JPH0566164A - 磁歪式トルクセンサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 磁歪式トルクセンサにおいて、検出回路をマ
ルチバイブレータ回路により構成し、パルスデューティ
比により磁歪シャフトに加わるトルクを高精度に検出す
る。 【構成】 磁歪シャフトに加えられるトルクを検出する
検出コイル７，８の自己インダクタンスＬ1 ，Ｌ2 の変
化によりパルスの立ち上がり時間および立ち下がり時間
の変化する発振回路２１を構成する。この発振回路２１
は自己インダクタンスＬ1 が増加するときには自己イン
ダクタンスＬ2 が減少するから、パルスデューティ比が
変化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば自動車用エンジ
ンの出力軸等に発生するトルクを検出するのに好適に用
いられる磁歪式トルクセンサに関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、自動変速機構を備えたオートマ
チック車等では、例えば自動変速機構による変速タイミ
ングを適性化するために、プロペラシャフト等にトルク
センサを取付けるようにすることが提案されている。

【０００３】このようなトルクセンサとして、従来図４
および図５に示す磁歪式トルクセンサが知られている。

【０００４】図中、１は例えばクロムモリブデン鋼等の
磁歪材料から形成された磁歪シャフトを示し、該磁歪シ
ャフト１は例えばプロペラシャフトの途中に設けられる
もので、両端が入力側取付部１Ａ，出力側取付部１Ｂと
なり、これらの中間はスリット形成部１Ｃとなり、該ス
リット形成部１Ｃの外周には下向き４５°，上向きに４
５°に刻設したスリット２，３とがそれぞれ対向して設
けられている。

【０００５】４は前記スリット形成部１Ｃの外周を囲む
ように一対の軸受５，５を介して磁歪シャフト１と相対
的に回転自在に設けられたコイル固定部材を示し、該コ
イル固定部材４は車体側に固着して取付けられる。６は
前記コイル固定部材４の内周側に固着されたリング状の
コア部材を示し、該コア部材６にはスリット２，３とそ
れぞれ対向する位置に検出コイル７，８が設けられ、該
検出コイル７，８の自己インダクタンスはＬ1 ，Ｌ2 と
なっている。

【０００６】また、図５は検出回路を示し、該検出回路
はブリッジ回路９，発振器１０，差動増幅器１１，同期
検波処理回路１２，表示器１３等から構成されている。

【０００７】ここで、ブリッジ回路９は検出コイル７，
８、該検出コイル７，８の鉄損ｒ1，ｒ2 、調整抵抗
Ｒ，Ｒにより図５のように接続され、接続点ａ，ｂ間は
電圧Ｖ，周波数ｆ（例えば３０KHz ）の発振器１０と接
続され、接続点ｃ，ｄは検出コイル７，８の出力電圧Ｖ
1 ，Ｖ2 を導出する出力端子となり、当該接続点ｃ，ｄ
は差動増幅器１１の入力端子にそれぞれ接続されてい
る。該差動増幅器１１の出力端子１４からの出力電圧Ｅ
0は同期検波処理回路１２の入力側に発振器１０の交流
電圧Ｖと共に入力され、該同期検波処理回路１２は出力
電圧Ｅ 0を交流電圧Ｖにより同期させて整流して直流電
圧Ｅに変換し、表示器１３に出力する。なお、各調整抵
抗Ｒは磁歪シャフト１に作用するトルクが零のとき出力
電圧Ｅ 0が零となるようにブリッジ回路９の平衡を保つ
状態に調整される。

【０００８】このように構成される２コイル型の磁歪式
トルクセンサにおいては、検出コイル７，８に発振器１
０の交流電圧Ｖを印加すると、磁歪シャフト１の表面に
磁路が形成されるが、スリット形成部１Ｃの表面にスリ
ット２，３が設けられているため、表面磁界による磁路
はスリット２，３に沿って形成される。

【０００９】一方、磁歪シャフト１の入力側取付部１Ａ
に図４に示すような矢示方向のトルクＴを加えたとする
と、スリット２には引っ張り応力＋σが発生し、スリッ
ト３には圧縮応力−σが発生する。そして、磁歪シャフ
ト１に正の磁歪材を用いている場合、引っ張り応力＋σ
により透磁率μが増加し、圧縮応力−σにより透磁率μ
が減少することが知られている。

【００１０】然るに、検出コイル７，８の自己インダク
タンスＬ1 ，Ｌ2 は、次の数式１により算出される。

【００１１】

【数１】

【００１２】また、ブリッジ回路９において、Ｌ1 ，ｒ
1 はＲに、Ｌ2 ，ｒ2 はＲにそれぞれ直列接続されてい
るから、検出コイル７，８を流れる電流ｉ1 ，ｉ2 は次
の数式２のようになる。

【００１３】

【数２】

【００１４】そして、接続点ｃ，ｄの出力電圧Ｖ1 ，Ｖ
2 は、次の数式３のようになる。

【００１５】

【数３】 ただし、α1 ，α2 ：位相角

【００１６】さらに、差動増幅器１１の出力端子１４か
ら出力される出力電圧Ｅ0 は、数式４のようになる。

【００１７】

【数４】Ｅ0 ＝Ａ×（Ｖ1 −Ｖ2 ） ただし、Ａ：増幅率

【００１８】また、同期検波処理回路１２では、差動増
幅器１１からの出力電圧Ｅ0 を発振器１０からの交流電
圧Ｖにより同期検波処理すると共に整流し、磁歪シャフ
ト１に作用するトルクＴを直流電圧Ｅとして表示器１３
に出力し、該表示器１３でトルクＴを直流電圧Ｅとして
表示する。

【００１９】かくして、磁歪シャフト１に矢示方向のト
ルクＴを加えた場合、スリット２側では引張り応力＋σ
により透磁率μが増加するから、該スリット２に対向す
る検出コイル７の自己インダクタンスＬ1 が増加して、
該検出コイル７に流れる電流ｉ1 が減少し、出力電圧Ｖ
1 が減少する。一方、スリット３側では圧縮応力−σに
より透磁率μが減少するから、該スリット３に対向する
検出コイル８の自己インダクタンスＬ2 が減少して、該
検出コイル８を流れる電流ｉ2 は増加し、出力電圧Ｖ2
が増加する。そして、出力電圧Ｖ1 ，Ｖ2 は前記数式
１、数式３による透磁率μの変化に基づいて位相差α1
，α2 を生じさせると共に、数式３に示すように振幅
（電圧値）を変化させる。特に、この位相差によって数
式４による出力電圧Ｅ 0は比較的大きな振幅（電圧値）
となり、前記矢示方向のトルクＴに比例した検出信号を
出力電圧Ｅ 0として同期検波処理回路１２に出力し、表
示器１３でトルクＴに対応した負の直流電圧Ｅを表示す
る。

【００２０】一方、電磁シャフト１に矢示方向と逆方向
のトルクＴを加えた場合には、検出コイル７に流れる電
流i1が増加し、検出コイル８に流れる電流i2が減少する
から、前記数式４により出力電圧Ｅ 0として同期検波処
理回路１２に出力し、表示器１３でトルクＴに対応した
正の直流電圧Ｅを表示する。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来技術では、磁歪シャフト１に発生する応力を検出コイ
ル７，８の自己インダクタンスＬ1 ，Ｌ2 の変化として
検出し、ブリッジ回路９，発振器１０，差動増幅器１
１，同期検波処理回路１２，表示器１３等からなる検出
回路で処理するものであるから、該検出回路の回路構成
が複雑になると共に、発振器１０および同期検波処理回
路１２のように高精度の回路を必要とするため、コスト
高になるという問題がある。

【００２２】本発明は上述した従来技術の問題に鑑みな
されたもので、本発明は簡単な電子回路で検出回路を構
成し、コスト低減を図るだけでなく、検出精度も向上で
きる磁歪式トルクセンサを提供することを目的としてい
る。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明が採用する構成の特徴は、検出回路を、各
検出コイルのインダクタンスにより発振させるマルチバ
イブレータ式の発振回路により構成し、該発振回路から
の信号に基づいてそのパルスデューティ比からトルクを
算出するようにしたことにある。

【００２４】

【作用】上記構成により、磁歪シャフトに加わるトルク
の変化を、各検出コイルのインダクタンスとして検出
し、このインダクタンスの変化によりマルチバイブレー
タ式の発振回路から発生するパルスの立ち上り時間およ
び立ち下がり時間を可変にして、パルスデューティ比を
変化させることができる。

【００２５】

【実施例】以下、本発明の実施例を図１ないし図３に基
づき説明する。なお、実施例では前述した従来技術と同
一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略する
ものとする。

【００２６】図１は検出回路を示し、該検出回路は後述
する発振回路２１，波形整形回路２９，平滑回路３５お
よび増幅回路３８とから大略構成されている。

【００２７】２１は発振回路を示し、該発振回路２１は
コレクタ結合形非安定マルチバイブレータ回路により構
成され、基準電圧ＶCCおよびアース間に検出コイル７と
直列に接続されたスイッチングトランジスタ２２と、該
スイッチングトランジスタ２２と対向し、基準電圧ＶCC
およびアース間に検出コイル８と直列に接続されたスイ
ッチングトランジスタ２３と、前記検出コイル７とスイ
ッチングトランジスタ２２との間の接続点とスイッチン
グトランジスタ２３のベースとの間に接続され、時定数
を設定する抵抗値Ｒ1 を有するベース抵抗２４と、該ベ
ース抵抗２４と対向するように、前記検出コイル８とス
イッチングトランジスタ２３との間の接続点とスイッチ
ングトランジスタ２２のベースとの間に並列に接続さ
れ、時定数を設定する抵抗値Ｒ2 （＝Ｒ1 ）を有するベ
ース抵抗２５とから大略構成されている。また、２６，
２６は前記検出コイル７，８の出力側とスイッチングト
ランジスタ２２，２３との間の接続点とアースとの間に
それぞれツェナーダイオード２７，２７と直列に接続さ
れた電流調整抵抗、２８，２８は前記ベース抵抗２４，
２５にそれぞれ並列に接続され、スイッチングトランジ
スタ２２，２３での時定数を小さくするスピードアップ
コンデンサを示す。なお、トランジスタ２２，２３は同
一トランジスタを用いるものとする。

【００２８】また、発振回路２１は検出コイル７，８の
自己インダクタンスＬ1 ，Ｌ2 およびベース抵抗２４，
２５の抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 から設定される時定数によりス
イッチングトランジスタ２２，２３が交互にＯＮ状態と
なり、スイッチングトランジスタ２３側のツェナーダイ
オード２７と抵抗２６との接続点Ａからは方形波の出力
電圧Ｖ1 が波形整形回路２９に出力される。

【００２９】そして、この出力電圧Ｖ1 の方形波の波高
値は基準電圧ＶCCに近づき、出力の立ち上がり時間はト
ランジスタ２２のＯＮ時間（ＴON1 ）となり、立ち下が
り時間はトランジスタ２３のＯＮ時間（ＴON2）とな
る。

【００３０】ここで、トランジスタ２２のＴON1 は次の
数式５のようになる。

【００３１】

【数５】 ただし、Ｖ02 ：検出コイル８の電圧損失 ｈie1 ：トランジスタ２２の入力抵抗 ｈfe ：トランジスタ２２の直流増幅率

【００３２】また、トランジスタ２３のＴON2 は次の数
式６のようになる。

【００３３】

【数６】 ただし、Ｖ01 ：検出コイル７の電圧損失 ｈie1 ：トランジスタ２３の入力抵抗 ｈfe ：トランジスタ２３の直流増幅率

【００３４】これらの数式５，６により発振周波数ｆ
は、

【００３５】

【数７】 となり、パルスデューティ比Ｄ1 は、

【００３６】

【数８】 となる。

【００３７】２９は波形整形回路を示し、該波形整形回
路２９はヒステリシスコンパレータ回路により構成さ
れ、オペアンプ３０と、基準電圧ＶCCとアースとの間に
直列に接続され、該オペアンプ３０の非反転端子に入力
される判定電圧Ｖi を設定する抵抗３１，３２と、前記
オペアンプ３０の出力端子に接続され、前記抵抗３１，
３２の各入力側に接続される帰還抵抗３３，３４とから
構成され、前記オペアンプ３０の反転端子は発振回路２
１の出力電圧Ｖ1 が出力されるスイッチングトランジス
タ２３側のツェナーダイオード２７と抵抗２６との接続
点Ａに接続されている。そして、発振回路２１からの出
力電圧Ｖ1 の方形波を完全な方形波に整形すべく、判定
電圧Ｖi 以下の入力電圧に対して、帰還抵抗３３，３４
により設定される波高値の整形電圧Ｖ2 を出力する。な
お、この整流においては、波高値を設定し直すと共に、
立ち上がり時間ＴON1 と立ち下がり時間ＴON2 とを反転
させて出力するから、平滑回路３５に出力される整形電
圧Ｖ2 のパルスデューティ比Ｄは、

【００３８】

【数９】 となる。

【００３９】３５は平滑回路を示し、該平滑回路３５は
抵抗３６とコンデンサ３７をＬ形に接続することにより
Ｌ形積分回路を構成し、前記波形整形回路２９からの整
形電圧Ｖ2 を平滑して直流電圧Ｅ1 に変換する。

【００４０】３８は増幅回路を示し、該増幅回路３８は
オペアンプ３９により構成され、前記平滑回路３５から
の直流電圧Ｅ1 を増幅して、表示器等に出力する。

【００４１】本実施例による磁歪式トルクセンサは上述
の如き構成を有するもので、次に磁歪シャフト１に加わ
るトルクの検出動作について、図２および図３に基づい
て説明する。

【００４２】図２は、波形整形回路２９からの整形電圧
Ｖ2 を示したもので、磁歪シャフト１にトルクを加えな
い場合、磁歪シャフト１に図４の矢示方向にトルク（以
下、「正方向のトルク」という）を加えた場合、磁歪シ
ャフト１に図４の矢示方向の逆にトルク（以下、「負方
向のトルク」という）を加えた場合の特性線図を表して
いる。

【００４３】ここで、磁歪シャフト１にトルクを加えな
い場合には、ベース抵抗２４，２５を調整することによ
り、前記数式８のパルスデューティ比Ｄ1 （即ち、パル
スデューティ比Ｄ）が５０％になるように設定されてい
る。

【００４４】次に、磁歪シャフト１に正方向のトルクを
加えた場合には、従来技術で述べたように、該磁歪シャ
フト１に刻設されたスリット２側では引張り応力＋σに
より透磁率μが増加し、該スリット２に対向する検出コ
イル７の自己インダクタンスＬ1 が増加し、一方スリッ
ト３側では圧縮応力−σにより透磁率μが減少し、該ス
リット３に対向する検出コイル８の自己インダクタンス
Ｌ2 が減少する。これにより、発振回路２１から出力さ
れる出力電圧Ｖ1 の立ち上り時間ＴON1 および立ち下が
り時間ＴON2 との関係は、前記数式５，６からＴON1 ＜
ＴON2 となる。さらに、出力電圧Ｖ1 は波形整形回路２
９により反転されるからＴON1 ＞ＴON2となり、図２中
の中段に示すような波形となる。

【００４５】一方、、磁歪シャフト１に負方向のトルク
を加えた場合には、発振回路２１から出力される出力電
圧Ｖ1 においては、ＴON1 ＞ＴON2 のパルス波形が出力
され、波形整形回路２９により、ＴON1 ＜ＴON2 となっ
て、図２中の下段に示すような波形となる。

【００４６】次に、磁歪シャフト１にトルクを加えたと
きのパルスデューティ変化率αについて説明する。この
パルスデューティ変化率αは、トルクが零のときのパル
スデューティ比Ｄ0 を基準とした変化率αを示し、次の
数式１０のように演算することができる。

【００４７】

【数１０】

【００４８】ここで、このパルスデューティ変化率αは
平滑回路３５からの直流電圧Ｅ1 の変化に対応している
から、トルク印加が零のときの直流電圧Ｅ1 の電圧値を
基準として、線形の特性を得ることができ、増幅回路３
８からは図３に示す如く、トルクの大きさに比例した直
流電圧Ｅを出力する。

【００４９】かくして、本実施例によれば、磁歪シャフ
ト１に加わるトルクを検出する検出コイル７，８を回路
構成の一部にしたマルチバイブレータ回路により発振回
路２１を構成し、この発振回路２１からの出力電圧Ｖ1
に波形整形回路２９，平滑回路３５等を接続することに
より、磁歪シャフト１に加わるトルクにより、波形整形
回路２９からの整形電圧Ｖ2 のパルスデューティ比Ｄを
変化させ、このパルスデューティ比Ｄの変化により、ト
ルクを直流電圧Ｅとして検出し、高精度のトルク検出を
行なうことができる。

【００５０】また、従来技術のようにブリッジ回路９，
発振器１０，差動増幅器１１，同期検波処理回路１２等
の回路を外部に設ける必要がなくなり、回路構成を簡単
にできると共に、コスト低減を図ることができる。

【００５１】なお、前記実施例では、磁歪シャフト１に
加わるトルク零のときのパルスデューティ比Ｄを５０％
とした場合について述べたが、回路構成によりトルク零
のときのパルスデューティ比Ｄに対して増幅回路３８で
増幅率を任意に設定することにより用いるようにすれ
ば、発振回路２１における初期設定を省略することがで
きる。

【００５２】また、発振回路２１の構成をトランジスタ
２２，２３等により構成したが、論理回路によるＩＣに
よって構成するようにしてもよい。

【００５３】さらに、前記実施例では２コイル型のトル
クセンサについて述べたが、本発明はこれに限らず、４
コイル型のトルクセンサに用いることもできる。

【００５４】

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明によれば、検
出回路を磁歪シャフトに加わるトルクを検出する各検出
コイルを回路構成の一部にしたマルチバイブレータ式の
発振回路により構成したから、該発振回路からの信号に
よるパルスデューティ比からトルクを簡単な回路構成で
高精度に算出することができると共に、検出回路のコス
トダウンを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例による磁歪式トルクセンサの検
出回路を示す回路構成図である。

【図２】トルクを加えた場合のトルクとパルス出力との
関係を示す特性線図である。

【図３】実施例によって得られるトルクと直流電圧との
関係を示す特性線図である。

【図４】従来技術による磁歪式トルクセンサの構成図で
ある。

【図５】従来技術による検出回路の回路構成図である。

【符号の説明】

１ 磁歪シャフト ７，８ 検出コイル ２１ 発振回路 ２９ 波形整形回路 ３５ 平滑回路 ３８ 増幅回路 Ｌ1 ，Ｌ2 自己インダクタンス Ｄ1 ，Ｄ パルスデューティ比 α パルスデューティ変化率

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
   側に設けられた少なくとも一対の検出コイルと、該各検
   出コイルからのインダクタンスの変化により前記磁歪シ
   ャフトにかかるトルクを算出する検出回路とからなる磁
   歪式トルクセンサにおいて、前記検出回路を、各検出コ
   イルのインダクタンスにより発振させるマルチバイブレ
   ータ式の発振回路により構成し、該発振回路からの信号
   に基づいてそのパルスデューティ比からトルクを算出す
   るようにしたことを特徴とする磁歪式トルクセンサ。