JPH0590982A - 隣接チヤネル抑圧方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 周波数変調信号の受信時の隣接チャネル抑圧
方法をさらに改善して、中間周波フィルタおよび伝送路
の減衰による瞬時振幅への影響を十分に補償し得るよう
に構成すること。 【構成】 信号路に発生する歪みを、伝送中に発生する
減衰および中間周波フィルタの影響に従い別個に推定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、周波数変調信号の受信
時の隣接チャネル抑圧方法であって、希望信号と隣接チ
ャネルから発生する障害信号との混合信号が、アナログ
中間周波瀘波され、アナログ／ディジタル変換され、直
交信号形成された後、ａ１ｅｉΦ１＋ａ２ｅｉΦ２の形
の複合ベースバンド信号へ変換され、ここでａ１は希望
信号の振幅、ａ２は障害信号の振幅、Φ１は希望信号の
位相、Φ２は障害信号の位相であり、信号路に発生した
歪みを考慮して障害信号を復調することにより、障害信
号の瞬時振幅および瞬時位相に対する推定値を求め、該
推定値を再変調後に複合ベースバンド信号から減算す
る、隣接チャネル抑圧方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】周波数変調放送局の周波数スペクトルは
それ自体無限に広い。しかし実際上は受信側で周波数変
調信号の帯域を中間周波瀘波により約３００ＫＨｚに制
限しても、チャネルが３０から１５０００Ｈｚの可聴周
波数スペクトルを含むステレオ信号が十分に僅かな歪み
で再生される。

【０００３】この場合、個々の放送局を申し分なく選択
することができるようにするためには、放送局は少なく
とも３００ＫＨｚのチャネル間間隔を以て動作しなけれ
ばならないことになる。しかし実際にはこのチャネル間
間隔は僅か１００ＫＨｚである。この条件は、放送局周
波数が放送局立地場所と関連して次のように構成される
ならば障害とはならないであろう。すなわち、超短波放
送局の放送距離を制限し、放送局のいずれの地理的立地
場所に対してもそのサービスエリアに入る放送局は少な
くとも３００ＫＨｚの相互周波数間隔を有することを確
実にするのである。

【０００４】しかし放送局ネットの拡大によって、この
障害を受けない受信のための条件をすべての地理的立地
場所に対して守ることができなくなった。そのため受信
機の同調された放送局の希望信号に付加的に、隣接チャ
ネルで動作する放送局の障害信号が受信されてしまう。
希望信号と障害信号との信号混合はアナログ中間周波瀘
波によって分離することができない。

【０００５】オーバラップしたスペクトルを有する周波
数変調信号を復調するために、複合ディジタルベースバ
ンド信号を形成し、この信号を２つの復調器（この復調
器はそれぞれ周波数変調信号の搬送波の１つに同調して
いる）を用いて復調することが既に提案されている。そ
の際、一方および他方の信号の位相および振幅に対する
推定信号が形成される。さらに、推定信号の再変調後に
復調器を交差構造体で相互結合することによって、この
推定信号を複合ディジタルベースバンド信号から相互に
減算することが提案されている。これにより定常動作状
態では、オーバラップされたスペクトルに相応する信号
が分離される。

【０００６】信号路上に発生する歪みによって希望信号
と障害信号の瞬時振幅は影響を受ける。ここでは、中間
周波フィルタの影響に基づく障害成分と伝送路の減衰に
基づきアンテナに生ずる受信レベルの変化により惹起さ
れる障害成分とが問題になる。２つの障害成分を考慮す
べき振幅制御の設計においては、すべての場合において
振幅変動の満足すべき補償ができるような妥協を図るこ
ととなる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、周波
数変調信号の受信時の隣接チャネル抑圧方法をさらに改
善して、中間周波フィルタおよび伝送路の減衰による瞬
時振幅への影響を十分に補償し得るように構成すること
である。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、信号路に発生する歪みを、伝送中に発生する減衰と
中間周波フィルタの影響とに従い別個に推定するように
構成して解決される。

【０００９】本発明は、障害信号および希望信号におけ
る振幅変動は、一方では中間周波フィルタの振幅特性に
よって、他方では種々異なる周波数の伝送路の減衰によ
って惹起され発生するということを基礎とする。また、
アンテナでの受信レベルは変調周波数ｆ１に比較して緩
慢に変動する一方、中間周波フィルタは希望信号の場合
２ｆ１の振幅変調度で、障害信号の場合ｆ１の振幅変調
度で作用する。複合振幅制御に対する制御回路は中間周
波フィルタの振幅特性の最適補償のためにはできるだけ
広帯域に構成されねばならず、一方伝送路の減衰の最適
補償のためにはできるだけ狭帯域に構成されなければな
らない。

【００１０】この相反する２つの要求は１つの制御回路
の構成では充たされない。従って本発明は、瞬時振幅に
及ぼす影響を上記の原因に相応して別個に補償する。

【００１１】中間周波フィルタの振幅の周波数特性はＦ
Ｍスペクトルのすべての周波数に影響し、この関係は簡
単に述べることができないから、疑似静止モデルを使用
する。このモデルは所定の条件の下では中間周波フィル
タの影響を検出するための簡単な近似モデルを可能にす
る。この疑似静止モデルは、変調周波数および周波数偏
移に対する小さな値に基づき、ＦＭ振動の周波数変化が
緩慢に行われ、それにより装置がいずれの瞬時でも定常
動作状態にあることを前提としている。この場合、瞬時
振幅への中間周波フィルタの影響を計算するため周波数
バンド全体を観察する必要はない。瞬時に復調された瞬
時周波数での中間周波フィルタの絶対周波数特性の値だ
けを求めれば十分である。

【００１２】

【実施例】図１の回路では、信号がアンテナ１０から前
置増幅器１２および混合段１４を介してアナログ中間周
波フィルタ１６に達する。アナログ中間周波フィルタの
出力側には、中間周波数１０．７ＭＨｚの周波数変調さ
れた中間周波信号が発生する。この中間周波信号は後続
のアナログ／ディジタル変換器１７でサンプリング周波
数ｆＡでサンプリングされ、ディジタル信号に変換され
る。二乗信号形成およびディジタル中間周波瀘波のため
に別の回路１８では、ディジタル信号がサンプリングリ
ダクションにより複合ベースバンドに混合され、同時に
ディジタル瀘波を行う。帯域幅は約３００ＫＨｚであ
る。ディジタル瀘波により線形の位相経過が得られる。

【００１３】回路１８の出力側には、ａ１ｅｉΦ１＋ａ
２ｅｉΦ２の形のディジタル複合ベースバンド信号が出
力される。ここでａ１は希望信号の振幅、ａ２は障害信
号の振幅、Φ１は希望信号の位相、Φ２は障害信号の位
相である。

【００１４】後置接続されたディジタルＰＬＬ回路２
０、２２によって、回路２０は希望信号の搬送波に同調
され、回路２２は障害信号、すなわち隣接チャネルの搬
送波に同調される。ベースバンド信号の復調によって回
路２０の一方の出力側２４には希望信号の位相Φ１に対
する推定値が得られ、回路２０の他方の出力側２６には
希望信号の瞬時振幅ａ１に対する推定値が得られる。こ
れに対して回路２２の一方の出力側２８で障害信号の位
相Φ２に対する推定値が取り出され、回路２２の他方の
出力側３０では障害信号の瞬時振幅ａ２に対する推定値
が取り出される。

【００１５】これらの推定値に基づいて、回路３２と３
４での再変調によって、障害信号と希望信号の成分が得
られる。この信号成分は結合段３６、３８にてベースバ
ンド信号から減算することができる。推定値も出力側で
リアル値に非常に良好に調整されていれば、定常動作状
態では回路２０の入力信号に障害信号はない。同様のこ
とが回路２２の入力信号とその出力側の推定値について
もあてはまる。

【００１６】中間周波フィルタの振幅特性と伝送路の減
衰度に基づいて振幅特性をダイナミックに推定するた
め、そして図１に示した復調器の交差結合構造体の代わ
りにここに図示しない直線構造体での復調に対する条件
を得るために、図２に示した振幅シミュレーションのた
めの回路を説明する。この構成では図１の回路２０は図
２の枠内に示された回路により置換される。

【００１７】ここではディジタルＰＬＬ回路により検知
された信号ｆ’、瞬時周波数が、簡単なローパスフィル
タ４０により瀘波され、アドレシング可能なメモリ４２
のテーブルにファイルされた中間周波特性をアドレシン
グするために使用される。これにより、相応の瞬時周波
数ｆ’の際に中間周波フィルタによって行われた、受信
希望信号ないし受信障害信号の評価に対する推定信号＃
ＺＦ（ｔ）が得られる。完全な複合乗算によって得られ
た量＄（ｔ）は、回路４４で形成された推定信号の逆数
値、すなわち値１／＃ＺＦ（ｔ）により結合個所４６で
重み付けされ、それによって不完全な補償により障害を
受けた量＄ｐ（ｔ）が残る。この量は伝送路での減衰に
基づく振幅変動を表す。

【００１８】量ａｐ（ｔ）は中間周波周波数ｆ１に比較
して緩慢に変化するから、後続のフィルタ４８は狭帯域
に構成することができる。フィルタ４８の出力側におけ
る、ほとんど障害のない信号＃ｐ（ｔ）は次に、結合個
所５０にて信号＃ＺＦ（ｔ）により重み付けされ、この
評価結果は瞬時振幅＃（ｔ）の推定値を送出する。

【００１９】ディジタルＰＬＬの他方の出力側に印加さ
れる位相に対する信号は、振幅よりも障害の影響を受け
にくい。そのため復調された入力信号から位相に対する
推定信号を得るためには簡単なフィルタ５２で十分であ
る。

【００２０】なお、本明細書中の“＃”なる符号は、

【００２１】

【数１】

【００２２】を表し、“＄”なる符号は、

【００２３】

【数２】

【００２４】を表すものとする。

【００２５】

【発明の効果】本発明により、周波数変調信号の受信時
の隣接チャネル抑圧方法がさらに改善され、中間周波フ
ィルタおよび伝送路の減衰による瞬時振幅への影響を十
分に補償することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＦＭ受信機の中間周波部および復調器部のブロ
ック回路図である。

【図２】振幅シミュレーションを行うディジタルＰＬＬ
回路のブロック回路図である。

【符号の説明】

１０ アンテナ １２ 前置増幅器 １４ 混合段 １６ 中間周波フィルタ １７ アナログ／ディジタル変換器 ２０、２２ ＰＬＬ回路 ３６、３８ 結合段

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数変調信号の受信時の隣接チャネル
   抑圧方法であって、希望信号と隣接チャネルから発生す
   る障害信号との混合信号が、アナログ中間周波瀘波さ
   れ、アナログ／ディジタル変換され、直交信号形成され
   た後、ａ１ｅｉΦ１＋ａ２ｅｉΦ２の形の複合ベースバ
   ンド信号へ変換され、 ここでａ１は希望信号の振幅、ａ２は障害信号の振幅、
   Φ１は希望信号の位相、Φ２は障害信号の位相であり、 信号路に発生した歪みを考慮して障害信号を復調するこ
   とにより、障害信号の瞬時振幅および瞬時位相に対する
   推定値を求め、該推定値を再変調後に複合ベースバンド
   信号から減算する、隣接チャネル抑圧方法において、 信号路に発生する歪みを、伝送中に発生する減衰と中間
   周波フィルタの影響とに従い別個に推定することを特徴
   とする隣接チャネル抑圧方法。
2. 【請求項２】 中間周波フィルタの影響を推定するた
   め、復調された信号の瞬時周波数値（ｆ’）に対応す
   る、中間周波フィルタの振幅推定値（＃ＺＦ（ｔ））を
   テーブル（｜Ｈ（ｆ）｜）から取り出し、 前記振幅推定値を逆数値（１／＃ＺＦ（ｔ））として、
   完全な複合乗算により得られた、瞬時振幅に対する近似
   値（＄（ｔ））により評価し、 伝送中に発生した減衰度を推定するために、残留する障
   害振幅値（＄ｐ（ｔ））を狭帯域で瀘波し、 瀘波後に求められた、伝送減衰影響度に対する振幅推定
   値（＃ｐ（ｔ））を、２つの影響を考慮した推定値（＃
   （ｔ））を形成するために中間周波フィルタの影響の振
   幅推定値（＃ＺＦ（ｔ））と乗算する請求項１記載の方
   法。