JPH05506554A - ディジタル信号受信装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ディジタルデータ通信システムにおけるタイミング再生方法及び装置芝術分野の 説明 本発明はディジタル信号を送信及び受信する装置及び方法に関する。特に、統合 サービスディジタル網（ＩＳＤＮ）においてディジタル信号からタイミングを再 生するために適用できるが、それのみに限定されない。１９８８年６月２０日に 出願され、譲渡された継続中の米国特許出願シリアルＮｏ、２０９，６２９は、 Ｉ　ＳＤＮネットワークに関し、以下に引例によって説明される。

技術的背景 上述の特許出願シリアル番号２０９，６２９で論じられるように、国際電信電話 諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）のリコメンデーションの中で定義される統合サービス ディジタＡＪ伺（Ｉ　５ＤＮ）において、ＩＳＤＮ電話加入者ループは、Ｕイン タフェースおよびＴインタフェースを含む。Ｕインタフェースループは、２つの 完全二重ディジタル信号伝送線を含み、電話局あるいは交換端局（ＥＴ）からネ ットワーク端局（ＮＴ）に延びる。ネットワーク端局は、ＵインタフェースとＴ インタフェースの間の信号を結合し、それは、四線式ディジタル信号伝送線を含 み、ネットワーク端局（Ｎ　Ｔ）と端局装置（ＴＥ）間に信号パスを送信又は受 信し、通常は少くとも１つ、最高で８までのＩＳＤＮ電話を含む。ネットワーク 端局（、Ｎ　Ｔ　）は、端局装置（ＴＥ）から、受信信号パスに受信された情報 と送信信号パス上のＴＥに伝送された情報との相関を取ることができなければな らない。

それは、ＩＳＤＮのＴインタフェース標準と異なる構成に適応できるネットワー ク端局タイミング再生構成を有し、複数の端局装置（ＴＥ）から受信された信号 の異なる平均位相にもかかわらずタイミングを抽出できることが望ましい。

Ｔインタフェースに対して推薦された構成及び動作パラメータは、ＣＣＩＴＴレ ッドブッノドの１９８５年に発表され１９８６年にアップデートされたレイヤ１ スペック１．４３０、及び１９１８年のアメリカ標準Ｔ１．ＸＹＺ　（ＡＮＳＩ スペック）中の特にセクション８．　６．　３で定義されている。これらのリコ メンデーションは、種々のＴインタフェース構成をサポートするために最高４つ の種類のネットワーク端局を準備する。これらは、短受動バス、ポイントッーポ イント、拡張受動バス、ポイントッーポイントおよび受動バスである。ポイント ッーポイント間及び拡張受動バス構成ために往復遅延は１０〜４２マイクロ秒で ある。

短受動バスに対して、往復遅延は１０〜１４マイクロ秒の範囲にあり、拡張受動 バスの場合、異なる端局装置からの信号の間の差遅延は、Ｏ〜２マイクロ秒の範 囲にある。

各ネットワーク端局（ＮＴ）はＴインタフェースの送信バス上に送信された信号 とＵインタフェース上で受信された信号とを同期させる。Ｔインタフェース上の 受信バスで受信された信号を同期させることは難しい。その理由は、これらの信 号は異なる端局装置によって発生され、異なる量のジッタ及び位相シフトを有す るからである。いわゆる固定タイミング再生システムにおいては、ネットワーク 端局は、送信されるフレームの開始を識卯ル、所定の時間長（典型的にはビット 周期より小さい）遅延され、その後、対応の受信信号に対して人力受信信号バス をサンプルする。しかしながら、この構成は完全に満足なものではない。という のは、それがビット周期より小さい最大値ループ長を任意に固定するからである 。

適応タイミング再生システムが開示され、そこでは端局装置から受信されたディ ジタル信号の中でサンプリング時間が所定の基準、すなわちゼロ交差、によって 変えられる。そのような適応型タイミング再生システムのイ４り益は、異なる信 号中のゼロ交差の位置が、ネットワーク端末と端局装置の間の距離の変化に従っ て異なるということである。

異なる構成に対する適応型タイミングの問題は、Ｙａｓｕｙｕｋｉ　Ｏｋｕｍｕ ｒａ、Ｋａｚｕｈｉｒｏ　Ｈａｙａｓｈｉ、及びＹｕｊｉ　Ｉｎｏｕｅによる論 文「人力信号が周期的位相ジャンプと適応できる新しい位相ロック発振器」、ｌ ５ＣＡＳ　８５、ＩＥＥＥ、プロシーディング、Ｙａｓｕｙｕｋｉ　Ｏｋｕｍｕ ｒａ、Ｔａｋａｓｈｉ　Ｙａｍａｍｏｔｏ及びＭａｓａｓｈａ　Ｋｕｒｉｂａｙ ａｓｈｉによる論文、ｒＩＳＤＮ基本インターフェースに対する回路設計及び伝 送実験Ｊ　、ＩＥＥＥ　（１９８６、及びＹａｓｕｙｕｋｉ　Ｏｋｕｍｕｒａ及 びＫａｚｕｈｉｒｏ　Ｈａｙａｓｈｉによる１９８７年７月２１田二発行された 米国特許番号４，６８２，３２７　ｒ多相位相ロック発振器」で発表された。こ れらは、すべて引例としてこの中に取り入れられている。それらは、多相位相ロ ック発振器を使用した適応型タイミング抽出方法を提案している。この発振器は 個々のチャネルに対する位相ロックループを含んでおり、これは、チャネルから 独立にタイミング・クロックパルスを抽出し、マーカを用いて受信信号から発生 されたゲート信号によって各チャンネルに対する入力信号を分離する。

この構成は完全に満足なものではない。というのは、各チャネルが単一の端局装 置に割り当てらね、より複雑な回路が要求されるからである。

１９８８年９月９日二発行されたカナダ特許番号１，２４２，５０２は、引例と してこの中に取り入れられ、受信ディジタルデータに対する適応型レート再生回 路を開示する。適応型レート再生回路は、２つのクロックを使用し、所定量離れ た２つのサンプリング時間を供給する。２つのタイミング時間に関する二次関数 が計算され、実際のタイミング時間は二次関数の符号に従って決定される。これ は完全に満足なのものでない。というのは、それがクロックを使用しかつ複雑で あるからである。

本発明は、そのような既知のシステムに関連する問題を改良することを目的とす る。

３里反ヰｌ町璽逸明 本発明の１つの面によると、ディジタル信号を受信する装置は、ディジタルデー タ信号のサンプリングを制御するためのタイミング再生手段を含む。そのような タイミング再生手段は、クロック信号に応答してディジタル信号をサンプリング する手段、ボー期間内でディジタル信号のレート変化を検出し、レート変化と基 準間の差に応じて位相エラー信号を供給するする手段、そのような位相エラー信 号に応答し、ディジタル信号のサンプリングのタイミングを決定するためにクロ ックを制御する手段とを含む。

本発明の好ましい実施例の中で、前述のレート変化は、パルスの立ち下がり「コ ーナー」に対応する位置で決定される、すなわち、その点で、信号は１つの極性 からもう一方の極性に遷移を始める。ｌ５ＤＮシステムにおいて、その遷移は、 好ましくは、フレームビット”Ｆ”と次のビット”Ｌ”の間にある。好ましくは 、レート変化を検出する手段は、ボー期間の２つの離散的位置において、ディジ タルデータをサンプリングし、２つのサンプルの振幅がいつ所定の量異なるかを 決定する。２つのパルスの１つ、すなわち、より大きい振幅を有するパルスは、 データ再生目的のために必要なサンプルとして使用される。実際には、フレーム パルスおよび次のパルスの間の遷移において、フレームパルスの立ち下がりエン ジのコーナで次々に２点間の変化を測定してそのような決定をする。

本発明の第２の面によると、クロック信号に応答してディジタル信号の各ボーを サンプリングし、サンプルされたディジタル信号部分のレート変化を検出し、レ ート変化と基準間の差に従って位相エラー信号を供給し、位相エラー信号に応答 して、クロックを制御し、ディジタル信号のサンプリングのタイミングを決定す るためのディジタル信号受信装置のタイミングを再生する方法が提供される。

図２は、タイミング再生システムのＡ／Ｄコンバータ、フィルタおよび位相検出 器部のタイミング図である。

図３は、タイミング再生システムの位相シフト制御部のタイミング図である。

図４は、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング点を調節する位相シフタのタイミング 図である。

機は、ディジタルの位相ロックループ型のタイミング再生回路を含んでいる。そ のタイミング再生回路は、タイミング再生回路の入力に印加される「受信」ディ ジタルデータ信号からタイミングを再生するために使用される。この受信信号は 、ｌ５ＤＮプロトコルに従って組み立てられ、各フレームの始めにフレームビ・ ソトＦを含んでいる。受信信号は、ローパスフィルタ１０を介してＡ／Ｄコンバ ータ１２に印加され、サンプルＳ１及びＢ２を生じるために各ボー中で２回サン プリングされる。そのサンプルの一つ、Ｓｌは、出力が再生データであるスライ サ１４に印加される。一対のサンプルＳ１及びＢ２は位相検出器１６に印加され 、それは、フレーム検出手段１８によって受信信号によって発生されたイネーブ ル信号によってイネーブルされる。位相検出器１６は、所定の最大値からのサン プリング時間の偏位を決定するために一対のサンプルを処理し、各フレーム毎に １つの位相エラー信号Ｖｅを生成する。位相検出器１６は、実際には各ボーに対 する位相エラーを計算し、各フレーム、すなわち、フレームビットＦのボー期間 毎に、ただ１つの位相エラー信号Ｖｅを発生する。フレーム検出回路１８は、タ イミングが再生される前にフレームを検出できるものであればどのようなもので もよい。

適当なフレーム検出回路の例として、前述された出願番号２０９，６２９がある 。

モトローラ社によるＳ／ＴトランシーバＭＣ１４５４７４もまた、適当なフレー ム検出器である。位相エラー信号Ｖｅは、ループフィルタ２０の手段によって濾 波される。それは、位相制御信号Ｖｘを生じるために位相エラー信号Ｖｅから高 周波ジッタ成分を除去する。位相シフト制御手段２２は、濾波された位相エラー 制御信号Ｖｘの符号を決定し、その符号によって進み信号または遅れ信号を生成 する。進み信号及び遅れ信号は位相シフト手段２４を制御し、シフ）Ａ／Ｄクロ ックの位相を変化させ、それによってＡ／Ｄコンバータ１２を制御する。　ロー パスフィルタ１０は、３００ＫＨｚのバンド幅を有する２次のバタワース・ロー パスフィルタで構成される。Ａ／Ｄコンバータ１２は、各ボーの中で２回クロ・ ツタされ、２つのサンプルＳ１及びＢ２を発生させるならば、従来の１２ビツト リニアコンバータであってもよい。ところが、従来のタイミング再生回路は１つ のクロックで１度クロックされる。

図２はタイミング図を示し、ローパスフィルタ１０、Ａ／Ｄコンバータ１２及び 位相検出器１６と関連する信号を示す。図２（ａ）は、前述のｌ５ＤＮの中で示 されるＦＳＬ及びＢ１を含む受信信号の一部を示す。図２（ｂ）は、ローパスフ ィルタ１０によって濾波された後の信号の形を示す。図２（Ｃ）に示されるよう に、Ａ／Ｄコンバータ１２を制御するシフトＡ／Ｄクロックは１ポ一期間の１／ ８だけ離れたクロックパルスＣ１及びＣ２を含む。クロックパルスＣ１及びＣ２ はこのように配置されているので、正しい位相が検出されたとき、Ａ／Ｄコンバ ーター１２は、Ｆビットの立ち下がりのコーナに広がった２つの位置において受 信信号をサンプルし、それぞれ一対のサンプルＳ１及びＢ２を生じる。図２（ｄ ）に示されるように、２つのサンプルＳ１及びＢ２は、ボー期間毎に生成される が、フレームピットＦを生成するためのサンプルは、タイミング再生回路によっ てのみ使用される。受信信号の最適のサンプリングは、データ再生サンプリング パルス、この場合は最初のパルスＳ１、が使用されるウィンドウ中で実質的に中 心に置かれるときに得られる。短受動バス構成においては、この最適サンプリン グは、サンプルＳ２が、サンプルＳ１の８０パーセントときに得られる。０゜８ ０１８１１−１３２１として得られた位相エラー信号Ｖｅは、サンプリング位相 が最適化されるときゼロであり、図２（ｂ）に示されるように、２つのサンプル Ｓ１及びＢ２は、フレームビットＦの立ち下がりコーナに広がる。

再び図１、図２　（ｅ）　、２　（ｆ）及び２（ｇ）の関連タイミング図におい て位相検出器１６は、マルチプレクサ２６を含み、それは最初のサンプルＳ１に ０゜８を掛け、それを絶対値（ＡＢＳ）回路２８に印加する。第２のサンプルＳ ２は、第２のＡＢＳ回路３０に直接印加される。演算論理回路（ＡＬＵ）３２は ＡＢＳ回路２８の出力から３２ＡＢＳ回路３０の出力を減算する。ＡＬＵ３２の 出力で与えられた差信号は、フレームパルスＦと同期するフレーム検出回路１８ からのイネーブル信号によって動作するラッチ手段３４によってラッチされる。

位相エラー信号Ｖｅを含んでいる図２（ｇ）のラッチ３４の出力は、ループフィ ルタ２０によって濾波され、濾波された位相エラー信号Ｖｘを生じる。ループフ ィルタ２０は、「積分及びダンプ」のようなもので良く、その出力の値、すなわ ち濾波された位相エラー信号Ｖｘ、を修正する前に数フレームの間位相エラー信 号Ｖｅか加算される。

位相ンフト制御手段２２は、濾波された位相エラー信号Ｖｘとゼロとを比較する ディジタル比較器を含む。もしＶｘがゼロより大きいならば、位相シフト制御手 段２２は、図３に示すように、単一パルス（進み）を生成し、タイミングを８１ ナノ秒、すなわち、１ボ一期間の１／６４だけだけ進める。濾波された位相シフ ト制御信号Ｖｘがゼロより小さいならば、位相シフト制御手段２２は、単一パル ス（遅れ）を生成し、タイミングを８１ナノ秒だけ遅らせる。

位相シフタ２４中で、これらの進みおよび遅れパルスは６ビツトアツプダウンカ ウンタ３６のカウントダウン（Ｄ）及びカウントアツプ（Ｕ）制御入力にそれぞ れ印加される。カウンタ３６の出力は、６４人人力ルチプレクサ３８を制御し、 その出力はＡ／Ｄコンバータ１２に印加されるシフトＡ／Ｄクロックである。マ ルチプレクサ３８の６４の人力は、シフトレジスタ４０の出力に平行に接続され 、それは、システムクロックによって１ボー当たり６４のクロックにされる。

クロック２倍回路４２中において、１２．２８８ＭＨｚのシステムクロック（１ ９２ＫＨｚ伝送レートに対し６４サイクル／ボー）が６４分周カウンタ４４に印 加される。６４分周カウンタ４４の６ビツト出力は、６４人人力−ドオンリーメ モリ（ＲＯＭ）４６をアドレスするために使用される。ＲＯＭ４６は、ボー期間 に２つのサンプルＳ１及びＢ２の位置に対応する２つの”１”の位置を含む。

この実施例において、１つのビットはアドレス位置５５にあり、第２のビットは アドレス位置６３にある。残りの６２位置は、ゼロで占められる。システムクロ ックによってクロックされたフリップフロップ４８は、ＲＯＭ４６の出力をラッ チし、シフトレジスタ４０の直列入力にそれを加える。

ＲＯＭ４６がカウンタ４４の出力によってシーケンシャルにアドレスされるとき 、ＲＯＭ４６から出るビットストリームは、Ｓｌ及びＳ２サンプルに対応するタ イミング間隔で挿入されたビットを有する一連のゼロである。このビットシーケ ンスは、システムクロック１２．２８８ＭＨｚの制御の下でシフトレジスタ４０ にクロックされたＡ／Ｄりｏ−ｙり信号である（図４（ａ）参照）。一定の間隔 で発生する２つのビットを有するＡ／Ｄクロックがシフトレジスタ４０を通して クロックされるとき、これらのビットは、シフトＡ／Ｄクロック信号として、マ ルチプレクサ３８と平行に、マルチプレクサ３８からＡ／Ｄコンバータ１２に与 えられる。

図４は、進み又は遅れの異なる位相のシフトＡ／Ｄクロック信号を示す。図４（ ａ）においては、クロック２倍回路４２からシフトレジスタ４０に印加されたＡ ／Ｄクロック信号が、参考のために示される。図４（ｂ）は、現在のサンプリン グ時間に対するンフトＡ／Ｄクロックを示す。カウンタ３６に印加された進みパ ルスは、その出力を下げ、その結果、図４（Ｃ）で示されるように、Ａ／Ｄクロ ックを８１ナノ秒（システム・クロックの１ボ一期間）だけ進ませる。逆に、カ ウンタ３６に印加された遅れパルスは、図４（ｄ）で示されるように８１ナノ秒 だけシフトＡ／Ｄクロックを遅らせる。それ故、システム周波数である１２゜２ ８８ＭＨｚクロックは、タイミング再生システムの分解能を決定する。１２゜２ ８８ＭＨｚのシステムクロックは、また、送信機５０に印加され（詳細には図示 されていない）、データの伝送を制御する。

２つのサンプルＳ１及び８２間の間隔、すなわち、１／８ボーは、ローノくスフ ィルタ２４のバンド幅、ｌ５ＤＮ端末のためのジッダスペック、もつとも早い受 信パルス、すなわち、最も近い端末からのパルス、および最も遅い受信ノくルス 、すなわち、受信機へ信号を送信しているもつとも遠い端末からのパルス間の重 複度によって決定される。

この実施例において、短受動バス構成に対して、ジ・ツタを３６５ナノ秒（５゜ ２マイクロ秒の７％）を許容すると、Ｓｌ及び８２間の間隔を１ボーの１／８に 減少させる。サンプルＳｌ（データ抽出に用いられるサンプル）は、実質的にそ の重複された中心で発生し、そして安定な基準となる。

実際には、２つのサンプル（ＳＬ及びＢ２）が、フレームパルスの立ち下がりコ ーナでそのスロープを決定するために使用される。

第１のサンプルの８０パーセントである第２のサンプルを使用している上述の実 施例は、特に短受動ループに対して適当である。拡張受動構成及びポイントッー ポイント構成に対しては、より狭いバンド幅が適当である。すなわち、立ち下か りエツジの傾斜は、より平らである。そのような応用に対しては、１５０ＫＨ２ のバンド幅有するローパスフィルタ１０を使用し、第１のサンプルの約３５ノく 一セントを有し１ボーのおよそ４分の１離れたの第２のサンプルを用いて満足な 結果が得られる。１００ＫＨｚから５００ＫＨｚのローパスフィルタ１０のノく ンド幅は、１０〜９０％の範囲のパルス比を有し、１／１６ボ一期間の１／２離 れたときに、はとんどのｌ５ＤＮ応用ために満足結果が得られる。

本請求項によって定義された本発明の範囲を越えることなく種々の修正及び他の 実施例が可能である。例えば、何らかのビット、例えば、ｌ５ＤＮ信号のＢ１、 Ｂ２およびＤビットが必ずしも送信されない場合でも、フレームビットの代わり に異なるビットを使用することが可能である。立ち下がりコーナの代わりに、フ レームビットの立ち上がりコーナが基準として使用されてもよい。タイミングを 決定するためにそのフレームビットを使用する利点は、それが常に送信されてい ることである。しかしながら、このフレームビットの代わりに他のビットを使用 することを妨げるものではない。

童画Ω週応性 基準としてゼロ交差を使用しているタイミング再生に関する本発明の実施例の利 点は、ゼロ交差が、遷移の立ち上がりより後、すなわちコーナの後で発生するの で、基本的な基準ではないと考えられる。実際、ｌ５ＤＮ信号のフレームビット に続くゼロ交差は「コーナ」関係して一時的に変化できることが分かった。すな わち、そのコーナは上述の複数端末システムによる遷移の開始であり、そこでは 「コーナー」はより安定である、すなわち、複数の端末効果による変化に影響さ れない。

公知のタイミング再生は、すべてのｌ５ＤＮ　Ｓ／Ｔループ構成に適応するため に、通常２つのタイミング再生モード、すなわち、固定型及び適応型を必要とす る。一方、本発明の実施例は、１つの適応型タイミング再生回路によって処理で きる。さらに、本発明の実施例においては、個々の部分はディジタル信号処理装 置を使用して容易に実行できる。特に、フレーム検出回路１８、位相検出器１６ 、ループフィルタ２０及び位相シフトコントローラ２２は、テキサス・インスツ ルメント社のＴＭＳ　３２０　Ｃ２５のようなりＳＰを使用することができる。

また、Ａ／Ｄコンバーター１２は、特別の設計が用いられたならばＤＳＰの中で 実行されるかもしれない。

ＦＩＧ、　３ 要　約　書 ディジタル通信システム、特に統合サービスディジタル網におけるディジタルデ ータ信号を受信する装置において、複数の端末が共通受信機に送信する時の不規 則なゼロ交差に関連するタイミング再生問題は、２つの所定の位置（Ｃ１、Ｃ２ ）間でディジタルデータ信号のレート変化を検出し、そのレート変化および基準 間の差に応じてディジタルデータのサンプリングを制御することによって、緩和 される。レート変化は、フレームパルス（Ｆ）の立ち下がり「コーナー」、すな わちその信号が１つの極性からもう一方の極性にその遷移を始める点に応答する 。「コーナーＪは非常に安定である。すなわち、ゼロ交差はその「コーナー」に 応じて変化するから、それに続くゼロ交差よりも複数の端末効果の変化に影響さ れない。２つの離散的位置においてディジタルデータ信号をサンプリングし、結 果として生ずる２つのサンプルの振幅がいつ所定量具なるかを決定することによ って、遷移は決定される。２つのパルス（ＣＩ、Ｃ２）の１つ、すなわち、大き い振幅”　１”を有するパルスがデータ再生目的のために使用される。

補正書の写しく翻訳文）提出書

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. １．クロック信号に応答してディジタル信号をサンプリングするタイミング再生 手段（１２）と、 ボーレート期間内でサンプルディジタル信号部分の変化を検出し、そのレート変 化と基準間の差に従って位相エラー信号を供給する手段（１６）、及び、前記位 相エラー信号に応答して、前記ディジタル信号の前記サンプリングのタイミング を決定するために前記クロック信号を制御する手段（２４）とを含むことを特徴 とするディジタル信号受信装置。
2. ２．請求項１の装置において、 前記サンプリング手段（１２）は各ポー期間に前記ディジタル信号を２回サンプ リングし、各ポー期間に前記部分の所定の時間間隔だけ離れた一対のサンプルを 供給し、 前記検出手段（１６）は、前記一対のサンプルの第１の振幅が一対の他のサンプ ルの所定の部分であるかどうかに従って、前記タイミングを決定することを特徴 とするディジタル信号受信装置。
3. ３．請求項２の装置において、 前記検出手段（１６）は、各ポー毎に、前記一対のサンプル間の振幅の差を計算 する手段（２６；２８；３０；３２）と、前記ディジタルデータ信号の中のフレ ームビットに応答してイネーブル信号を供給しするフレーム検出手段（１４）と 、前記計算手段（２６；２８；３０；３２）に応答して各フレーム周期に位相エ ラー信号を１度供給する手段（３４）とを含むことを特徴とするディジタル信号 受信装置。
4. ４．請求項２の装置において、 前記一対のサンプルの一方のサンプルがデータ抽出を行うことを特徴とするデイ ジタル信信号受信装置。
5. ５．請求項３の装置において、 前記一対のサンプルの一方のサンプルがデータ抽出を行うことを特徴とするディ ジタル信号受信装置。
6. ６．請求項２の装置において、 さらに、前記一対のサンプルの間の差の符号を決定し、その符号に従って、進み 信号、および遅れ信号を交互に供給する手段（２２）と、前記進み信号および前 記遅れ信号に選択的に応答して、前記クロック信号の位相を変える制御手段（２ ４）とを含むことを特徴とするディジタル信号受信装置。
7. ７．請求項６の装置において、 前記制御手段（２４）は、第１のクロック信号と同じ周波数で第２のクロック信 号を供給する手段（４２；４４；４６；４８）を含み、記第２のクロック信号は 所定の時間間隔だけ離れた各ポー中に２つのクロックパルスを含み、前記制御手 段は、さらに前記第２のクロック信号及び前記進み及び遅れ信号に応答して、第 １のクロック信号を供給する手段（３６；３８；４０）を含み、それによって、 前記サンプリング手段が前記２つのクロックパルスに対応した各ポー中の２つの 時間で前記ディジタルデータ信号をサンプルすることを特徴とするディジタル信 号受信装置。
8. ８．請求項２の装置において、 前記一対のサンプルの振幅は１０パーセントと９０パーセントの間で異なること を特徴とするディジタル信号受信装置。
9. ９．請求項８の装置において、 前記受信信号のバンド幅は約３００キロヘルツであり、前記一対のサンプルの振 幅は、前記サンプルより約２０パーセント大きく、１ポー期間の１／８だけ離れ ていることを特徴とするディジタル信号受信装置。
10. １０．請求項８の装置において、 前記受信信号のバンド幅は約１５０キロヘルツであり、前記一対のサンプルの振 幅は、前記サンプルより約３５パーセント大きく、１ポー期間の１／４だけ離れ ていることを特徴とするディジタル信号受信装置。
11. １１．請求項１〜１０のいずれかの装置において、前記タイミング再生手段は、 前記ディジタル信号のフレームビットの立ち下がりコーナに応答して、前記ディ ジタル信号の部分のレート変化を決定することを特徴とするディジタル信号受信 装置。
12. １２．クロック信号に応答して前記ディジタル信号の各ポーをサンプリングし、 サンプルされたディジタル信号部分のレート変化を検出し、前記レート変化と基 準間の差に従って位相エラー信号を供給し、前記位相エラー信号に応答して、前 記クロックを制御し、前記ディジタル信号の前記サンプリングのタイミングを決 定することを特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
13. １３．請求項１２の方法において、 前記サンプリング・ステップは各ポー期間に前記ディジタル信号を２回サンプル し、各ポー期間に前記部分が所定の時間間隔だけ離れた一対のサンプルを供給し 、 前記検出においては、前記一対の第１のサンプルが前記一対の他のサンプルの所 定の一部分であるかどうかを決めるのステップを含むことを特徴とするディジタ ル信号受信装置のタイミング再生方法。
14. １４．請求項１３の方法において、 前記の決定は、ポー毎に前記一対のパルス間の振幅の差を計算するステップを含 み、 別記ディジタル信号中のフレームビットに応答してイネーブル信号供給し、前記 の差及び前記イネーブル信号に応答して、各ポー期間に位相エラー信号を一度供 給することを特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
15. １５．請求項１３の方法において、 前記一対のサンプルの一方のサンプルがデータ抽出を行うことを特徴とするディ ジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
16. １６．請求項１４の方法において、 一対のサンプルの一方のサンプルがデータ抽出を行うことを特徴とするディジタ ル信号受信装置のタイミング再生方法。
17. １７．請求項１３の方法において、 前記検出は、一対のサンプル間の差の符号を決定するステップを含み、前記サン プリングを制御する前記ステップは、その符号に応じてその進み信号及び遅れ信 号を選択的に供給し、 前記進み信号および前記遅れ信号に応答して前記クロック信号の位相を変化させ ることを特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
18. １８．請求項１６の方法において、 前記制御は、前記クロック信号と同じ周波数で第２のクロック信号を供給するス テップを含み、 前記第２のクロック信号は、各ポー中で所定の時間間隔だけ離れた２つのクロッ クパルスを含み、 前記第２のクロック信号および前記位相エラー信号に応答して最初のクロック信 号を供給し、 前記サンプリング手段は、前記２つのクロックパルスに応答して、各ポー中の２ つの時間で前記ディジタル信号をサンプルすることを特徴とするディジタル信号 受信装置のタイミング再生方法。
19. １９．請求項１３の方法において、 前記一対のサンプルが１０パーセントと９０パーセントの間で振幅が異なること を特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
20. ２０．請求項１９の方法において、 前記受信信号のバンド幅は約３００キロヘルツであり、前記一対のサンプルの振 幅は、前記サンプルより約２０パーセント大きく、１ポー期間の１／８だけ離れ ていることを特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
21. ２１．請求項１９の方法において、 前記受信信号のバンド幅は約１５０キロヘルツであり、前記一対のサンプルの振 幅は、前記サンプルより約３５パーセント大きく、１ポー期間の１／４だけ離れ ていることを特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。
22. ２２．請求項１２〜２１の方法において、前記ディジタル信号のフレームピット の立ち下がりコーナに応答して、前記ディジタル信号部分のレート変化を決定す るとを特徴とするディジタル信号受信装置のタイミング再生方法。