JPH0591751A

JPH0591751A - 携帯用交流電源装置

Info

Publication number: JPH0591751A
Application number: JP3162094A
Authority: JP
Inventors: Motohisa Shimizu; 元壽清水; Masafumi Nakamura; 政史中村
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1991-06-06
Filing date: 1991-06-06
Publication date: 1993-04-09

Abstract

(57)【要約】【目的】誘導電動機等のような一時的に始動大電流が
流れる機器を起動する場合に電源装置側の一時的な過負
荷負担を軽減しつつその起動特性を改善する。【構成】所定周波数の正弦波基準信号を出力する正弦
波基準信号形成回路８と、前記正弦波基準信号に基づい
てブリッジ型インバータ回路３ａをスイッチグ駆動する
ことにより前記所定周波数の交流出力を形成させるスイ
ッチング制御回路１１と、前記ブリッジ型インバータ回
路３ａに設けられて負荷電流を検出する電流検出器Ｒ３
１，Ｒ３２と、前記負荷電流信号により過負荷か否かを
検出する電流検出回路５と、過負荷状態のときに前記正
弦波基準信号の周波数を自動的に低下させる周波数低下
手段７とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は携帯用交流電源装置に関
し、特に誘導電動機の円滑駆動に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、携帯用の交流電源装置には、出力
周波数を安定化させるためにインバータ装置を使用する
ことが多くなってきており、例えばエンジンで駆動され
る交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する
携帯用交流電源装置においては、エンジンを回転数の高
い領域にて運転させて発電機から高出力の交流電流を
得、この交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ
装置により商用周波数の交流に変換して出力するように
した装置が、実開昭５９−１３２３９８号公報等によっ
て知られている。

【０００３】ところで、このような交流電源装置におい
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８号公報）。

【０００４】ところで、以上のような携帯用交流電源装
置においては、その出力回路保護のために種々の工夫が
なされているが、電源装置の出力特性や負荷の特性によ
っては出力される負荷電流の大小がそのまま負荷状態を
表わす指標となっていない場合があり、適切な保護シス
テムを構成していない一面があった。例えば、ただ単に
負荷電流が大きくなったときに出力を遮断するというよ
うな構成では、電動機等のように始動時に一時的に大電
流が流れるような負荷装置が電源装置の出力回路に接続
された場合、負荷装置の始動時に必要以上に出力を遮断
してしまう可能性があり、上記出力回路の最適な保護シ
ステムとはなっていなかった。

【０００５】以上に鑑み、本願出願人は、インバータ制
御方式の交流電源装置に対してではあるが、過電流状態
を検出したときには一定時間のみ出力を停止し、この一
定時間後に再び通電する、といった動作を繰返しながら
電動機等の始動が行なえるシステムを提案している（特
開昭６３−１１４５２７号公報）。これは、大電流の通
電時間を間欠制限することによって、平均通電電流値を
低くおさえようとするものになっている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、この種の携
帯用交流電源装置の負荷としては、誘導電動機（例えば
建設工事現場で使用されるエアコンプレッサ用誘導電動
機）が使用される場合が多いがこの種のインダクタンス
負荷の始動電流に着目すると、周波数が低くなると負荷
自体の出力パワーは低下するものの始動電流の大きさも
小さくなる。例えば５０Ｈｚと６０Ｈｚとの共用負荷の
場合、インダクタンスの影響から、６０Ｈｚの方が（周
波数の高い方が）多量の起動電力（定電圧時では多量の
起動電流）が必要となる。

【０００７】したがって、始動時の過渡状態では周波数
を低下させて負荷の出力パワー自体を小さくしてももと
もと過渡状態であるから大きな影響はなく、この過渡状
態を経過後は直ちに通常の周波数に戻すことによって、
通常の運転時には悪影響を生じない。

【０００８】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、大電流の通電時間を間
欠制限することによって平均通電電流値を低下させると
いう方式とは着眼点を変え、出力周波数を一時的に低下
させることによって負荷の実質的な出力パワーを一時的
に低下させ、これによって始動電流を小さく押さえなが
ら円滑に誘導電動機等を起動できるように構成した携帯
用交流電源装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、発電機主出力巻線から出力される交流を整
流、平滑して得られた直流をインバータ回路を介して所
定周波数の交流出力として出力するように構成した携帯
用交流電源装置において、前記所定周波数の基準信号を
出力する基準信号形成回路と、前記基準信号に基づいて
前記インバータ回路をスイッチング駆動することにより
前記所定周波数の交流出力を形成させるスイッチング制
御回路と、負荷電流を検出する電流検出回路と、前記負
荷電流信号により過負荷状態か否かを検出する過負荷検
出回路と、過負荷状態が検出されたときに前記基準信号
の周波数を自動的に低下させる周波数低下手段とを備え
るようにしたものである。

【００１０】

【作用】本発明による携帯用交流電源装置においては、
過負荷状態となると一時的に出力周波数を低下させて、
誘導電動機等の負荷に対する始動過渡状態に対応するよ
うに動作する。

【００１１】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。

【００１２】図１は、本発明による携帯用交流電源装置
の一実施例を示す回路図である。同図において、交流発
電機１の出力側は整流平滑回路２の入力側に接続され、
整流平滑回路２の出力側はブリッジ型インバータ回路３
ａの入力側に接続され、ブリッジ型インバータ回路３ａ
の出力側はＬＰＦ（低域ろ波器）３ｂおよび電流検出回
路５の入力側に接続され、ＬＰＦ３ｂの出力側は電圧検
出器４を介して出力端子Ｔ１に接続されている。

【００１３】また、出力目標波形信号（正弦波基準信
号）を作るための発振信号を出力する電圧制御型発振器
（以下「ＶＣＯ」という）６の出力側は周波数低下手段
としての分周器７の入力側に接続され、分周器７の出力
側は出力目標波形信号を発生する正弦波基準信号形成回
路としての正弦波化回路８の入力側に接続され、正弦波
化回路８の出力側は電子ボリューム（電子減衰手段）９
の入力側に接続され、電子ボリューム９の出力側はＬＰ
Ｆ１０を介してスイッチ制御回路としてのパルス幅変調
器（以下「ＰＷＭ」という）１１の入力側に接続されて
いる。

【００１４】さらに、電圧検出器４の出力側はオペアン
プ１２の非反転端子に接続され、オペアンプ１２の出力
側は抵抗１３を介して矩形波変換器１４の入力側に接続
され、矩形波変換機１４の出力側はインバータ１８の入
力側および位相差検出器１６の入力側に接続されてい
る。電流検出回路５の出力側は矩形波変換器１５を介し
て位相差検出器１６の入力側に接続され、位相差検出器
１６の出力側はＶＣＯ６の入力側に接続されている。位
相差検出器１６の入力側は正弦波化回路８の出力側にも
接続され、電流検出回路５の出力側は分周器７の入力側
にも接続されている。

【００１５】さらに、ナンド回路１９の入力側はインバ
ータ１８および運・停制御器１７の出力側に接続され、
運・停制御器１７の出力側はＤフリップフロップ２１の
Ｄ端子およびインバータ２０の入力側に接続されてい
る。Ｄフリップフロップ２１のＣＫ（クロック）端子は
ナンド回路１９の出力側、そのＲ（リセット）端子はイ
ンバータ２０の出力側、そのＱバー（反転出力）端子は
正弦波化回路８、電子ボリューム９およびＰＷＭ１１の
Ｒ（リセット）端子に接続されている。また、インバー
タ２０の出力側はカウンタ２２のＲ端子に接続されてい
る。カウンタ２２としては例えばμＰＤ４０２４（日
電）を用いればよい。カウンタ２２のＣＫ端子は分周器
７の出力側、そのＱ６（出力）端子はインバータ２３の
入力側に接続されている。インバータ２３の出力側は抵
抗２４を介して矩形波変換器２４の入力側に接続されて
いる。

【００１６】このような接続、構成の携帯用交流電源装
置は単独運転、並列運転共に可能であるが、並列運転を
行なう場合は自機の出力端子Ｔ１と他機の出力端子Ｔ１
とを接続することにより行なう。

【００１７】次に、図１の携帯用交流電源装置の動作に
ついて説明する。

【００１８】交流発電機１から出力される交流は整流平
滑回路２で整流平滑されて直流電力となる。この直流電
力はＰＷＭ１１により制御されるブリッジ型インバータ
回路３ａにより交流電力に変換され、ＬＰＦ３ｂを介し
て出力端子Ｔ１から負荷へ出力される。電圧検出器４か
ら出力される出力電圧信号ａは図２（ａ）に示すように
正弦波状であり、この信号ａはオペアンプ１２を介して
矩形波変換器１４に入力され、図２（ｂ）に示すような
矩形波信号ｂとしてインバータ１８および位相差検出器
１６へ出力される。電流検出回路５からの後述の出力電
流信号を入力して矩形波変換器１５から出力される信号
ｂ′も同様の矩形波信号であり、位相差検出器１６に入
力される。位相差検出器１６は信号ｂ、ｂ′の位相差に
応じた位相差電圧をＶＣＯ６へ出力し、ＶＣＯ６の発振
周波数を制御する。

【００１９】周波数を制御されてＶＣＯ６から出力され
る発振信号は分周器７で分周され、クロック信号として
正弦波化回路８に入力される。正弦波化回路８は上記ク
ロック信号により階段状の正弦波信号を発生し、その正
弦波信号は電子ボリューム９へ出力される。電子ボリュ
ーム９は上記正弦波信号の阻止、通過および通過時の減
衰度を制御し、このように制御された正弦波信号はＬＰ
Ｆ１０を介してＰＷＭ１１に入力され、上記正弦波信号
によりパルス幅変調されたパルスがＰＷＭ１１から出力
される。ＬＰＦ１０は上記階段状正弦波信号の階段部分
を除去して滑らかな正弦波信号とするためのフィルタで
ある。ＰＷＭ１１から出力されるパルスによりブリッジ
型インバータ回路３ａを構成する各ゲートの通電時間が
制御され、上記ＬＰＦ１０からの正弦波信号に応じたパ
ルス幅のパルス列としてブリッジ型インバータ回路３ａ
から出力され、ブリッジ型インバータ回路３ａの出力は
ＬＰＦ３ｂにより正弦波状の交流電力となり、電圧検出
器４を介して出力端子Ｔ１から出力される。

【００２０】運・停制御器１７を運転状態に設定する
と、図２（ｃ）に示すように、運・停制御器１７の出力
信号ｃは「Ｌ」レベル（停止状態）から「Ｈ」レベルと
なる。

【００２１】Ｄフリップフロップ２１のＤ端子には上記
出力信号ｃ、そのＣＫ端子には矩形波信号ｂを反転した
信号と出力信号ｃのナンド信号ｄ（図２（ｄ）参照）、
そのＲ端子には出力信号ｃの反転信号ｆ（図２（ｆ）参
照）が入力される。Ｄフリップフロップ２１のＱバー端
子は、上記信号ｃ，ｄ，ｆに応じた信号Ｑバー（図２
（ｅ）参照）を出力する。信号Ｑバーと信号ｃ，ｄ，ｆ
の関係を表に示す。表において、↑はパルス信号ｄの立
上り部分、↓は立下り部分を示し、ｓはＤフリップフロ
ップ２１のＳ端子上の信号を示し、信号ｓは常に「Ｌ」
レベルである。また＊は「Ｌ」、「Ｈ」のいずれでも良
いこと（don't care）を示す。

【００２２】

【表１】自発電機が他発電機と並列に接続され、他発電機から交
流出力電圧が供給されているときには、運・停制御器１
７を運転状態として信号ｃを「Ｈ」レベルとすることに
より、表の３行目に示すように、信号Ｑバーは信号ｄの
最初の立上りで「Ｌ」レベルとなり（図２（ｄ）（ｅ）
参照）、正弦波回路８のリセット状態は解除され、出力
目標波形信号が回路８から電子ボリューム９へ出力され
る。これにより、電子ボリューム９から、選択された出
力目標波形の信号が出力され、自発電機は交流出力を負
荷へ供給することができる。出力目標波形の信号は、交
流出力の電圧信号と出力目標波形信号とを適切な割合で
混合した信号である。しかし、他発電機から交流出力電
圧の供給がない場合には、Ｄフリップフロップ２１のＣ
Ｋ端子にはパルス信号の供給がなく、そのＱバー端子は
最初の状態である「Ｈ」レベルの状態（表の５行目参
照）を維持し、正弦波回路８はリセット状態のままであ
り、従って回路８からは出力目標波形信号は出力され
ず、自発電機は交流出力を負荷へ供給することができな
い。

【００２３】カウンタ２２は上記不具合を解消するため
のもので、携帯用交流電源装置が単独でも立ち上がるこ
とができるようにするものである。すなわち、運・停制
御器１７を運転状態として、信号ｃを「Ｈ」、信号ｆを
「Ｌ」とすると、カウンタ２２のリセット状態は解除さ
れ、分周器７からのクロックにより所定時間経過後、出
力端子Ｑ６のレベルは「Ｌ」から「Ｈ」、そして「Ｈ」
から「Ｌ」へ変化し、インバータ２３の出力信号レベル
は「Ｈ」から「Ｌ」、そして「Ｌ」から「Ｈ」へ変化す
る。これにより、表から分かるように、Ｄフリップフロ
ップ２１の出力信号Ｑバーは「Ｌ」レベルとなり、正弦
波化回路８のリセット状態は解除されるので、自発電機
は、回路８から出力される出力目標波形信号に基づいた
波形の交流電力を出力することができる。

【００２４】なお、他発電機がすでに立上がっている場
合には、自発電機は他発電機の波形に合わせて立上げな
ければならない。そうでないと、立上がると同時に発電
機が過負荷となり、使用中の負荷への通電が中断した
り、ＰＷＭスタート時の波形がくずれ、インバータ回路
のＦＥＴを破壊するおそれがある。本実施例において
は、立上げ時の出力目標波形の信号が交流出力の電圧信
号であっても出力目標波形信号であっても他発電機の出
力位相と立上げ時に合致するようになっている。これ
は、後述するように正弦波化回路８等のリセット端子で
行なう。

【００２５】次に、図１の構成要素１〜５、１０、１１
について図３〜図５を用いて詳細に説明する。

【００２６】図３〜図５は図１の構成要素１〜５、１
０、１１とその関連回路を示す構成図である。図３にお
いて、１ａは交流発電機１の固定子に独立して巻装され
た三相出力巻線、１ｂは単相補助巻線である。また交流
発電機１の回転子（図示せず）には多極の永久磁石の磁
極が形成されており、エンジン（図示せず）によって回
転駆動されるように構成されている。三相出力巻線１ａ
の出力端は、３つのサイリスタと３つのダイオードとで
構成されるブリッジ整流回路２ａに接続され、ブリッジ
整流回路２ａの出力端は平滑回路２ｂに接続される。上
記ブリッジ整流回路２ａと平滑回路２ｂとは整流平滑回
路２を構成する。

【００２７】単相補助巻線１ｂの出力端は、正極、負極
出力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置Ａ１に接続され
る。定電圧供給装置Ａ１は２組の整流回路、平滑回路、
定電圧回路Ａ１ａから成り、単相補助巻線１ｂからの一
の方向の電流に対しては一方の組の各回路が働き、一の
方向と反対の方向の電流に対しては他方の組の各回路が
働き、これによって出力端子Ｅ，Ｆにそれぞれ正負の定
電圧が出力される。

【００２８】Ａ２はサイリスタ制御回路であり、電源入
力側の一端が定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに接
続され、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地さ
れる。サイリスタ制御回路Ａ２の信号入力端はコンデン
サＣ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、コンデ
ンサＣ１側の一端は定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子
Ｅに接続され、抵抗Ｒ３側の他端は平滑回路４の負極側
端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はト
ランジスタＱ１のベースに、このトランジスタＱ１のコ
レクタはトランジスタＱ２のベースに、このトランジス
タＱ２のコレクタはブリッジ整流回路２ａの各サイリス
タのゲート入力回路に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２と
の接続点の電位に応じてゲート入力回路の入力信号を制
御するように構成されている。

【００２９】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路Ａ３の出力側が接続される。過渡抑制回
路Ａ３によれば、定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
側に設けられた定電圧回路Ａ１ａの入力側（Ｇ）にツェ
ナーダイオードＤ１のカソード側が接続され、ツェナー
ダイオードＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給
装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペ
アンプから成る反転比較器Ａ３１の反転端子（−）に接
続され、反転比較器Ａ３１の非反転端子（＋）は抵抗を
介して接地される。反転比較器Ａ３１の出力側はＮＯＲ
回路Ａ３２の入力側に接続され、一方ＮＯＲ回路Ａ３２
の入力側のもう１つの端子には発電機の過電流状態な
ど、保護が必要な状態になっていることを検出するため
の保護装置Ａ４が接続され、保護が必要な状態を検出し
た時に「Ｈ」レベル信号がＮＯＲ回路Ａ３２に供給され
る。ＮＯＲ回路Ａ３２の出力側はインバータＡ３３、抵
抗を介してトランジスタＱ３のベースに接続される。ト
ランジスタＱ３のエミッタは定電圧供給装置Ａ１の負極
出力端子Ｆに接続され、一方コレクタは、抵抗Ｒ４を介
して定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに接続される
とともにコンデンサＣ２を介して定電圧供給装置Ａ１の
負極出力端子Ｆに接続される。コンデンサＣ２の正極端
子にはトランジスタＱ４のベースが接続され、トランジ
スタＱ４のコレクタは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端
子Ｅに接続され、一方エミッタは、ダイオードＤ２のア
ノードに接続されるとともにサイリスタ制御回路Ａ２の
コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに接続される。
ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ２の正極端子
に接続される。

【００３０】平滑回路２ｂの出力側は図４に示すブリッ
ジ型インバータ回路３ａに接続される。ブリッジ型イン
バータ回路３ａは４つのＦＥＴＱ５〜Ｑ８から成るブリ
ッジ回路で構成され、ＦＥＴＱ５，Ｑ６のドレインと共
通ラインＬＮとの間には負荷電流値を検出する電流検出
用抵抗（電流検出器）Ｒ３１，Ｒ３２が設けられてい
る。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続される駆動
信号回路に関しては後述する。

【００３１】ブリッジ型インバータ回路３ａの出力側は
ＬＰＦ３ｂを介して負荷（図示せず）が接続される出力
端子Ｔ１１，Ｔ１２に接続される。ＬＰＦ３ｂは、負荷
に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２、及び負荷に対
し並列接続されるコンデンサＣ３で構成される。

【００３２】４は電圧検出器、５は電流検出回路で、検
出器４の出力端子Ｔ４および検出器５の出力端子Ｔ５、
Ｐはオペアンプ１２および矩形波変換器１５、分周器７
の入力側に接続される。

【００３３】電流検出回路５において、一対の電流検出
用抵抗Ｒ３１，Ｒ３２とＦＥＴＱ５，Ｑ６との接続点
Ｍ，Ｎは２段増幅器の入力側オペアンプ５１の非反転入
力端子（＋），反転入力端子（−）に接続され、オペア
ンプ５１の出力側は２段増幅器の出力側オペアンプ５２
に接続される。そして、オペアンプ５２の出力側は矩形
波変換器１５に接続されると共に、オペアンプ５３，５
４の入力側に接続される。

【００３４】ブリッジ型インバータ回路３ａの一対の電
流検出用抵抗Ｒ３１，Ｒ３２にはブリッジ型インバータ
回路３ａの出力電流（負荷電流）に応じた電圧が生じ
る。図１５（ａ）に接続点Ｍの検出電流波形を示す。接
続点Ｎの検出電流波形は図６（ｂ）に示すように図１５
（ａ）と逆相の関係になる。接続点Ｍ，Ｎの検出電流波
形信号（出力電流信号）は電流検出回路５のオペアンプ
５１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に入
力される。オペアンプ５１は積分回路を構成しており、
入力された接続点Ｍ，Ｎの電位信号は高周波成分が除去
され、接続点Ｍの電位信号のみに着目した場合には直流
成分および商用周波数成分を含む信号がオペアンプ５１
の出力側に現われる。この信号は積分回路を構成するオ
ペアンプ５２で反転増幅されることにより図１５（ｃ）
に示すような高周波成分が除去された商用周波数の信号
となり、オペアンプ５３，５４に出力される。オペアン
プ５３，５４はオペアンプ５２から出力される出力電流
信号を全波整流し、ＬＰＦ５５へ出力する。ＬＰＦ５５
は上記全体整流信号を平滑し、オペアンプ５６の非反転
端子（＋）へ出力する。オペアンプ５６は比較器を構成
し、抵抗Ｒ５１とＲ５２とによる正極出力端子Ｅの電圧
の分圧レベルと非反転入力端子（＋）への入力信号レベ
ルとを比較し、入力信号レベルが上記分圧レベルを越え
たときに端子Ｅの電位と同じ正電位の「Ｈ」レベル信号
を分周器７へ出力する。入力信号レベルが上記分圧レベ
ルを越えないときには負極出力端子Ｆの電位と同じ負電
位の「Ｌ」レベル信号を分周器７へ出力する。

【００３５】ＬＰＦ３ｂを構成するコンデンサの両端Ｈ
は、分割抵抗や差動アンプから成る歪検出回路Ａ５（図
５）に接続される。歪検出回路Ａ５は、出力端子Ｔ１
１，Ｔ１２に現れる出力電圧の波形どうしを直接比較す
ることによって出力の波形歪あるいはオフセット成分を
検出し、検出信号を出力するものである。そして、この
検出信号は端子Ｔ₄に電圧検出信号（電圧波形の位相検
出）としても出力される。

【００３６】図５において、１０はＬＰＦ、１１はＰＷ
Ｍである。電子ボリューム９の出力側はＬＰＦ１０のオ
ペアンプの反転入力端子（−）に接続される。このＬＰ
Ｆ１０は、電子ボリューム９から出力される階段状の正
弦波を滑らかな正弦波とするものである。ＬＰＦ１０の
出力側は歪補正回路Ａ６のオペアンプの反転入力端子
（−）に接続され、オペアンプの非反転入力端子（＋）
には歪検出回路Ａ５の出力側が接続される。歪補正回路
Ａ６は、電子ボリューム９からＬＰＦ１０を介し出力さ
れる正弦波レベルを歪検出回路Ａ５から出力される検出
信号で補正し、補正された正弦波信号を出力するもので
ある。

【００３７】図５において、１１１は矩形波発振器であ
り、この矩形波発振器１１１で発振される矩形波の周波
数はＬＰＦ１０から出力される正弦波の周波数よりも格
段に大きい値に設定される。矩形波発振器１１１の出力
側は積分回路１１２に接続され、積分回路１１２は矩形
波を積分して三角波信号に変換する。

【００３８】ＬＰＦ１０から出力され、歪補正回路Ａ６
で補正された正弦波信号と積分回路１１２から出力され
る三角波信号とは重畳されてインバータバッファ１１０
（パルス幅変調回路）に供給される。インバータバッフ
ァ１１０は所定のしきい値（スレッシュホールドレベ
ル）を有し、このしきい値を越えたレベルの信号が入力
したときは「Ｌ」レベルの信号を出力し、一方しきい値
以下のレベルの信号が入力したときは「Ｈ」レベルの信
号を出力し、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形
成するものであり、例えばゲート端子への入力信号に対
し固定されたしきい値を有するＣＭＯＳゲートＩＣで構
成する。

【００３９】インバータバッファ１１０の出力側は、イ
ンバータ１１３を経てＮＡＮＤ回路１１４の一方の入力
端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路１１５
の一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路１１４の他
方の入力端とＮＡＮＤ回路１１５の他方の入力端には過
渡抑制回路Ａ３のＮＯＲ回路Ａ３２の出力端Ｊが接続さ
れる。

【００４０】ＮＡＮＤ回路１１４の出力端はトランジス
タＱ９，Ｑ１０から成る第１のプッシュプル増幅器に接
続される。第１のプッシュプル増幅器のトランジスタＱ
９のコレクタは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅ
に、トランジスタＱ１０のコレクタは定電圧供給装置Ａ
１の負極出力端子Ｆに接続される。

【００４１】上記第１のプッシュプル増幅器の出力端
（トランジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタどうしの接続
点）はダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ８のカ
ソードとの接続点に接続される。ダイオードＤ７のカソ
ードは定電圧供給装置Ａ１の正極出力端子Ｅに、ダイオ
ードＤ８のアノードは定電圧供給装置Ａ１の負極出力端
子Ｆに接続される。ダイオードＤ７，Ｄ８は後述のパル
ストランスで発生するサージを吸収するためのものであ
る。

【００４２】ダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ
８のカソードとの接続点は、低周波成分カット用のコン
デンサＣ４を介してパルストランスＡ，Ｃの一次側コイ
ルＬ３，Ｌ４の各一端に接続される。これら一次側コイ
ルＬ３，Ｌ４の各他端は定電圧供給装置Ａ１の負極出力
端子Ｆに接続される。コンデンサＣ４は、周波数の高圧
供給装置Ａ１の負極出力端子Ｆに接続される。コンデン
サＣ４は、周波数の高いＰＷＭ搬送周波数信号のみを通
し、低周波成分は通さないような定数値に設定される。

【００４３】またＮＡＮＤ回路１１５の出力端は上記同
様、トランジスタＱ１１，Ｑ１２から成る第２のプッシ
ュプル増幅器に接続され、第２のプッシュプル増幅器の
出力端はダイオードＤ９のアノードとダイオードＤ１０
のカソードとの接続点に接続される。この接続点は、上
述のコンデンサＣ４と同様にＰＷＭ搬送周波数信号のみ
を通し、低周波成分は通さないような定数値に設定され
たコンデンサＣ５を介してパルストランスＢ，Ｄの一次
側コイルＬ５，Ｌ６の各一端に接続される。

【００４４】次にインバータ回路３ａのＦＥＴＱ５〜Ｑ
８の各ゲート端子に接続される駆動信号回路について説
明する。パルストランスＡの二次側の一端は、抵抗Ｒ
５、復調用のコンデンサＣ６、抵抗Ｒ６とダイオードＤ
１３との並列回路を経てＦＥＴＱ５のゲート端子に接続
され、一方パルストランスＡの二次側の他端はＦＥＴＱ
５のソース端子に接続される。コンデンサＣ６と、抵抗
Ｒ６、ダイオードＤ１３から成る並列回路との接続点
は、ツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路を介して
パルストランスＡの二次側の前記他端に接続される。ダ
イオードＤ１３はアノードがＦＥＴＱ５のゲート端子側
になるように、またツェナーダイオードＤ５，Ｄ６は互
いにアノードどうしが向き合うように接続される。

【００４５】各パルストランスＢ，Ｃ，Ｄの二次側と、
対応する各ＦＥＴＱ６〜Ｑ８のゲート端子との間にも、
パルストランスＡの二次側とＦＥＴＱ５のゲート端子と
の間に設けられた回路と全く同様な回路が設けられる。

【００４６】図５において、インバータ１１６とアンド
回路１１７はＰＷＭ信号のゲート回路を構成し、Ｄフリ
ップフロップ２１からの信号Ｑバーが「Ｌ」となること
によりゲート開となる。従って、ＰＷＭ信号は信号Ｑバ
ーの立下り時点すなわち交流出力電圧の正勾配のゼロク
ロス点から出力されることになる。

【００４７】図６は、交流出力電圧信号の矩形波変換器
１４の一例を示す回路図であり、この回路はオペアンプ
を使用した正帰還増幅回路である。交流出力電圧の位相
に応じた位相の正弦波信号は電圧検出器４から出力さ
れ、オペアンプ１２を介して矩形波変換器１４に入力さ
れ、矩形波変換器１４で正帰還増幅され、急峻な立上
り、立下り特性を持つ矩形波信号ｂとなる。

【００４８】図７は、交流出力電流信号の矩形波変換器
１５の一例を示す回路図であり、この回路はオペアンプ
を使用した高増幅度回路である。矩形波増幅器１５に
は、負荷電流の位相に応じた位相の正弦波信号（出力電
流信号）が電流検出回路５から入力され、急峻な立上
り、立下り特性を持つ矩形波信号ｂ′となって出力され
る。

【００４９】図８は、位相差検出器１６の一例を示す回
路図である。この位相差検出器１６の動作を図９を用い
て説明する。矩形波変換器１４から出力され、交流出力
の電圧位相を示す矩形波信号ｇ（図９（ａ））および矩
形波変換器１５から出力され、交流出力の電流位相を示
す矩形波信号ｈ（図９（ｂ））は入力端子１６Ｔ１及び
１６Ｔ２を介してナンド回路１６１に入力され、ナンド
信号ｉ（図９（ｃ））となる。信号ｉと信号ｇはナンド
回路１６２に入力され、信号ｉと信号ｈはナンド回路１
６３に入力され、それぞれナンド信号ｇ′（図９
（ｄ））、ｈ′（図９（ｅ))となる。信号ｇ′とｈ′と
はナンド回路１６４に入力されナンド信号ｉ′（図９
（ｆ））となる。図９（ａ），（ｂ）および（ｆ）から
分かるように、ナンド信号ｉ′は交流出力の電圧と電流
の位相差に応じたパルス幅のパルスであり、進み位相の
矩形波信号ｇの前端および後端が立上り部分となるパル
スである。

【００５０】インバータ１６５，１６８とナンド回路１
６６，１６７とコンデンサ１６Ｃと抵抗１６Ｒ１，１６
Ｒ２とは、交流出力の電圧と電流の位相差に応じた電圧
を発生するための位相差／電圧変換部を構成する。信号
ｊ（図９（ｇ））は、正弦波化回路８から出力されるパ
ルスを入力端子１６Ｔ３を介して入力し、インバータ１
６５で反転して得られた信号であり、ＶＣＯ６から出力
される発振信号の位相を示す信号であり、この信号ｊの
周波数は出力目標波形信号の倍周期となっており、すな
わち交流出力波形のうちの半サイクルについて、この半
サイクルを前半、後半に分けることによって位相差信号
ｉが遅れ位相か進み位相かを判別する基準信号となって
いる。また信号ｊは信号ｉ′のゲート区間を定めるもの
である。図８においては、信号ｊが「Ｈ」の区間、信号
ｉ′がナンド回路１６６から出力される。信号ｊが
「Ｌ」の区間においてはナンド回路１６７から信号ｉ′
が出力されることとなるが、信号ｊの「Ｌ」の区間にお
いては信号ｉ′は「Ｌ」であるので、ナンド回路１６７
の出力信号つまりインバータ１６８の出力信号ｌには変
化は生じない。すなわち図９（ｈ），（ｉ）に示すよう
に、信号ｋが信号ｉ′が「Ｈ」となる度に「Ｌ」となる
のに対して、信号ｌは「Ｌ」を維持する。ここで、
「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベルとは例えば８Ｖ、−８Ｖで
あり、信号ｋが「Ｈ」、信号ｌが「Ｌ」の場合には、８
Ｖと−８Ｖが打ち消しあって、信号ｍ（図９（ｊ））は
０Ｖとなる。次に、信号ｋが「Ｌ」となると、信号ｋも
ｌも「Ｌ」となるので、−８Ｖに向かって放電され、次
に信号ｋが「Ｈ」となると同図に示すように０Ｖに向か
って充電され、結局、０Ｖと−８Ｖとの間で平均電圧の
レベルが変化する。なお、上記のタイムチャートは交流
電力の電流が電圧よりも遅相である場合についての例で
あるが、電流が電圧よりも進相の場合には、図９（ｋ）
に示すように、０Ｖと＋８Ｖとの間で平均電圧のレベル
が変化することになり、信号ｊが出力目標波形の倍周期
になっていることを合わせると、全体として位相差に応
じた−４Ｖ〜＋４Ｖの間の電圧を発生することになる。
上記位相差に応じた電圧は出力端子１６Ｔ４からＶＣＯ
６へ出力される。

【００５１】図１０は、ＶＣＯ６の一例を示す回路図で
あり、可変容量ダイオードにより発振周波数を制御する
ものである。すなわち、可変容量ダイオードに印加され
る逆バイアス電圧が増加すると、その接合容量が減少す
ることを利用するものであり、例えば、逆バイアス電圧
の増加により周波数を高めることができ、交流出力の電
圧が電流より進相の場合は周波数を高め、遅相の場合は
周波数を低めることができる。ＶＣＯ６には上記位相差
検出器１６から位相差に応じた電圧が入力端子６Ｔ１を
介して入力され、ＶＣＯ６はその電圧に応じた周波数の
発振信号を出力端子６Ｔ２から出力する。なお、ＶＣＯ
６に水晶振動子を用いた場合は周波数は安定するが、組
合せ容量値により±0.01％程度の変化は可能である。

【００５２】図１１、分周器７の一例を示す回路図であ
り、例えばカウンタ４０４０，４０１７等から構成され
る。分周器７の入力端子７Ｔ１にはＶＣＯ６から発振信
号が入力され、この信号を分周した分周信号が出力端子
７Ｔ２から出力される。

【００５３】また、ＳＷ７１は出力端子７Ｔ２から出力
される分周信号の周波数を決定するスイッチであり、正
電圧を供給する正極出力端子Ｅ側又は負電圧を供給する
負極出力端子Ｆ側に接続されたときは正弦波化回路８か
ら出力される正弦波信号が５０Hz又は６０Hzとなるよう
な周波数の分周信号が出力端子７Ｔ２から出力される。
端子Ｐは電流検出回路５と接続され、電流検出回路５が
過負荷を検出したときは「Ｈ」レベルの正電位、過負荷
を検出しないときは「Ｌ」レベルの負電位が入力され、
従って過負荷のときは正弦波化回路８から出力される正
弦波信号は５０Hzとなる。

【００５４】図１２は、正弦波化回路８の一例を示す回
路図であり、例えばマルチプレクサ４０５１等から構成
される。マルチプレクサ４０５１の端子Ｘは出力端子で
あり、端子Ａ，Ｂ，Ｃの状態に応じて入力端子Ｘ０〜Ｘ
７のいずれか一つと接続される。各入力端子Ｘ０〜Ｘ７
は各分圧抵抗の接続部と接続されている。各接続部に
は、その電気的位置に応じた電圧が生じており、これら
各レベルの電圧を順次、各入力端子Ｘ０〜Ｘ７を介して
出力端子Ｘから出力することにより、階段状の正弦波信
号を得ることができ、この正弦波信号は電子ボリューム
９へ端子８Ｔ４を介して出力される。また、クロック信
号も正弦波化回路８から電子ボリューム９へ端子８Ｔ６
を介して出力される。なお、図１２において、８Ｔ１は
分周器７からの分周信号の入力端子、８Ｔ２は発振信号
の位相を示すパルスを位相差検出器１６へ出力する出力
端子、８Ｔ３および８Ｔ５はリセット端子である。端子
８Ｔ３，８Ｔ５には信号Ｑバーが入力されるので、信号
Ｑバーの立下り時すなわち交流出力電圧の正勾配のゼロ
クロス点から正弦波信号が発生し、交流出力電圧の位相
と上記正弦波信号すなわち出力目標波形信号の位相とが
合致する。

【００５５】図１３は、電子ボリューム９の一例を示す
回路図であり、例えばマルチプレクサ４０５１等から構
成される。入力端子９Ｔ１および９Ｔ４には、オペアン
プ１２および正弦波化回路８から交流出力の電圧信号お
よび出力目標波形信号が出力目標波形を示す信号として
入力される。また、入力端子９Ｔ２には正弦波化回路８
からクロック信号が入力され、入力端子９Ｔ３にはＤフ
リップフロップ２１からリセット解除信号として信号Ｑ
バーが入力される。マルチプレクサ４０５１は、図１２
に示す正弦波化回路８のマルチプレクサ４０５１と同様
の動作を行なうものであり、各入力端子Ｘ０〜Ｘ７を出
力端子Ｘに順次接続するものである。端子Ｘ０とＸとが
接続されている場合にはオペアンプ１２からの交流電力
の電圧信号が端子Ｘを介して端子９Ｔ５からＬＰＦ１０
へ出力され、端子Ｘ７とＸとが接続されている場合には
正弦波化回路８からの出力目標波形信号が端子Ｘを介し
て端子９Ｔ５からＬＰＦ１０へ出力される。端子Ｘ０と
Ｘ７との間に位置する各端子Ｘ１〜Ｘ６は、それぞれの
位置に応じて、交流電力の電圧信号成分がより多い信号
あるいは出力目標波形信号成分がより多い信号を出力す
る。例えば、端子Ｘ１とＸとが接続された場合には、交
流電力の電圧信号成分の方が出力目標波形信号成分より
も多い信号となる。このようにして、目標とする信号を
適当に調整することができ、立上り時の過負荷状態を回
避でき、スムーズな並列運転への移行を実現できる。従
って、電子ボリューム９においては、始動時において、
端子９Ｔ１に入力される交流電圧信号を端子９Ｔ４に入
力される出力目標波形信号に優先させ、上記交流電圧信
号に応じてインバータ回路３ａ（図４）のスイッチング
制御を行なわせることができる。また、始動後におい
て、インバータ回路３ａのスイッチング制御の出力目標
波形を上記交流電圧信号の波形から上記出力目標波形信
号の波形へと徐々に切り換えていくようにすることがで
きる。なお、電子ボリューム９には信号Ｑバーがリセッ
ト端子９Ｔ３に入力されるので、信号Ｑバーの立下り時
点すなわち交流出力電圧の正勾配のゼロクロス点から正
弦波信号が出力されることとなる。これはこのゼロクロ
ス点ではＰＷＭ変調率がゼロで、ＦＥＴのＰＷＭスター
ト時に駆動波形が最も安定している状態となり、安全に
立上るためである。

【００５６】上述したように、位相差電圧によりＶＣＯ
６の発振周波数を自動制御でき、各発電機の交流出力電
圧と出力電流の位相を自動的に合致させるようにできる
ので、並列運転状態の各発電機（何台でもよい）の出力
位相を自動的に一致させることができる。

【００５７】また、電流検出回路５において過負荷を検
出したときは６０Ｈｚから５０Ｈｚとするようにしたの
で、例えば５０Ｈｚ，６０Ｈｚ共用の誘導電動機を６０
Ｈｚで使用している場合にもし過負荷状態が検出された
場合は、これを一時的に５０Ｈｚ出力に切り換えること
によって負荷への供給電流を低下させて、この電流供給
能力範囲内で継続して通電を行うことができるようにな
り、このように電動機等の負荷に対して起動特性を改善
することができる。なお、上記実施例では６０Ｈｚから
５０Ｈｚへと周波数を変化させる場合について説明した
が、４５Ｈｚ等の更に低い周波数に変化させるようにし
てもよい。

【００５８】なお、力率１においては交流出力の電圧と
電流の位相は一致してその位相差は無くなるが、力率が
１でない場合、すなわち負荷が誘導負荷あるいは容量負
荷の場合には、電圧と電流は一致しない。しかし、他発
電機においても自発電機と同様の電圧・電流間の位相差
を生じるので、相互間電流が発生することはない。つま
り、電圧・電流間に位相差を生じた状態で安定に並列運
転が行なわれる。このような低力率時には交流出力周波
数が力率１のときとずれるが、ずれは０．０１％以内で
あり、商用電源の変動より少ない。

【００５９】図１４は、並列運転時の使用可能出力を説
明するためのグラフであり、特性Ｓ１とＳ２の２台の発
電機を並列運転する場合を示す。ＩＡは最大電流で、こ
のときの電圧はＶＭであり、特性Ｓ２においては電圧Ｖ
Ｍにおける出力電流はＩＢである。従って、最大合計出
力ＰＭは、ＰＭ＝ＶＭ（ＩＡ＋ＩＢ）ＶＡとなる。

【００６０】なお、ＶＸ，ＶＹは出力電圧の設定ばらつ
きであり、電圧変動率（ＶＸ−ＶＭ）／ＶＸは所定範囲
内とする必要がある。

【００６１】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、発電機主
出力巻線から出力される交流を整流、平滑して得られた
直流をインバータ回路を介して所定周波数の交流出力と
して出力するように構成した携帯用交流電源装置におい
て、前記所定周波数の基準信号を出力する基準信号形成
回路と、前記基準信号に基づいて前記インバータ回路を
スイッチング駆動することにより前記所定周波数の交流
出力を形成させるスイッチング制御回路と、負荷電流を
検出する電流検出回路と、前記負荷電流信号により過負
荷状態か否かを検出する過負荷検出回路と、過負荷状態
が検出されたときに前記基準信号の周波数を自動的に低
下させる周波数低下手段とを備えたことにより、誘導電
動機等のように周波数の低い方が起動電力の少ない機器
を起動する場合に電源装置側の一時的な過負荷負担を軽
減しつつその起動特性を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による携帯用交流電源装置の一実施例を
示す回路図である。

【図２】図１の実施例の動作を説明するためのタイムチ
ャートである。

【図３】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図４】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図５】図１の実施例の構成の一部を詳細に示す回路図
である。

【図６】矩形波変換器の一例を示す回路図である。

【図７】矩形波変換器の一例を示す回路図である。

【図８】位相差検出器の一例を示す回路図である。

【図９】図６の回路動作を説明するためのタイムチャー
トである。

【図１０】ＶＣＯの一例を示す回路図である。

【図１１】分周器（周波数低下手段）の一例を示す回路
図である。

【図１２】正弦波化回路（正弦波基準信号形成回路）の
一例を示す回路図である。

【図１３】電子ボリュームの一例を示す回路図である。

【図１４】並列運転時の使用可能出力を説明するための
グラフである。

【図１５】電流検出回路の各部の信号波形を示す波形図
である。

【符号の説明】

１交流発電機２整流平滑回路３ａブリッジ型インバータ回路５電流検出回路７分周器（周波数低下手段）８正弦波化回路（正弦波基準信号形成回
路）１１ＰＷＭ（スイッチング制御回路）Ｒ３１，Ｒ３２電流検出用抵抗（電流検出器）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】発電機主出力巻線から出力される交流を
整流、平滑して得られた直流をインバータ回路を介して
所定周波数の交流出力として出力するように構成した携
帯用交流電源装置において、前記所定周波数の基準信号
を出力する基準信号形成回路と、前記基準信号に基づい
て前記インバータ回路をスイッチング駆動することによ
り前記所定周波数の交流出力を形成させるスイッチング
制御回路と、負荷電流を検出する電流検出回路と、前記
負荷電流信号により過負荷状態か否かを検出する過負荷
検出回路と、過負荷状態が検出されたときに前記基準信
号の周波数を自動的に低下させる周波数低下手段とを備
えたことを特徴とする携帯用交流電源装置。
【請求項２】直流電源回路の出力をスイッチング制御
するブリッジ型インバータ回路と、所定周波数の正弦波
基準信号を出力する正弦波形成回路と、この正弦波基準
信号を入力してパルス幅変調してＰＷＭ信号を出力する
パルス幅変調回路と、このパルス幅変調回路から出力さ
れるＰＷＭ信号に基づいて前記ブリッジ型インバータ回
路をスイッチング動作させるスイッチング制御回路と、
前記ブリッジ型インバータ回路の出力を成形して正弦波
状の交流電力を出力する出力回路とを有する携帯用交流
電源装置において、前記ブリッジ型インバータ回路の２
つの導通路にそれぞれ設けられ一端が共通ラインに接続
された一対の電流検出器と、この一対の電流検出器で検
出された一対の負荷電流信号を重ねることにより過負荷
状態か否かを検出する過負荷検出回路と、過負荷状態が
検出されたときに前記基準信号の周波数を自動的に低下
させる周波数低下手段とを備えたことを特徴とする携帯
用交流電源装置。