JP3236335B2 - 周波数変調された信号を受信する際の隣接チャンネル抑圧法 - Google Patents
周波数変調された信号を受信する際の隣接チャンネル抑圧法Info
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- JP3236335B2 JP3236335B2 JP07091592A JP7091592A JP3236335B2 JP 3236335 B2 JP3236335 B2 JP 3236335B2 JP 07091592 A JP07091592 A JP 07091592A JP 7091592 A JP7091592 A JP 7091592A JP 3236335 B2 JP3236335 B2 JP 3236335B2
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/248—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop with means for eliminating interfering signals, e.g. by multiple phase locked loops
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は請求項１の上位概念に示
された周波数変調された信号を受信する際の隣接チャン
ネル抑圧法に関する。
された周波数変調された信号を受信する際の隣接チャン
ネル抑圧法に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数変調された信号の周波数スペクト
ラムそれ自体は、無限の帯域幅を有する。しかし実際
は、周波数変調された信号の帯域幅は中間周波数濾波作
用により約３００ＫＨｚへ受信側で制限される時は、ス
テレオ信号−それらのチャンネルは３０〜１５０００Ｈ
ｚの可聴周波スペクトルを含む−は十分に小さい歪みで
再生され得る。
ラムそれ自体は、無限の帯域幅を有する。しかし実際
は、周波数変調された信号の帯域幅は中間周波数濾波作
用により約３００ＫＨｚへ受信側で制限される時は、ス
テレオ信号−それらのチャンネルは３０〜１５０００Ｈ
ｚの可聴周波スペクトルを含む−は十分に小さい歪みで
再生され得る。
【０００３】この場合、個々の放送局を申し分なく選局
可能にするためには、これらの放送局は少なくとも３０
０ＫＨｚのチャンネル間隔で動作させる必要がある。し
かし実際はこのチャンネル間隔はわずか１００ＫＨｚの
値しか有していない。この状態は、放送周波数が放送局
位置と次のように進繋して使用される時は障害にはなら
ない。即ちＶＨＦ放送局の制限された到達距離にもとづ
いて、各々の可能な地理的位置おいて、少なくとも３０
０ＫＨｚの相互の周波数間隔を有する放送局しか到来し
ないことが保証される時は、障害とはならない。
可能にするためには、これらの放送局は少なくとも３０
０ＫＨｚのチャンネル間隔で動作させる必要がある。し
かし実際はこのチャンネル間隔はわずか１００ＫＨｚの
値しか有していない。この状態は、放送周波数が放送局
位置と次のように進繋して使用される時は障害にはなら
ない。即ちＶＨＦ放送局の制限された到達距離にもとづ
いて、各々の可能な地理的位置おいて、少なくとも３０
０ＫＨｚの相互の周波数間隔を有する放送局しか到来し
ないことが保証される時は、障害とはならない。
【０００４】しかし放送局ネットワークの構成により、
障害のない受信のための条件は、どの地理的位置におい
ても維持されるというわけにはもはやいかない。例えば
（受信機が同調されている）放送局の有効信号に付加的
に、隣接チャンネルで動作している放送局の障害信号が
受信されることが起る。有効信号と障害信号とから成る
信号混合体は、アナログの中間周波数フイルタ作用では
分離できない。
障害のない受信のための条件は、どの地理的位置におい
ても維持されるというわけにはもはやいかない。例えば
（受信機が同調されている）放送局の有効信号に付加的
に、隣接チャンネルで動作している放送局の障害信号が
受信されることが起る。有効信号と障害信号とから成る
信号混合体は、アナログの中間周波数フイルタ作用では
分離できない。
【０００５】既に次の構成が提案されている、即ちオー
バーラップするスペクトルを有する周波数変調された信
号を復調する目的で、複合デイジタルベースバンド信号
を形成し、次にこの信号を２つの復調器−これらはそれ
ぞれ、周波数変調された信号のうちの１つの搬送波へ同
調されている−を用いて復調する構成である。この場
合、一方の信号および他方の信号の位相および振幅に対
する推定信号が得られる。さらに提案されている構成
は、推定信号の再変調の後に復調器を交差構造体におい
て相互に結合することにより、この推定信号を複合デイ
ジタルベースバンド信号から互いに減算する構成であ
る。これにより定常状態において、オーバーラップした
スペクトルに相応する信号が分離される。
バーラップするスペクトルを有する周波数変調された信
号を復調する目的で、複合デイジタルベースバンド信号
を形成し、次にこの信号を２つの復調器−これらはそれ
ぞれ、周波数変調された信号のうちの１つの搬送波へ同
調されている−を用いて復調する構成である。この場
合、一方の信号および他方の信号の位相および振幅に対
する推定信号が得られる。さらに提案されている構成
は、推定信号の再変調の後に復調器を交差構造体におい
て相互に結合することにより、この推定信号を複合デイ
ジタルベースバンド信号から互いに減算する構成であ
る。これにより定常状態において、オーバーラップした
スペクトルに相応する信号が分離される。
【０００６】復調器を交差構造として設けることは、不
安定になる傾向があることが示された。そのためこのこ
とが、それ自体は有効信号に配属されている復調器が障
害信号へ同期化されていて、さらにもともと障害信号へ
配属されている復調器が有効信号へ同期化されている時
は、定常状態において同期ずれを生ぜさせてしまう。こ
の現象は、デイジタルＰＬＬ復調器の位相調整回路の状
態量が等しい場合に発生する。定常的な同期ずれの過程
が、聴感の著しい劣化を生ぜさせる。
安定になる傾向があることが示された。そのためこのこ
とが、それ自体は有効信号に配属されている復調器が障
害信号へ同期化されていて、さらにもともと障害信号へ
配属されている復調器が有効信号へ同期化されている時
は、定常状態において同期ずれを生ぜさせてしまう。こ
の現象は、デイジタルＰＬＬ復調器の位相調整回路の状
態量が等しい場合に発生する。定常的な同期ずれの過程
が、聴感の著しい劣化を生ぜさせる。
【０００７】
【発明が解決しょうとする課題】本発明の課題は、周波
数変調された信号の受信の際の隣接チャンネル抑圧法を
次のように改善することである。即ち復調器の状態量に
依存することなく、有効信号と障害信号とのを確実な分
離が達成できるように改善することである。
数変調された信号の受信の際の隣接チャンネル抑圧法を
次のように改善することである。即ち復調器の状態量に
依存することなく、有効信号と障害信号とのを確実な分
離が達成できるように改善することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この課題は、請求項１の
上位概念に示された方法において、その特徴部分に示さ
れた構成により解決される。
上位概念に示された方法において、その特徴部分に示さ
れた構成により解決される。
【０００９】本発明は、信号処理における直線構成から
出発しており、有効信号と障害信号に対する復調器の相
互の結合が回避される。異なる中間周波数フイルタの使
用により、一方の復調器を一義的に有効信号へ配属し、
他方の復調器を一義的に障害信号へ配属することが可能
となる。そのため、公知の交差結合の場合には同期ずれ
を生ぜさせるおそれのある等しい状態量の発生が回避さ
れる。
出発しており、有効信号と障害信号に対する復調器の相
互の結合が回避される。異なる中間周波数フイルタの使
用により、一方の復調器を一義的に有効信号へ配属し、
他方の復調器を一義的に障害信号へ配属することが可能
となる。そのため、公知の交差結合の場合には同期ずれ
を生ぜさせるおそれのある等しい状態量の発生が回避さ
れる。
【００１０】障害信号から、再変調後に有効信号中の障
害成分を補償できる推定値を形成す るために、有効信号
路中の中間周波数フイルタの特性を用いて、有効信号路
中の障害信号の瞬時の振幅が推定される。中間周波数フ
イルタの振幅の周波数特性はＦＭスペクトラムの全部の
周波数に影響を与え、さらにこの関係は簡単には示すこ
とができないため、所定の条件の下で中間周波数フイル
タの影響を決定するための簡単な近似化を可能とする擬
似統計モデルが利用される。この擬似統計モデルが前提
とするのは、変調周波数および周波数変動が小さいこと
に起因して、ＦＭ振動の周波数変化が次のように緩慢に
行なわれる、即ちこの装置が各々の瞬間において定常状
態にあるように緩慢に行なわれることである。この場
合、瞬時の振幅に対する中間周波数フイルタの影響を算
出するために、周波数帯域全体を考察する必要はなく、
中間周波数フイルタの周波数特性の値だけを、瞬時に復
調される瞬時周波数において決定するだけで十分であ
る。
害成分を補償できる推定値を形成す るために、有効信号
路中の中間周波数フイルタの特性を用いて、有効信号路
中の障害信号の瞬時の振幅が推定される。中間周波数フ
イルタの振幅の周波数特性はＦＭスペクトラムの全部の
周波数に影響を与え、さらにこの関係は簡単には示すこ
とができないため、所定の条件の下で中間周波数フイル
タの影響を決定するための簡単な近似化を可能とする擬
似統計モデルが利用される。この擬似統計モデルが前提
とするのは、変調周波数および周波数変動が小さいこと
に起因して、ＦＭ振動の周波数変化が次のように緩慢に
行なわれる、即ちこの装置が各々の瞬間において定常状
態にあるように緩慢に行なわれることである。この場
合、瞬時の振幅に対する中間周波数フイルタの影響を算
出するために、周波数帯域全体を考察する必要はなく、
中間周波数フイルタの周波数特性の値だけを、瞬時に復
調される瞬時周波数において決定するだけで十分であ
る。
【００１１】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００１２】図１の回路の場合、信号はアンテナ１０か
ら前置増幅器１２と混合段１４を介して、アナログの中
間周波数フイルタ１６へ達する。アナログ中間周波数フ
イルタ１６の出力側に周波数変調された、中間周波数１
０．７ＭＨｚの中間周波数信号が送出される。この中間
周波数信号は後置接続されているアナログデイジタル変
換器１８において、サンプリング周波数ｆＡによりサン
プリングされて、デイジタル信号へ変換される。直角位
相信号発生用の別のスイッチング回路２０においてこの
デイジタル信号は、サンプリング低減により複合ベース
バンドへ混合される。続いて、有効信号用の第１の信号
路２２へおよび障害信号用の第２の信号路２４への分割
が行なわれる。
ら前置増幅器１２と混合段１４を介して、アナログの中
間周波数フイルタ１６へ達する。アナログ中間周波数フ
イルタ１６の出力側に周波数変調された、中間周波数１
０．７ＭＨｚの中間周波数信号が送出される。この中間
周波数信号は後置接続されているアナログデイジタル変
換器１８において、サンプリング周波数ｆＡによりサン
プリングされて、デイジタル信号へ変換される。直角位
相信号発生用の別のスイッチング回路２０においてこの
デイジタル信号は、サンプリング低減により複合ベース
バンドへ混合される。続いて、有効信号用の第１の信号
路２２へおよび障害信号用の第２の信号路２４への分割
が行なわれる。
【００１３】信号路２２と２４の入力側に中間周波数フ
イルタ２６および２８が設けられている。そのうちの有
効信号路２２に設けられている中間周波数フイルタ２６
は、有効信号の中間周波数即ち周波数特性に同調されて
いる。他方、障害路２４の中に設けられている中間周波
数フイルタ２８は、障害信号の中間周波数即ち周波数特
性に同調されている。この場合、障害信号をシミュレー
トするための中間周波数フイルタは、障害搬送波と有効
搬送波との間の搬送波の差だけ、離調されている。
イルタ２６および２８が設けられている。そのうちの有
効信号路２２に設けられている中間周波数フイルタ２６
は、有効信号の中間周波数即ち周波数特性に同調されて
いる。他方、障害路２４の中に設けられている中間周波
数フイルタ２８は、障害信号の中間周波数即ち周波数特
性に同調されている。この場合、障害信号をシミュレー
トするための中間周波数フイルタは、障害搬送波と有効
搬送波との間の搬送波の差だけ、離調されている。
【００１４】この構成により達せられることは、信号路
２４における障害信号が部分的に抑圧されるのではな
く、そのため交差結合された実施例の場合よりも良好に
シミュレートできることである。有効信号路中の障害信
号の振幅は擬似モデルに基づいて求められる。この場
合、他方の信号路に、即ち有効信号路２２に設けられて
いる中間周波数フイルタ２６の特性が考慮される。
２４における障害信号が部分的に抑圧されるのではな
く、そのため交差結合された実施例の場合よりも良好に
シミュレートできることである。有効信号路中の障害信
号の振幅は擬似モデルに基づいて求められる。この場
合、他方の信号路に、即ち有効信号路２２に設けられて
いる中間周波数フイルタ２６の特性が考慮される。
【００１５】この目的で障害信号がデイジタルＰＬＬス
イッチング回路３０へ導びかれ、さらに復調された信号
の瞬時の周波数が使用され、アドレス指定可能なメモリ
３２のテーブル中にフアイルされている中間周波数特性
−有効信号路２２に設けられている中間周波数フイルタ
２６の中間周波数特性−がアドレス指定される。これか
ら、相応の瞬時周波数において中間周波数フイルタ２６
にもとづく、有効信号路中の障害信号の評価に対する推
定信号が得られる。その結果、有効信号路の障害信号の
シミュレート（擬似的に形成）された振幅経過が得られ
る。この振幅経過は有効信号路２２における特性に著し
く正確に適合化されている。
イッチング回路３０へ導びかれ、さらに復調された信号
の瞬時の周波数が使用され、アドレス指定可能なメモリ
３２のテーブル中にフアイルされている中間周波数特性
−有効信号路２２に設けられている中間周波数フイルタ
２６の中間周波数特性−がアドレス指定される。これか
ら、相応の瞬時周波数において中間周波数フイルタ２６
にもとづく、有効信号路中の障害信号の評価に対する推
定信号が得られる。その結果、有効信号路の障害信号の
シミュレート（擬似的に形成）された振幅経過が得られ
る。この振幅経過は有効信号路２２における特性に著し
く正確に適合化されている。
【００１６】再変調−これはこのブロック回路図中に特
別なスイッチング回路として示されていない−の後に、
障害成分を有する複合ベースバンド信号を形成すること
ができる。この信号は有効信号路２２における障害成分
に相応する。次に結合個所３４において前記シミュレー
トされた障害信号が、障害を受けた有効信号から減算さ
れる。その結果、有効信号路２２の中に設けられている
デイジタル式のＰＬＬスイッチング回路３６へ、障害の
除去された有効信号を導びくことができる。障害を受け
た有効信号とシミュレートされた障害信号との間の走行
時間差は、結合個所３４の入力側に設けられている走行
時間素子３８により、除去される。
別なスイッチング回路として示されていない−の後に、
障害成分を有する複合ベースバンド信号を形成すること
ができる。この信号は有効信号路２２における障害成分
に相応する。次に結合個所３４において前記シミュレー
トされた障害信号が、障害を受けた有効信号から減算さ
れる。その結果、有効信号路２２の中に設けられている
デイジタル式のＰＬＬスイッチング回路３６へ、障害の
除去された有効信号を導びくことができる。障害を受け
た有効信号とシミュレートされた障害信号との間の走行
時間差は、結合個所３４の入力側に設けられている走行
時間素子３８により、除去される。
【００１７】交差結合された構成と比較して、ここに説
明した復調器の直線構成は、次の利点を有する。即ち信
号走行時間差が１つの走行時間素子により除去できるこ
とである。交差結合の構成の場合はこのことは基本的に
不可能である。これにより振幅シミュレート用のフイル
タがより高次元に設計できる。
明した復調器の直線構成は、次の利点を有する。即ち信
号走行時間差が１つの走行時間素子により除去できるこ
とである。交差結合の構成の場合はこのことは基本的に
不可能である。これにより振幅シミュレート用のフイル
タがより高次元に設計できる。
【００１８】有効信号路中の復調器は有効信号だけを検
出する。障害信号路のために、有効信号をシミュレート
することは不要である。
出する。障害信号路のために、有効信号をシミュレート
することは不要である。
【００１９】再変調された有効信号は、障害信号復調用
のデイジタルＰＬＬスイッチング回路の入力側の結合個
所へ帰還されない。そのため回路の動作特性が一層簡単
に説明され、さらにこの回路がより一層の信頼性をもっ
て設計される。
のデイジタルＰＬＬスイッチング回路の入力側の結合個
所へ帰還されない。そのため回路の動作特性が一層簡単
に説明され、さらにこの回路がより一層の信頼性をもっ
て設計される。
【００２０】中間周波数フイルタの設計の場合に一層大
きい自由度が与えられる。例えばフイルタは、過渡振動
特性に対しては狭帯域に設計できて、定常状態に対して
は広帯域に設計できる。
きい自由度が与えられる。例えばフイルタは、過渡振動
特性に対しては狭帯域に設計できて、定常状態に対して
は広帯域に設計できる。
【００２１】障害信号のために付加的な中間周波数フイ
ルタを使用することにより、障害信号の改善されたシミ
ュレーションが可能となる。有効信号の振幅のシミュレ
ーションは不要である。
ルタを使用することにより、障害信号の改善されたシミ
ュレーションが可能となる。有効信号の振幅のシミュレ
ーションは不要である。
【００２２】別の障害信号の補償は、別の障害信号シミ
ュレーション用分岐を簡単に付加的に接続することによ
り可能となる。これにより、隣接チャンネル障害−有効
信号の上側および下側に存在する１つまたは複数個の隣
接チャンネル障害信号に起因する−の効果的な抑圧が達
せられる。
ュレーション用分岐を簡単に付加的に接続することによ
り可能となる。これにより、隣接チャンネル障害−有効
信号の上側および下側に存在する１つまたは複数個の隣
接チャンネル障害信号に起因する−の効果的な抑圧が達
せられる。
【図１】復調器として、直線構成体の中に設けられた２
つのデイジタルＰＬＬスイッチング回路を有する、ＦＭ
受信機の中間周波数−および復調部のブロック図であ
る。
つのデイジタルＰＬＬスイッチング回路を有する、ＦＭ
受信機の中間周波数−および復調部のブロック図であ
る。
１０ アンテナ １２ 前置増幅器 １４ 混合段 １６ 中間周波数フイルタ １８ アナログ−デイジタル変換器 ２０ スイッチング回路 ２２，２４ 信号路 ２６，２８ 中間周波数フイルタ ３０ ＰＬＬスイッチング回路 ３２ メモリ ３４ 結合個所
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 H03D 3/00 H04L 27/14
Claims (2)
- 【請求項１】 周波数変調された信号を受信する際の隣
接チャンネル抑圧法であって、有効信号と 、隣接チャンネルから生ずる障害信号とから
成る信号混合体を、アナログ中間周波数濾波し、アナロ
グデイジタル変換し、および直角位相信号形成した後
に、 ａ1ｅｉΦ+ａ2ｅｉΦ なる形式の複合ベースバンド信号に変換し 、ここでａ１
は有効信号の振幅、ａ２は障害信号の振幅、φ１は有効
信号の位相、およびφ２は障害信号の位相をそれぞれ表
わしており、障害信号 を復調することにより、障害信号の瞬時の振幅
と瞬時の位相とに対する推定値を求め、該推定値を、 再変調後に複合ベースバンド信号から減算
する形式の隣接チャンネル抑圧法において、 障害信号および有効信号を、該信号のスペクトラムのそ
れぞれの周波数特性に同調された別個の中間周波数フイ
ルタにて濾波し、 続いて有効信号路における障害信号の瞬時の振幅の推定
値を、有効信号路の中間周波数フイルタ特性と、障害信
号路にて求めた障害信号の瞬時の周波数とによって形成
することを特徴とする周波数変調された信号の受信の際
の隣接チャンネル抑圧法。 - 【請求項２】 障害信号を推定するために、復調された
障害信号の瞬時の周波数値に相応する、有効信号路の中
間周波数フイルタの振幅推定値をテーブル（｜Ｈ
Ｎ（ｆ）｜）から取り出し、再変調 の後に複合障害信号を、走行時間が適合調整され
た有効信号から正しい位相で減算する請求項１記載の方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4110083.2 | 1991-03-27 | ||
| DE4110083A DE4110083A1 (de) | 1991-03-27 | 1991-03-27 | Verfahren zur nachbarkanalunterdrueckung beim empfang frequenzmodulierter sender |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0590984A JPH0590984A (ja) | 1993-04-09 |
| JP3236335B2 true JP3236335B2 (ja) | 2001-12-10 |
Family
ID=6428343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07091592A Expired - Fee Related JP3236335B2 (ja) | 1991-03-27 | 1992-03-27 | 周波数変調された信号を受信する際の隣接チャンネル抑圧法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0505867B1 (ja) |
| JP (1) | JP3236335B2 (ja) |
| DE (2) | DE4110083A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5396655A (en) * | 1992-11-30 | 1995-03-07 | At&T Corp. | Adaptive canceler for contiguous band filtering |
| FI104019B1 (fi) * | 1997-06-19 | 1999-10-29 | Nokia Telecommunications Oy | Signaalin ilmaisumenetelmä digitaalisen solukkoradioverkon vastaanottimessa |
| EP1786111B1 (en) | 2005-11-11 | 2009-10-07 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Filter and method for suppressing effects of adjacent-channel interference |
| JP4446198B2 (ja) | 2006-11-13 | 2010-04-07 | トヨタ自動車株式会社 | 雑音除去装置 |
| US9998158B2 (en) | 2015-05-27 | 2018-06-12 | Finesse Wireless, Inc. | Cancellation of spurious intermodulation products produced in nonlinear channels by frequency hopped signals and spurious signals |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4191926A (en) * | 1977-09-16 | 1980-03-04 | Communications Satellite Corporation | Method and apparatus for interference cancellation at base-band using multiplication of the desired interfering carriers |
| DE3003556C2 (de) * | 1980-02-01 | 1984-12-06 | Dornier Gmbh, 7990 Friedrichshafen | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung eines Nutzsignals aus einem mit Störsignalen überlagerten bandbegrenzten Signal |
| US4349916A (en) * | 1980-08-06 | 1982-09-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Adaptive interference tracker for suppression of narrow band interference |
| JPS5983405A (ja) * | 1982-11-04 | 1984-05-14 | Toshiba Corp | Ｆｍ復調装置 |
-
1991
- 1991-03-27 DE DE4110083A patent/DE4110083A1/de not_active Withdrawn
-
1992
- 1992-03-16 EP EP92104469A patent/EP0505867B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-03-16 DE DE59208083T patent/DE59208083D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-03-27 JP JP07091592A patent/JP3236335B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0505867B1 (de) | 1997-03-05 |
| DE59208083D1 (de) | 1997-04-10 |
| EP0505867A2 (de) | 1992-09-30 |
| JPH0590984A (ja) | 1993-04-09 |
| DE4110083A1 (de) | 1992-10-01 |
| EP0505867A3 (en) | 1993-01-13 |
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