回路３９ｂとバッファ回路４８の直列接続に
よって構成され、実質的に１次の積分特性を有するよう
にされている。その結果、端子電圧Ｖｂを積分した滑ら
かな出力信号Ｆ２を得ている。同様に、端子電圧Ｖｃは
第三のフィルタ器３２ｃに入力されている。第三のフィ
ルタ器32cは積分回路３９ｃとバッファ回路５１の直列
接続によって構成され、実質的に１次の積分特性を有す
るようにされている。その結果、端子電圧Ｖｃを積分し
た滑らかな出力信号Ｆ３を得ている。Terminal voltage Va, Vb, V of A terminal, B terminal and C terminal
c is input to the position detector 11. When the rotor 2 is rotating at a predetermined speed or higher, the terminal voltages Va, Vb,
The position detection unit 11 detects the rotational position of the rotor 2 by the counter electromotive voltage appearing in Vc, and outputs the control signals D1, D2, D3 corresponding to the rotational position. FIG. 1 shows a specific configuration example of the position detector 11. The terminal voltage Va is input to the first filter 32a. The first filter device 32a is configured by connecting an integrating circuit 39a and a buffer circuit 45 in series, and has substantially a first-order integration characteristic. As a result, a smooth output signal F1 obtained by integrating the terminal voltage Va is obtained. Similarly, the terminal voltage Vb is input to the second filter device 32b. Second filter device 3
2b is composed of an integrator circuit 39b and a buffer circuit 48 connected in series, and has a substantially first-order integral characteristic. As a result, a smooth output signal F2 obtained by integrating the terminal voltage Vb is obtained. Similarly, the terminal voltage Vc is input to the third filter device 32c. The third filter device 32c is composed of an integrator circuit 39c and a buffer circuit 51 connected in series, and has a substantially first-order integral characteristic. As a result, a smooth output signal F3 obtained by integrating the terminal voltage Vc is obtained.

第一の合成器３３ａは第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２を合成
し、合成信号Ｇ１を得ている。抵抗６１と６２の抵抗値
をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとき、合成信号Ｇ１は Ｇ１＝（Ｒ２・Ｆ１＋Ｒ１・Ｆ２）／ （Ｒ１＋Ｒ２） ……………(1) となる。いま、Ｒ１＝２０（ＫΩ），Ｒ２＝８０（Ｋ
Ω）とすれば、 Ｇ１＝０．８・Ｆ１＋０．２・Ｆ２ ………(2) となる。同様に、第二の合成器３３ｂは第二のフィルタ
器３２ｂの出力信号Ｆ２と第三のフィルタ器３２ｃの出
力信号Ｆ３を合成し、合成信号Ｇ２を得ている。抵抗６
３と６４の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとき、合
成信号Ｇ２は Ｇ２＝（Ｒ２・Ｆ２＋Ｒ１・Ｆ３）／ （Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．８・Ｆ２＋０．２・Ｆ３………(3) となる。同様に、第三の合成器３３ｃは第三のフィルタ
器３２ｃの出力信号Ｆ３と第一のフィルタ器３２ａの出
力信号Ｆ１を合成し、合成信号Ｇ３を得ている。抵抗６
５と６６の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とするとき、合
成信号Ｇ３は Ｇ３＝（Ｒ２・Ｆ３＋Ｒ１・Ｆ１）／ ｛Ｒ１＋Ｒ２） ＝０．８・Ｆ３＋０．２・Ｆ１ ………(4) となる。The first combiner 33a combines the output signal F1 of the first filter 32a and the output signal F2 of the second filter 32b to obtain a combined signal G1. When the resistance values of the resistors 61 and 62 are R1 and R2, respectively, the combined signal G1 is G1 = (R2 * F1 + R1 * F2) / (R1 + R2) ... (1). Now, R1 = 20 (KΩ), R2 = 80 (K
Ω), G1 = 0.8 · F1 + 0.2 · F2 (2) Similarly, the second combiner 33b combines the output signal F2 of the second filter 32b and the output signal F3 of the third filter 32c to obtain a combined signal G2. Resistance 6
When the resistance values of 3 and 64 are R1 and R2, respectively, the composite signal G2 is G2 = (R2 · F2 + R1 · F3) / (R1 + R2) = 0.8 · F2 + 0.2 · F3 ... (3) . Similarly, the third combiner 33c combines the output signal F3 of the third filter 32c and the output signal F1 of the first filter 32a to obtain a combined signal G3. Resistance 6
When the resistance values of 5 and 66 are R1 and R2, respectively, the composite signal G3 is G3 = (R2 · F3 + R1 · F1) / {R1 + R2) = 0.8 · F3 + 0.2 · F1 ... (4) .

さらに、第四の合成器３３ｄは第一のフィルタ器３２ａ
の出力信号Ｆ１と第二のフィルタ器32ｂの出力信号Ｆ２
と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３を合成し、第
四の合成信号Ｇ４を得ている。抵抗６７と６８と６９の
抵抗値をＲ３＝100（ＫΩ）とするとき、合成信号Ｇ４
は Ｇ４＝（Ｆ１＋Ｆ２＋Ｆ３）／３ ……(5) となる。Further, the fourth synthesizer 33d is the first filter device 32a.
Output signal F1 and the output signal F2 of the second filter 32b
And the output signal F3 of the third filter 32c are combined to obtain a fourth combined signal G4. When the resistance value of the resistors 67, 68 and 69 is R3 = 100 (KΩ), the combined signal G4
Is G4 = (F1 + F2 + F3) / 3 (5).

第一の比較器３４ａは第一の合成器３３ａの出力信号Ｇ
１と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ４を比較して、そ
の大小関係に応じたディジタル信号Ｄ１を得ている。す
なわち、Ｇ１＞Ｇ４のときにはＤ１＝“Ｌ”（低電位）
であり、Ｇ１＜Ｇ４のときにはＤ１＝“Ｈ”（高電位）
となる。同様に、第二の比較器３４ｂは第二の合成器３
３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ
４を比較して、その大小関係に応じたディジタル信号Ｄ
２を得ている。すなわち、Ｇ２＞Ｇ４のときにはＤ２＝
“Ｌ”（低電位）であり、Ｇ２＜Ｇ４のときにはＤ２＝
“Ｈ”（高電位）となる。同様に、第三の比較器３４ｃ
は第三の合成器33ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成器３３
ｄの出力信号Ｇ４を比較して、その大小関係に応じたデ
ィジタル信号Ｄ３を得ている。すなわち、Ｇ３＞Ｇ４の
ときにはＤ３＝“Ｌ”（低電位）であり、Ｇ３＜Ｇ４の
ときにはＤ３＝“Ｈ”（高電位）となる。比較器３４
ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は位置
検出部１１の制御信号として切換駆動部１２に入力され
る。The first comparator 34a outputs the output signal G of the first combiner 33a.
1 and the output signal G4 of the fourth combiner 33d are compared with each other to obtain the digital signal D1 corresponding to the magnitude relationship. That is, when G1> G4, D1 = "L" (low potential)
And when G1 <G4, D1 = "H" (high potential)
Becomes Similarly, the second comparator 34b is connected to the second combiner 3
3b output signal G2 and fourth combiner 33d output signal G
4 and compares the digital signal D according to the magnitude relationship.
I'm getting 2. That is, when G2> G4, D2 =
When L2 (low potential) and G2 <G4, D2 =
It becomes "H" (high potential). Similarly, the third comparator 34c
Is the output signal G3 of the third combiner 33c and the fourth combiner 33c.
The output signal G4 of d is compared and the digital signal D3 corresponding to the magnitude relation is obtained. That is, when G3> G4, D3 = "L" (low potential), and when G3 <G4, D3 = "H" (high potential). Comparator 34
The output signals D1, D2, D3 of a, 34b, 34c are input to the switching drive unit 12 as control signals of the position detection unit 11.

切換駆動部１２は、起動加速器１３と選択切換器１４に
よって構成されている。起動加速器１３は、ロータ２が
停止している状態から所定速度まで起動・加速するため
のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と起動指令信号Ｈを出力
する。また、選択切換器１４は起動指令信号Ｈにもとず
いて位置検出器１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３と起動
加速器１３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のいずれか一
方を選択し、その選択された信号により第一の駆動トラ
ンジスタと第二の駆動トランジスタの切換信号を作り出
している。The switching drive unit 12 includes a startup accelerator 13 and a selection switching unit 14. The start accelerator 13 outputs pulse signals L1, L2, L3 and a start command signal H for starting and accelerating the rotor 2 from a stopped state to a predetermined speed. Further, the selection switcher 14 selects one of the control signals D1, D2, D3 of the position detector 11 and the pulse signals L1, L2, L3 of the start accelerator 13 based on the start command signal H, and selects it. The switching signal of the first drive transistor and the second drive transistor is generated by the generated signal.

第３図に選択切換器１４の具体的な構成例を示す。起動
指令信号Ｈが“Ｌ”の時には、アンド回路１０２，１０
３，１０４は位置検出部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を
出力し、アンド回路１０５，１０６，１０７の出力は
“Ｌ”となり、オア回路１１１，１１２，１１３の出力
は信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３となる。インバータ回路１１
４，１１５， １１６とアンド回路１２１，１２２，１２３， １２４，１２５，１２６と増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６は、オア回路 １１１，１１２，１１３の出力Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３にもと
ずいて６相のパルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ
５，Ｊ６を出力する。その論理式は、 Ｊ１＝Ｄ２・ＮＯＴ（Ｄ３） ……（６Ａ） Ｊ２＝Ｄ３・ＮＯＴ（Ｄ１） ……（６Ｂ） Ｊ３＝Ｄ１・ＮＯＴ（Ｄ２） ……（６Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｄ２）・Ｄ３ ……（６Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｄ３）・Ｄ１ ……（６Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｄ１）・Ｄ２ ……（６Ｆ） である。ここに、ＮＯＴ（Ｑ）はＱの否定を表わしてい
る。パルス信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６
は、それぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃ
と第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃの駆動信号
として供給される（なお、増幅器１３１，１３２，１３
３，１３４，１３５，１３６はアイソレーション機能や
電位変換機能を有していてもよい）。FIG. 3 shows a specific configuration example of the selection switch 14. When the start command signal H is "L", the AND circuits 102, 10
3, 104 output the signals D1, D2, D3 of the position detector 11, the outputs of the AND circuits 105, 106, 107 become "L", and the outputs of the OR circuits 111, 112, 113 output the signals D1, D2, D3. Becomes Inverter circuit 11
4, 115, 116 and AND circuits 121, 122, 123, 124, 125, 126 and amplifiers 131, 132, 13
3,134,135,136 are 6-phase pulse signals J1, J2, J3, J4, J based on the outputs D1, D2, D3 of the OR circuits 111, 112, 113.
5 and J6 are output. The logical formula is as follows: J1 = D2 · NOT (D3) …… (6A) J2 = D3 · NOT (D1) …… (6B) J3 = D1NOT (D2) …… (6C) J4 = NOT (D2) D3 ... (6D) J5 = NOT (D3) .D1 ... (6E) J6 = NOT (D1) .D2 ... (6F). Here, NOT (Q) represents the negation of Q. Pulse signal J1, J2, J3, J4, J5, J6
Are the first drive transistors 4a, 4b, 4c, respectively.
And the second drive transistors 5a, 5b, 5c as drive signals (the amplifiers 131, 132, 13
3,134,135,136 may have an isolation function or a potential conversion function).

同様に、起動指令信号Ｈが“Ｈ”の時には、アンド回路
１０５，１０６，１０７は起動加速器 １３のパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力し、アンド回
路１０２，１０３，１０４の出力は“Ｌ”となり、オア
回路１１１，１１２，１１３の出力は信号Ｌ１，Ｌ２，
Ｌ３となる。インバータ回路１１４，１１５，１１６と
アンド回路１２１， １２２，１２３，１２４，１２５，１２６と増幅器１３
１，１３２，１３３，１３４，１３５， １３６は、オア回路１１１，１１２，１１３の出力Ｌ
１，Ｌ２，Ｌ３にもとずいて６相のパルス信号Ｊ１，Ｊ
２，Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を出力する。その論理式
は、 Ｊ１＝Ｌ２・ＮＯＴ（Ｌ３） ……（７Ａ） Ｊ２＝Ｌ３・ＮＯＴ（Ｌ１） ……（７Ｂ） Ｊ３＝Ｌ１・ＮＯＴ（Ｌ２） ……（７Ｃ） Ｊ４＝ＮＯＴ（Ｌ２）・Ｌ３ ……（７Ｄ） Ｊ５＝ＮＯＴ（Ｌ３）・Ｌ１ ……（７Ｅ） Ｊ６＝ＮＯＴ（Ｌ１）・Ｌ２ ……（７Ｆ） となる。Similarly, when the start command signal H is "H", the AND circuits 105, 106, 107 output the pulse signals L1, L2, L3 of the start accelerator 13, and the outputs of the AND circuits 102, 103, 104 are "L". And the outputs of the OR circuits 111, 112, 113 are signals L1, L2,
It becomes L3. Inverter circuits 114, 115, 116 and AND circuits 121, 122, 123, 124, 125, 126 and amplifier 13
1, 132, 133, 134, 135, 136 are outputs L of the OR circuits 111, 112, 113.
6-phase pulse signals J1, J based on 1, L2, L3
2, J3, J4, J5, J6 are output. The logical formula is as follows: J1 = L2.NOT (L3) ........ (7A) J2 = L3.NOT (L1) ........ (7B) J3 = L1.NOT (L2) ........ (7C) J4 = NOT (L2) L3 ... (7D) J5 = NOT (L3) .L1 .. (7E) J6 = NOT (L1) .L2 .. (7F)

次に、全体の回転駆動動作について説明する。まず、ロ
ータ２が所定速度以上にて回転している場合について、
第４図の動作説明用の波形図を参照して説明する。第４
図(a)，(b)，(c)はＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の端子電圧
波形であり、第一の駆動トランジスタと第二の駆動トラ
ンジスタの通電状態に応じて所定相のコイル（２相分）
に電流が供給されている。第４図において、 状態……駆動トランジスタ４ａと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｂに電流が供給される（Ａ端子
からＢ端子に電流が流れる）。Next, the entire rotation driving operation will be described. First, regarding the case where the rotor 2 is rotating at a predetermined speed or more,
The operation will be described with reference to the waveform diagram of FIG. 4 for explaining the operation. Fourth
Figures (a), (b) and (c) show terminal voltage waveforms of the A terminal, the B terminal and the C terminal, respectively, according to the energization state of the first driving transistor and the second driving transistor, (For 2 phases)
Is being supplied with current. In FIG. 4, the state: only the drive transistors 4a and 5b are energized, and current is supplied to the coils 3a and 3b (current flows from the A terminal to the B terminal).

状態……駆動トランジスタ４ａと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ａ，３ｃに電流が供給される（Ａ端子
からＣ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4a and 5c are energized, and current is supplied to the coils 3a and 3c (current flows from the A terminal to the C terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ｃのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ｃに電流が供給される（Ｂ端子
からＣ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4b and 5c are energized, and current is supplied to the coils 3b and 3c (current flows from the B terminal to the C terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｂと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｂ，３ａに電流が供給される（Ｂ端子
からＡ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4b and 5a are energized, and current is supplied to the coils 3b and 3a (current flows from the B terminal to the A terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ａのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ａに電流が供給される（Ｃ端子
からＡ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4c and 5a are energized, and current is supplied to the coils 3c and 3a (current flows from the C terminal to the A terminal).

状態……駆動トランジスタ４ｃと５ｂのみが通電状態
となり、コイル３ｃ，３ｂに電流が供給される（Ｃ端子
からＢ端子に電流が流れる）。State: Only the drive transistors 4c and 5b are energized, and current is supplied to the coils 3c and 3b (current flows from the C terminal to the B terminal).

であり、ロータ２の１磁極対の回転に伴って電流路は
状態から状態に順次切り換えられる。その結果、３相
のコイル３ａ，３ｂ，３ｃへはＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子
の順番に３相の電流が供給されている。なお、状態が移
るときに各端子にはスパイク電圧が発生し、コイルに蓄
えられていた磁気エネルギーが第一のダイオード６ａ，
６ｂ， ６ｃまたは第二のダイオード７ａ，７ｂ，７ｃを通じて
直流電源１に回生される。Therefore, the current path is sequentially switched from state to state as the one magnetic pole pair of the rotor 2 rotates. As a result, three-phase currents are supplied to the three-phase coils 3a, 3b, 3c in the order of A terminal, B terminal, and C terminal. When the state changes, a spike voltage is generated at each terminal, and the magnetic energy stored in the coil causes the first diode 6a,
6b, 6c or the second diodes 7a, 7b, 7c to regenerate the DC power supply 1.

端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは位置検出部１１の第一のフ
ィルタ器３２ａ，第二のフィルタ器32ｂ，第三のフィル
タ器３２ｃによって平滑され、第４図(d)，(e)，(f)に
示すような滑らかな３相信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３が得られ
る。第一のフィルタ器３２ａの出力信号Ｆ１と第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２は第一の合成器３３ａに
て合成され（(2)式）、第一のフィルタ器３２ａの出力
信号Ｆ１と第二のフィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２と第
三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３は第四の合成器３
３ｄにて合成され（(5)式）、合成信号Ｇ１と合成信号
Ｇ４が第一の比較器３４ａにて比較される。第４図(g)
に信号Ｇ１（太い実線）とＧ４（細い実線）の波形を示
し、第４図(h)に第一の比較器34aの出力信号Ｄ１を示
す。同様に、第二の合成器 ３３ｂの出力信号Ｇ２と第四の合成器３３ｄの出力信号
Ｇ４は第二の比較器３４ｂにて比較され、第４図(i)に
示す出力信号Ｄ２を得ている。同様に、第三の合成器３
３ｃの出力信号Ｇ３と第四の合成器３３ｄの出力信号Ｇ
４は第三の比較器３４ｃにて比較され、第４図(j)に示
す出力信号Ｄ３を得ている。第一，第二，第三の比較器
３４ａ，３４ｂ，３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は
３相のディジタル信号となり、制御信号として切換駆動
部１２に入力される。The terminal voltages Va, Vb, and Vc are smoothed by the first filter device 32a, the second filter device 32b, and the third filter device 32c of the position detecting unit 11, and are shown in FIGS. 4 (d), (e), (f). ), Smooth three-phase signals F1, F2, F3 are obtained. The output signal F1 of the first filter device 32a and the output signal F2 of the second filter device 32b are combined by the first combiner 33a (Equation (2)) to obtain the output signal F1 of the first filter device 32a. The output signal F2 of the second filter device 32b and the output signal F3 of the third filter device 32c are the fourth combiner 3
3d is combined (Equation (5)), and the combined signal G1 and the combined signal G4 are compared by the first comparator 34a. Fig. 4 (g)
The waveforms of the signals G1 (thick solid line) and G4 (thin solid line) are shown in FIG. 4, and the output signal D1 of the first comparator 34a is shown in FIG. 4 (h). Similarly, the output signal G2 of the second combiner 33b and the output signal G4 of the fourth combiner 33d are compared by the second comparator 34b to obtain the output signal D2 shown in FIG. 4 (i). There is. Similarly, the third synthesizer 3
3c output signal G3 and fourth combiner 33d output signal G
4 is compared by the third comparator 34c to obtain the output signal D3 shown in FIG. 4 (j). The output signals D1, D2, D3 of the first, second, and third comparators 34a, 34b, 34c become three-phase digital signals and are input to the switching drive unit 12 as control signals.

ロータ２が所定速度以上にて回転しているので、切換駆
動部１２の起動加速器１３の起動指令信号Ｈは“Ｌ”に
なっている。従って、選択切換器 １４は位置検出部１１の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３にも
とずいて、（６Ａ）式〜（６Ｆ）式の信号Ｊ１，Ｊ２，
Ｊ３，Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６を発生する。第４図(k)，(l)，
(m)，(n)，(o)，(p)にその波形を示すように、Ｊ１〜Ｊ
６は６相のパルス信号になっている。切換駆動部１２の
信号Ｊ１，Ｊ２， Ｊ３はそれぞれ第一の駆動トランジスタ４ａ， ４ｂ，４ｃの切換信号として供給され、信号Ｊ４，Ｊ
５，Ｊ６はそれぞれ第二の駆動トランジスタ ５ａ，５ｂ，５ｃの切換信号として供給される。Since the rotor 2 is rotating at a speed equal to or higher than the predetermined speed, the activation command signal H of the activation accelerator 13 of the switching drive unit 12 is "L". Therefore, the selection switch 14 is based on the control signals D1, D2, D3 of the position detector 11, and the signals J1, J2 of the formulas (6A) to (6F) are used.
J3, J4, J5 and J6 are generated. Figure 4 (k), (l),
As shown in (m), (n), (o), and (p), the waveforms J1 to J
6 is a 6-phase pulse signal. The signals J1, J2, J3 of the switching drive unit 12 are supplied as switching signals of the first drive transistors 4a, 4b, 4c, respectively, and signals J4, J
5, 5 and 6 are respectively supplied as switching signals for the second drive transistors 5a, 5b and 5c.

従って、 状態……Ｊ１とＪ５のみが“Ｈ” 状態……Ｊ１とＪ６のみが“Ｈ” 状態……Ｊ２とＪ６のみが“Ｈ” 状態……Ｊ２とＪ４のみが“Ｈ” 状態……Ｊ３とＪ４のみが“Ｈ” 状態……Ｊ３とＪ５のみが“Ｈ” となり、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ， ４ｃと第二の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃは前述
の状態から状態（第４図の上部参照）の電流路の切
換動作を行なう。その結果、ロータ２は所定方向に持続
的に回転駆動される。Therefore, state ... J1 and J5 only are "H" state ... J1 and J6 are only "H" state ... J2 and J6 are only "H" state ... J2 and J4 are only "H" state ... J3 Only J4 and J4 are in the "H" state ... Only J3 and J5 are in the "H" state, and the first driving transistors 4a, 4b and 4c and the second driving transistors 5a, 5b and 5c are in the state (the fourth state). The current path switching operation (see the upper part of the figure) is performed. As a result, the rotor 2 is continuously driven to rotate in a predetermined direction.

次に、ロータ２が停止状態から起動・加速される動作に
ついて説明する。切換駆動部１２の起動加速器１３は、
起動指令信号Ｈを“Ｈ”にし、かつ、低周波の３相のパ
ルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を出力する。選択切換器１４
はパルス信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３にもとずいて、（７Ａ）
式〜（７Ｆ）式による６相のパルス信号Ｊ１〜Ｊ６を出
力し、第一の駆動トランジスタ４ａ，４ｂ，４ｃと第二
の駆動トランジスタ５ａ，５ｂ，５ｃを前述の状態か
ら状態に順次切り換えていく。その結果、ロータ２は
ステッピングモータもしくは低周波の同期モータのよう
に起動・加速される。また、起動加速切１３のパルス信
号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の周波数を徐々に高くすることによ
って、ロータ２は所定の回転速度まで加速される。ロー
タ２が所定の回転速度まで加速されると、起動加速器１
３の起動指令信号Ｈは“Ｌ”に変わり、位置検出部１１
の制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によって第一の駆動トラン
ジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信号Ｊ１〜
Ｊ６が作り出される（起動加速器１３がロータ２の回転
速度を検出し、所定速度以上になると起動指令信号Ｈを
“Ｌ”にするように構成してもよい）。Next, the operation of starting and accelerating the rotor 2 from the stopped state will be described. The startup accelerator 13 of the switching drive unit 12 is
The start command signal H is set to "H", and low-frequency three-phase pulse signals L1, L2, L3 are output. Selection switch 14
Is based on the pulse signals L1, L2 and L3, and (7A)
The six-phase pulse signals J1 to J6 according to the expressions (7F) are output, and the first driving transistors 4a, 4b, 4c and the second driving transistors 5a, 5b, 5c are sequentially switched from the above states to the states. Go. As a result, the rotor 2 is started and accelerated like a stepping motor or a low frequency synchronous motor. Further, the rotor 2 is accelerated to a predetermined rotation speed by gradually increasing the frequencies of the pulse signals L1, L2, L3 of the start acceleration cutoff 13. When the rotor 2 is accelerated to a predetermined rotation speed, the start accelerator 1
The start command signal H of No. 3 changes to “L”, and the position detection unit 11
Switching signals J1 to J1 of the first drive transistor and the second drive transistor according to the control signals D1, D2 and D3 of
J6 is generated (the startup accelerator 13 may detect the rotation speed of the rotor 2 and the startup command signal H may be set to "L" when the rotation speed is equal to or higher than a predetermined speed).

本実施例に示すように、コイル３ａ，３ｂ，３ｃに生じ
る逆起電圧をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の端子電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃによって検出し、その検出電圧に応じて第一
の駆動トランジスタと第二の駆動トランジスタの通電状
態を切り換えれば、特別な位置検出素子をもちいること
なく、良好な電流路の切換動作を実現できる。特に、Ａ
端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有
する第一のフィルタ器３２ａと、Ｂ端子の端子電圧を平
滑する実質的に１次の積分特性を有する第二のフィルタ
器３２ｂと、Ｃ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次
の積分特性を有する第三のフィルタ器３２ｃと、第一の
フィルタ器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂ
の出力信号を合成する第一の合成器３３ａと、第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号と第三のフィルタ器３２ｃの
出力信号を合成する第二の合成器３３ｂと、第三のフィ
ルタ器３２ｃの出力信号と第一のフィルタ器３２ａの出
力信号を合成する第三の合成器３３ｃと、第一のフィル
タ器３２ａの出力信号と第二のフィルタ器３２ｂの出力
信号と第三のフィルタ器３２ｃの出力信号を合成する第
四の合成器３３ｄと、第一の合成器３３ａの出力信号と
第四の合成器３３ｄの出力信号を実質的に比較して第一
のディジタル信号を作り出す第一の比較器３４ａと、第
二の合成器３３ｂの出力信号と第四の合成器３３ｄの出
力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号を作り
出す第二の比較器３４ｂと、第三の合成器３３ｃの出力
信号と第四の合成器33ｃの出力信号を実質的に比較して
第三のディジタル信号を作り出す第三の比較器３４ｃに
よって、位置検出部１１を構成するならば、簡単な構成
にて正確な位置検出動作を行なうことができる。As shown in this embodiment, the counter electromotive voltages generated in the coils 3a, 3b, 3c are the terminal voltages Va of the A terminal, the B terminal, and the C terminal.
By detecting with Vb and Vc and switching the energization state of the first drive transistor and the second drive transistor according to the detected voltage, a good current path switching operation can be performed without using a special position detection element. Can be realized. In particular, A
A first filter 32a having a substantially first-order integration characteristic that smoothes the terminal voltage of the terminal, and a second filter 32b having a substantially first-order integration characteristic that smoothes the terminal voltage of the B terminal. , A third filter device 32c having a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the C terminal, an output signal of the first filter device 32a, and a second filter device 32b.
First synthesizer 33a for synthesizing the output signal of the second filter 32b, the second synthesizer 33b for synthesizing the output signal of the second filter 32b and the output signal of the third filter 32c, and the third filter 32c. Third combiner 33c for combining the output signal of the first filter 32a and the output signal of the first filter 32a, the output signal of the first filter 32a, the output of the second filter 32b, and the third filter 32c. And a first combiner 33d for combining the output signals of the first combiner 33a and the output signal of the fourth combiner 33d to produce a first digital signal. A comparator 34a, a second comparator 34b that substantially compares the output signal of the second combiner 33b and the output signal of the fourth combiner 33d to produce a second digital signal, and a third combiner Output signal of the device 33c and the fourth synthesis If the position detector 11 is configured by the third comparator 34c that substantially compares the output signal of 33c to generate a third digital signal, an accurate position detection operation can be performed with a simple configuration. it can.

これについて、更に詳しく説明する。直流電源１の電圧
値を変えることによって、本実施例のブラシレス直流モ
ータの回転速度を可変速制御することができる。この様
な場合には、モータの回転速度を変えた時に端子電圧Ｖ
ａ，Ｖｂ，Ｖｃの最大値が変化するようになり、フィル
タ器の出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に直流電位の変化が生
じる。従って、たとえば、信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３と基準
の直流電圧を比較して電流路を切り換えるようにする
と、比較器の出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の変化点が理想
的な電流路の切換位置（最大の加速トルクが得られる切
換位置）より大幅にずれてしまう。その結果、モータの
回転駆動動作が乱され、正常な回転ができなくなる。This will be described in more detail. By changing the voltage value of the DC power supply 1, the rotation speed of the brushless DC motor of this embodiment can be controlled at a variable speed. In such a case, when the rotation speed of the motor is changed, the terminal voltage V
The maximum values of a, Vb, and Vc change, and the DC potential changes in the output signals F1, F2, and F3 of the filter. Therefore, for example, when the current paths are switched by comparing the signals F1, F2, F3 with the reference DC voltage, the change points of the output signals D1, D2, D3 of the comparator are ideal current path switching positions ( It will deviate significantly from the switching position where the maximum acceleration torque is obtained). As a result, the rotation driving operation of the motor is disturbed, and normal rotation cannot be performed.

このような問題に対して本実施例の構成では、直流電源
１の電圧値を変えた場合でもフィルタ器３２ａ，３２
ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の直流電位がす
べて同じように変化する。それに伴って、合成器３３
ａ，３３ｂ，３３ｃ， ３３ｄの出力信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４の直流電位も
同じように変化する。従って、比較器３４ａ，３４ｂ，
３４ｃの出力信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は直流電源１の電圧
値の変化に無関係になり、正確な位置検出信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３を得ることができる。With respect to such a problem, in the configuration of the present embodiment, the filter devices 32a and 32a are changed even when the voltage value of the DC power supply 1 is changed.
The DC potentials of the output signals F1, F2 and F3 of b and 32c all change in the same manner. Accordingly, the synthesizer 33
The DC potentials of the output signals G1, G2, G3 and G4 of a, 33b, 33c and 33d also change in the same manner. Therefore, the comparators 34a, 34b,
The output signals D1, D2, D3 of 34c become independent of changes in the voltage value of the DC power supply 1, and the accurate position detection signals D1, D
2, D3 can be obtained.

さらに、本実施例のブラシレス直流モータには次のよう
な利点もある。第４図(a)，(b)，(c)に示したように、
電流路の切り換え時点において端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃにはするどいスパイク電圧が発生する。このスパイク
電圧により、フィルタ器３２ａ，３２ｂ，３２ｃの出力
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の位相は進み方向（逆起電圧に対
して）に移動する。従って、たとえば、信号Ｆ１，Ｆ
２， Ｆ３のゼロクロス点（基準の直流電圧値となる点）にお
いて電流路を切り換えるようにすると、切り換えのタイ
ミングがすべて進んでしまう。特に、負荷トルクが大き
くなったときに位置検出の進みが大きくなり、モータが
脱調して停止するという致命的な問題をひきおこしてい
た。これは、次のような動作メカニズムによって引き起
こされていることがわかった。すなわち、負荷トルクが
大きくなると、それに伴って電流が大きくなり、コイル
に蓄えられる磁気エネルギーも大きくなり、電流路の切
換時点におけるスパイク電圧の幅が太くなる。スパイク
電圧の幅が太くなるとフィルタ器の出力信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３の位相が進み、信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３のゼロク
ロス点の位相も進んでいく。信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３のゼ
ロクロス点において電流路を切り換えているので、電流
路の切換時点も進むようになり、端子電圧Ｖａ，Ｖｂ， Ｖｃに現われる電流による電圧降下やスパイク電圧が進
むようになる。すなわち、コイルの端子電圧Ｖａ，Ｖ
ｂ，Ｖｃ（電流による電圧降下とスパイク電圧）の進み
………フィルタ器の出力信号 Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の進み………位置検出部１１の制御信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の進み………切換駆動器１２の切換
信号Ｊ１〜Ｊ６の進み………電流路の切り換えの進み…
……Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの進み、という正帰還ループが形
成されており、負荷トルクの大きいときには上記の正帰
還ループの影響が大きくなり、位置検出動作や回転駆動
動作が不安定になり、脱調することがわかった。Further, the brushless DC motor of this embodiment has the following advantages. As shown in FIGS. 4 (a), (b) and (c),
Terminal voltages Va, Vb, V at the time of switching the current path
A sharp spike voltage is generated in c. Due to this spike voltage, the phases of the output signals F1, F2, F3 of the filter units 32a, 32b, 32c move in the advance direction (with respect to the counter electromotive voltage). Thus, for example, the signals F1, F
If the current paths are switched at the zero-cross points of 2 and F3 (points at which the reference DC voltage value is obtained), all switching timings will be advanced. Particularly, when the load torque becomes large, the progress of the position detection becomes large, which causes a fatal problem that the motor gets out of step and stops. It has been found that this is caused by the following operating mechanism. That is, as the load torque increases, the current also increases, the magnetic energy stored in the coil also increases, and the width of the spike voltage at the time of switching the current path increases. If the width of the spike voltage becomes thick, the output signals F1 and F of the filter device
The phases of F2, F3 advance, and the phases of the zero-cross points of the signals F1, F2, F3 also advance. Since the current path is switched at the zero-cross points of the signals F1, F2, F3, the switching point of the current path is also advanced, and the voltage drop or spike voltage due to the current appearing in the terminal voltages Va, Vb, Vc is advanced. . That is, the terminal voltages Va and V of the coil
b, Vc (voltage drop due to current and spike voltage) advance ... Output signals F1, F2, F3 of the filter advance ... Advancement of control signals D1, D2, D3 of the position detector 11 ... Switching Advancement of switching signals J1 to J6 of the driver 12 ... Advancement of switching of current path ...
A positive feedback loop is formed in which Va, Vb, and Vc advance, and when the load torque is large, the influence of the positive feedback loop becomes large, and the position detection operation and the rotational drive operation become unstable, and I found it to work.

このような問題に対して本実施例では、第一の合成切３
３ａと第一の合成器３３ｂと第一の合成器３３ｃの合成
比率を適当に選ぶことによってスパイク電圧による位相
の進み分をあらかじめ補償している。たとえば、第一の
合成器３３ａの第一の出力信号Ｇ１は第一のフィルタ器
３２ａの出力信号Ｆ１と第一のフィルタ器３２ｂの出力
信号 Ｆ２を８：２の合成比率で含んでいる。その結果、第４
図(g)，(h)に示すように、第一の合成器３３ａの出力信
号Ｇ１（太い実線）は第一のフィルタ器３２ａの出力信
号Ｆ１（破線）よりも１５度程度遅れ（信号Ｆ１の１周
期を３６０度とする）、第一のディジタル信号Ｄ１の変
化点も遅れる（逆起電圧に対して）ようになる。To solve such a problem, in the present embodiment, the first composite cutoff 3
By appropriately selecting the combination ratio of 3a, the first combiner 33b and the first combiner 33c, the advance of the phase due to the spike voltage is compensated in advance. For example, the first output signal G1 of the first combiner 33a includes the output signal F1 of the first filter unit 32a and the output signal F2 of the first filter unit 32b at a combining ratio of 8: 2. As a result, the fourth
As shown in (g) and (h), the output signal G1 (thick solid line) of the first combiner 33a is delayed by about 15 degrees from the output signal F1 (broken line) of the first filter 32a (signal F1). Of one cycle is 360 degrees), the change point of the first digital signal D1 is also delayed (with respect to the counter electromotive voltage).

同様に、第二の合成器３３ｂの出力信号Ｇ２は第二のフ
ィルタ器３２ｂの出力信号Ｆ２よりも１５度程度遅れた
信号となり、第二のディジタル信号Ｄ２の変化点も遅れ
るようになる。同様に、第三の合成器３３ｃの出力信号
Ｇ３は第三のフィルタ器３２ｃの出力信号Ｆ３よりも１
５度程度遅れた信号となり、第三のディジタル信号Ｄ３
の変化点も遅れるようになる。信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が
遅れると切換信号Ｊ１〜Ｊ６も遅れるので、スパイク電
圧による位相の進み分が補償され、電流路の切換位相は
理想的な切換位相にほぼ等しくなる。Similarly, the output signal G2 of the second synthesizer 33b is delayed by about 15 degrees from the output signal F2 of the second filter 32b, and the change point of the second digital signal D2 is also delayed. Similarly, the output signal G3 of the third combiner 33c is 1 more than the output signal F3 of the third filter 32c.
The signal is delayed by about 5 degrees, and the third digital signal D3
The change point of will also be delayed. When the signals D1, D2 and D3 are delayed, the switching signals J1 to J6 are also delayed, so that the phase advance due to the spike voltage is compensated and the switching phase of the current path becomes substantially equal to the ideal switching phase.

このように、本実施例では、第一の合成器33ａと第一の
合成器３３ｂと第一の合成器３３ｃの合成比率を適当に
選ぶことによって、合成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をフィル
タ器３２ａ，３２ｂ，３２ｃの出力信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３よりも所定位相（５度から２５度の間）遅らせること
が簡単にでき、電流路の切換位相は理想的な切換位相に
ほぼ等しくなる。As described above, in this embodiment, the combined signals G1, G2, and G3 are filtered by the filter unit 32a by appropriately selecting the combining ratios of the first combiner 33a, the first combiner 33b, and the first combiner 33c. , 32b, 32c output signals F1, F2, F
A predetermined phase (between 5 degrees and 25 degrees) can be easily delayed more than 3, and the switching phase of the current path becomes substantially equal to the ideal switching phase.

前述の位置検出部１１の構成は第１図の構成に限定され
るものではなく、たとえば、第５図に示す構成の位置検
出部１１を使用してもよい。第５図では、第一のフィル
タ器３２ａ，第二のフィルタ器３２ｂ，第三のフィルタ
器３２ｃをそれぞれ微分回路２００ａ，２００ｂ，２０
０ｃと積分回路３９ａ，３９ｂ，３９ｃの直列接続によ
って構成している。微分回路２００ａ，２００ｂ， ２００ｃは単に直流分を除去するものであり、十分に低
い周波数にて微分作用を行なうようになされている。す
なわち、位置検出部１１の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３によっ
て電流路の切り換え動作を行なう場合にＡ端子，Ｂ端
子，Ｃ端子に生じる端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの周波数
範囲において、コンデンサ２０１，２０３，２０５が実
質的に短絡状態になっている。従って、位置検出部１１
の信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を利用するような周波数範囲に
おいて、フィルタ切３２ａ，３２ｂ，３２ｃは実質的に
１次の積分特性を有するフィルタになっている。第５図
のその他の構成要素（合成切３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，
３３ｄおよび比較器３４ａ， ３４ｂ，３４ｃ）は、前述の第１図の構成と同じであ
り、説明を省略する。また、第５図の位置検出部１１の
動作は前述の第１図のものと同様であり、説明を省略す
る。The structure of the position detecting unit 11 described above is not limited to the structure shown in FIG. 1, and for example, the position detecting unit 11 having the structure shown in FIG. 5 may be used. In FIG. 5, the first filter device 32a, the second filter device 32b, and the third filter device 32c are shown as differentiating circuits 200a, 200b, 20 respectively.
0c and the integrating circuits 39a, 39b, 39c are connected in series. The differentiating circuits 200a, 200b, 200c simply remove the direct current component and perform differentiating action at a sufficiently low frequency. That is, in the frequency range of the terminal voltages Va, Vb, and Vc generated at the A terminal, the B terminal, and the C terminal when the current path switching operation is performed by the signals D1, D2, and D3 of the position detection unit 11, the capacitors 201, 203, and 205 is substantially short-circuited. Therefore, the position detector 11
In the frequency range in which the signals D1, D2, D3 are used, the filters 32a, 32b, 32c are filters having substantially first-order integral characteristics. Other components of FIG. 5 (composite sections 33a, 33b, 33c,
33d and comparators 34a, 34b, 34c) are the same as those in the configuration shown in FIG. The operation of the position detector 11 in FIG. 5 is the same as that in FIG. 1 described above, and a description thereof will be omitted.

前述の実施例では、第一の駆動トランジスタ４ａ，４
ｂ，４ｃに並列に第一のダイオード６ａ，６ｂ，６ｃを
接続し、第二の駆動トランジスタ ５ａ，５ｂ，５ｃに並列に第二のダイオード７ａ，７
ｂ，７ｃを接続しているが、これらの第一のダイオード
や第二のダイオードをＮチャンネルの縦形パワーＭＯＳ
電界効果トランジスタのドレインとソース間に存在する
寄生ダイオードによって代用してもよい。この様な場合
に於いても本発明に含まれることは言うまでもない。ま
た、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆動トランジ
スタのいずれか一方もしくは両方をバイポーラ形のトラ
ンジスタに置き換えてもよい。In the embodiment described above, the first drive transistors 4a, 4a
b, 4c in parallel with the first diodes 6a, 6b, 6c, and second drive transistors 5a, 5b, 5c in parallel with the second diodes 7a, 7c
b and 7c are connected, but these first diode and second diode are connected to an N-channel vertical power MOS.
A parasitic diode existing between the drain and the source of the field effect transistor may be used instead. It goes without saying that such a case is included in the present invention. Further, either one or both of the first drive transistor and the second drive transistor may be replaced with a bipolar transistor.

また、前述の実施例の切換駆動部１２の起動加速器１３
や選択切換器１４の論理をマイクロコンピュータによっ
て実現してもよく、本発明に含まれる事は言うまでもな
い。また、前述の実施例では３相のコイルを星形に結線
したが、デルタに結線してもよい。Further, the startup accelerator 13 of the switching drive unit 12 of the above-described embodiment.
Needless to say, the logic of the selection switch 14 and the selection switch 14 may be realized by a microcomputer and are included in the present invention. Further, although the three-phase coils are connected in a star shape in the above-described embodiment, they may be connected in delta.

さらに、第一の駆動トランジスタまたは第二の駆動トラ
ンジスタのいずれか一方もしくは両方をパルス幅変調信
号によって高周波スイッチング動作させることによって
モータの回転速度を可変速制御するようにしてもよい。
その他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能で
ある。Further, one or both of the first drive transistor and the second drive transistor may be subjected to a high frequency switching operation by a pulse width modulation signal to control the rotation speed of the motor at a variable speed.
Besides, various modifications can be made without changing the gist of the present invention.

発明の効果 本発明は、３相のコイルへの電流の入出力端子にあらわ
れる端子電圧を利用して位置検出を行なわせることによ
り、特別な位置検出素子を１個も使用しないで、ブラシ
レス直流モータの安定な回転駆動動作を実現したもので
ある。従って、本発明にもとずいてコンプレッサ用のブ
ラシレス直流モータを構成するならば、構造の簡単な長
寿命・高信頼性のモータを得ることができる。EFFECTS OF THE INVENTION The present invention uses a terminal voltage appearing at the input / output terminals of the current to the three-phase coil to perform position detection, so that no special position detection element is used, and a brushless DC motor is provided. The stable rotation drive operation of is realized. Therefore, if a brushless DC motor for a compressor is constructed according to the present invention, it is possible to obtain a long-life and highly reliable motor with a simple structure.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図は本発明のブラシレス直流モータの位置検出部の
具体的な構成を表わす回路図、第２図は本発明の一実施
例を表わすブロック図、第３図は第２図の選択切換器の
具体的な構成を表わす回路図、第４図(a)〜(p)は第２図
の実施例の動作を説明するための波形図、第５図は本発
明の第２の実施例の位置検出部の構成を表わす回路図、
第６図は従来のブラシレス直流モータの構成を表わすブ
ロック図である。 １……直流電源、２……ロータ、３ａ，３ｂ，３ｃ……
コイル、４ａ，４ｂ，４ｃ……第一の駆動トランジス
タ、５ａ，５ｂ，５ｃ……第二の駆動トランジスタ、６
ａ，６ｂ，６ｃ……第一のダイオード、７ａ，７ｂ，７
ｃ……第二のダイオード、１１……位置検出部、１２…
…切換駆動部、１３……起動加速器、１４……選択切換
器、32ａ……第一のフィルタ器、３２ｂ……第二のフィ
ルタ器、３２ｃ……第三のフィルタ器、３３ａ……第一
の合成器、３３ｂ……第二の合成器、３３ｃ……第三の
合成器、３３ｄ……第四の合成器、 ３４ａ……第一の比較器、３４ｂ……第二の比較器、３
４ｃ……第三の比較器。FIG. 1 is a circuit diagram showing a specific structure of a position detecting portion of a brushless DC motor according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a selection switch shown in FIG. FIG. 4 (a) to FIG. 4 (p) are waveform diagrams for explaining the operation of the embodiment of FIG. 2, and FIG. 5 is a circuit diagram showing the concrete construction of the second embodiment of the present invention. Circuit diagram showing the configuration of the position detection unit,
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a conventional brushless DC motor. 1 ... DC power supply, 2 ... rotor, 3a, 3b, 3c ...
Coil, 4a, 4b, 4c ... First drive transistor, 5a, 5b, 5c ... Second drive transistor, 6
a, 6b, 6c ... first diode, 7a, 7b, 7
c ... second diode, 11 ... position detection unit, 12 ...
... switching drive unit, 13 ... start-up accelerator, 14 ... selection switching unit, 32a ... first filter device, 32b ... second filter device, 32c ... third filter device, 33a ... first Synthesizer, 33b ... second synthesizer, 33c ... third synthesizer, 33d ... fourth synthesizer, 34a ... first comparator, 34b ... second comparator, 3
4c ... Third comparator.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】永久磁石により構成されたＮ組（Ｎは整
数）の磁極対を有するロータと、前記ロータの界磁磁束
と鎖交する３相のコイル群と、直流電源から前記３相の
コイルへの電流路を形成する第一の駆動トランジスタ群
と、前記３相のコイルから前記直流電源への電流帰路を
形成する第二の駆動トランジスタ群と、前記第一の駆動
トランジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列
に存在する第一のダイオード群と、前記第二の駆動トラ
ンジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存
在する第二のダイオード群と、前記３相のコイルへの電
流の入出力端子（Ａ端子，Ｂ端子，Ｃ端子）の端子電圧
を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、前記位
置検出手段の制御信号にもとずいて前記第一の駆動トラ
ンジスタおよび第二の駆動トランジスタの切換信号を出
力し、前記コイルへの電流をＡ端子，Ｂ端子，Ｃ端子の
順番に切り換えて通電させる切換駆動手段とを具備し、
前記位置検出手段は、前記Ａ端子の端子電圧を平滑する
実質的に１次の積分特性を有する第一のフィルタ手段
と、前記Ｂ端子の端子電圧を平滑する実質的に１次の積
分特性を有する第二のフィルタ手段と、前記Ｃ端子の端
子電圧を平滑する実質的に１次の積分特性を有する第三
のフィルタ手段と、前記第一のフィルタ手段の出力信号
と前記第二のフィルタ手段の出力信号を合成する第一の
合成手段と、前記第二のフィルタ手段の出力信号と前記
第三のフィルタ手段の出力信号を合成する第二の合成手
段と、前記第三のフィルタ手段の出力信号と前記第一の
フィルタ手段の出力信号を合成する第三の合成手段と、
前記第一のフィルタ手段の出力信号と前記第二のフィル
タ手段の出力信号と前記第三のフィルタ手段の出力信号
を合成する第四の合成手段と、前記第一の合成手段の出
力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
して第一のディジタル信号を作り出す第一の比較手段
と、前記第二の合成手段の出力信号と前記第四の合成手
段の出力信号を実質的に比較して第二のディジタル信号
を作り出す第二の比較手段と、前記第三の合成手段の出
力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較
して第三のディジタル信号を作り出す第三の比較手段と
からなり、前記第一の比較手段と前記第二の比較手段と
前記第三の比較手段の出力信号を前記位置検出手段の制
御信号として出力し、前記第一の駆動トランジスタと第
二の駆動トランジスタの通電状態を切換制御することを
特徴とするブラシレス直流モータ。1. A rotor having N pairs (N is an integer) of magnetic pole pairs composed of permanent magnets, a three-phase coil group interlinking with a field magnetic flux of the rotor, and a three-phase coil from a DC power source. A first drive transistor group forming a current path to the coil, a second drive transistor group forming a current return path from the three-phase coil to the DC power supply, and an input terminal of the first drive transistor A first group of diodes substantially parallel to each other between output terminals, a second group of diodes substantially parallel to each other between an input terminal and an output terminal of the second drive transistor, and Position detecting means for detecting a terminal voltage of an input / output terminal (A terminal, B terminal, C terminal) of a current to the phase coil and generating a control signal, and the position detecting means based on the control signal of the position detecting means. First drive transistor and second Changeover signal of the driving transistor, the current to the coil and a switching driving means for energizing switched terminal A, B terminal, in the order of C terminal,
The position detecting means has a first filter means having a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the A terminal and a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the B terminal. A second filter means, a third filter means having a substantially first-order integral characteristic for smoothing the terminal voltage of the C terminal, an output signal of the first filter means, and the second filter means. First synthesizing means for synthesizing the output signal of the second filter means, second synthesizing means for synthesizing the output signal of the second filter means and the output signal of the third filter means, and the output of the third filter means. Third synthesizing means for synthesizing the signal and the output signal of the first filter means,
Fourth combining means for combining the output signal of the first filter means, the output signal of the second filter means and the output signal of the third filter means, the output signal of the first combining means, and the Substantially comparing the output signal of the fourth combining means, the first comparing means for producing a first digital signal, the output signal of the second combining means and the output signal of the fourth combining means. Second comparison means for producing a second digital signal by comparing the output signals of the third combining means and the output signal of the fourth combining means. And a third comparison means for generating the output signal of the first comparison means, the second comparison means and the third comparison means as a control signal of the position detection means, Drive transistor and second drive transistor Brushless DC motor and controlling switching of energized state. 【請求項２】第一の合成手段と第二の合成手段と第三の
合成手段における合成比率を選定することにより、前記
第一の合成手段の出力信号を第一のフィルタ手段の出力
信号に対して所定位相（５度から２５度の間）遅らせ、
前記第二の合成手段の出力信号を前記第二のフィルタ手
段の出力信号に対して前記所定位相遅らせ、前記第三の
合成手段の出力信号を第三のフィルタ手段の出力信号に
対して前記所定位相遅らせたことを特徴とする特許請求
の範囲第(1)項に記載のブラシレス直流モータ。2. The output signal of the first synthesizing means is converted into the output signal of the first filtering means by selecting a synthesizing ratio in the first synthesizing means, the second synthesizing means and the third synthesizing means. Delay a predetermined phase (between 5 and 25 degrees),
The output signal of the second synthesizing means is delayed by the predetermined phase with respect to the output signal of the second filter means, and the output signal of the third synthesizing means is delayed by the predetermined phase with respect to the output signal of the third filter means. The brushless DC motor according to claim (1), wherein the phase is delayed.