JPH0542234B2 - - Google Patents
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- JPH0542234B2 JPH0542234B2 JP62056638A JP5663887A JPH0542234B2 JP H0542234 B2 JPH0542234 B2 JP H0542234B2 JP 62056638 A JP62056638 A JP 62056638A JP 5663887 A JP5663887 A JP 5663887A JP H0542234 B2 JPH0542234 B2 JP H0542234B2
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は誘導電動機をベクトル制御により可変
速制御するための誘導機の制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention relates to an induction motor control device for variable speed control of an induction motor by vector control.
（従来の技術）
誘導電動機は、従来、定速度電動機として使用
されることが多かつたが、近年電力半導体素子の
進歩によつてインバータやサイクロコンバータ等
の電力変換器が容易に構成できるようになつたこ
とに伴い、可変速電動機としての用途が著しく拡
大してきた。(Prior art) Induction motors have traditionally been often used as constant-speed motors, but recent advances in power semiconductor devices have made it easier to construct power converters such as inverters and cycloconverters. With the increasing popularity of electric motors, their use as variable speed electric motors has expanded significantly.
誘導電動機の可変速制御方式としては優れた応
答特性が得られることから、ベクトル制御方式が
採用されることが多い。このベクトル制御方式と
しては、二次磁束をベクトル量として検出し一次
電流の制御信号に用いる磁束検出型ベクトル制御
方式と、磁束ベクトルを電動機定数に基づいて演
算し制御するすべり周波数型ベクトル制御方式と
が知られている。 Vector control is often adopted as a variable speed control method for induction motors because it provides excellent response characteristics. This vector control method includes a magnetic flux detection vector control method that detects the secondary magnetic flux as a vector quantity and uses it as a control signal for the primary current, and a slip frequency vector control method that calculates and controls the magnetic flux vector based on motor constants. It has been known.
従来のすべり周波数型ベクトル制御装置は、誘
導電動機２を所定の速度およびトルクで運転する
ために、第２図に例示するように、二次磁束指令
Φ* 2と発生トルク指令τ*を入力して一次電流指令
I* 1を出力するベクトル制御指令演算回路１０と、
このベクトル制御指令演算回路１０によつて演算
された一次電流指令I* 1に基づいて誘導機２の一次
電流I1を制御する電力変換器３と、誘導電動機２
の回転周波数ωRを検出する速度検出器４とを備
えている。 In order to operate the induction motor 2 at a predetermined speed and torque, the conventional slip frequency type vector control device inputs a secondary magnetic flux command Φ * 2 and a generated torque command τ * , as illustrated in FIG. Primary current command
a vector control command calculation circuit 10 that outputs I * 1 ;
A power converter 3 that controls the primary current I1 of the induction motor 2 based on the primary current command I * 1 calculated by the vector control command calculation circuit 10, and the induction motor 2.
and a speed detector 4 for detecting the rotational frequency ω R of.
ベクトル制御指令演算回路１０は、一次磁束指
令Φ* 2とトルク指令τ*とを誘導電動機２の伝達特
性に応じて所定の演算を行い、一次電流の実数成
分指令i* 1Rと虚数成分指令値i* 1lおよびすべり周波数
指令ω* Sを算出するために定数要素１１，１２，
１３，１４、除算要素１５，１６、微分要素１
７、加算器１８を備えている。定数要素１１には
誘導電動機２の相互インダクタンスM*の逆数
１／M*が事前に設定され、同様に定数要素１２
には二次側自己インダクタンスL*２と二次抵抗
値R* 2との比L* 2／R* 2が設定され、定数要素１３に
はは二次側自己インダクタンスL* 2と相互インダ
クタンスM*との比L*２／M*が設定され、定数
要素１４には二次抵抗値R*２が設定されている。 The vector control command calculation circuit 10 performs predetermined calculations on the primary magnetic flux command Φ * 2 and the torque command τ * according to the transfer characteristics of the induction motor 2, and calculates the real component command i * 1R of the primary current and the imaginary component command value. In order to calculate i * 1l and slip frequency command ω * S , constant elements 11, 12,
13, 14, division elements 15, 16, differential element 1
7. It is equipped with an adder 18. The reciprocal 1/M * of the mutual inductance M * of the induction motor 2 is set in advance in the constant element 11, and the constant element 12 is similarly set in advance.
is set to the ratio L * 2 /R * 2 between the secondary self-inductance L * 2 and the secondary resistance value R * 2 , and the constant element 13 is set to the secondary self-inductance L * 2 and the mutual inductance M * The ratio L * 2/M * is set, and the constant element 14 is set to the secondary resistance value R * 2.
以上の回路要素によつて求められた一次電流の
実数成分指令i*1Rと虚数成分指令i* 1lとがベクトル
加算器１９によりベクトル加算されて一次電流指
令絶対値i* 1が求められる。一方、すべり周波数指
令ω* Sは速度検出器４からの回転周波数ωRととも
に加算器２０に導かれて加算されて一次周波数指
令ω* 1に変換された後、ベクトルジエネレータ２
１によつて二次磁束の予測位置を示す単位ベクト
ルに変換される。この単位ベクトルと一次電流指
令絶対値i* 1とを乗算器２２により乗算して得られ
た一次電流指令I* 1に従つて電力変換器３が制御さ
れる。 The real component command i * 1R and the imaginary component command i * 1l of the primary current obtained by the above circuit elements are vector-added by a vector adder 19 to obtain the primary current command absolute value i * 1 . On the other hand, the slip frequency command ω * S is guided to the adder 20 together with the rotational frequency ω R from the speed detector 4, where they are added together and converted into a primary frequency command ω * 1 .
1 into a unit vector indicating the predicted position of the secondary magnetic flux. The power converter 3 is controlled according to the primary current command I * 1 obtained by multiplying this unit vector and the primary current command absolute value i * 1 by the multiplier 22.
一次電流の各成分指令i* 1R，i* 1lおよびすべり周波
数指令ω* Sを演算する場合には二次抵抗値R* 2が直
接関与するが、従来のすべり周波数型ベクトル制
御装置では、この二次抵抗値R* 2を一定とみなし
て制御を行つている。 When calculating the primary current component commands i * 1R , i * 1l and the slip frequency command ω * S , the secondary resistance value R * 2 is directly involved, but in conventional slip frequency type vector control devices, this Control is performed by assuming that the secondary resistance value R * 2 is constant.
第３図は磁束検出型ベクトル制御装置の例であ
り、磁束は検出器を設置しないで、誘導電動機２
の電圧va1，Vb1，vc1と電流検出器２３，２４，
２５によつて検出された一次電流ia1，ib1，ic1を
もとにして磁束演算器２６において演算により求
められる。磁束演算器２６の出力は二次磁束ベク
トルの静止２軸成分φ〓1，φ〓1であり、ベクトルア
ナライザ２７によつて絶対値成分｜φ2｜と位相
角に対応するsin，cosに変換される。 Figure 3 is an example of a magnetic flux detection type vector control device.
voltages v a1 , V b1 , v c1 and current detectors 23, 24,
The magnetic flux calculation unit 26 calculates the primary currents i a1 , i b1 , and i c1 detected by the magnetic flux calculator 25 . The output of the magnetic flux calculator 26 is the stationary two-axis components φ〓 1 and φ〓 1 of the secondary magnetic flux vector, which are converted by the vector analyzer 27 into sin and cos corresponding to the absolute value component |φ 2 | and the phase angle. be done.
一方、二次磁束指令φ* 2から磁化電流演算器２
８によりそれに対応する磁化電流指令i* d1が求め
られ、二次磁束指令φ* 2とトルク指令τ*とからト
ルク電流演算器２９によりトルク電流指令i* q1が
求められる。これら両電流指令i* d1，i* q1は回転磁
束をｄ軸に考えた回転座標系における磁化電流指
令ないしトルク電流指令を表すものであり、前記
位相角をもとにベクトル回転器３０により固定
子座標系における電流指令i*〓1，i*β1に変換され
る。このベクトル回転器３０の出力i*〓1，i*〓1は二
次磁束成分φ〓1，φ〓1を作るための電流指令であつ
て、２相−３相変換器３１により２相−３相変換
を行つて一次電流指令i* a1，i* b1，i* c1を作り、偏差
演算器３２，３３，３４によつて求められる。各
相別の一次電流ia1，ib1，ic1との偏差が零となる
ように電力変換器３を介して一次電流が制御され
る。 On the other hand, from the secondary magnetic flux command φ * 2 , the magnetizing current calculator 2
8, the corresponding magnetizing current command i * d1 is determined, and the torque current calculator 29 determines the torque current command i * q1 from the secondary magnetic flux command φ * 2 and the torque command τ * . These two current commands i * d1 and i * q1 represent magnetizing current commands or torque current commands in a rotating coordinate system in which the rotating magnetic flux is considered as the d-axis, and are fixed by the vector rotator 30 based on the phase angle. It is converted into the current command i * 〓 1 , i * β1 in the child coordinate system. The outputs i * 〓 1 , i * 〓 1 of the vector rotator 30 are current commands for creating secondary magnetic flux components φ 1 , φ 1 , and are converted into two-phase − Primary current commands i * a1 , i * b1 , i * c1 are generated by three-phase conversion and are determined by deviation calculators 32, 33, and 34. The primary current is controlled via the power converter 3 so that the deviation from the primary currents i a1 , i b1 , and i c1 for each phase becomes zero.
このように構成された磁束検出型ベクトル制御
装置においては、電流指令を与えて磁束を直接制
御するので、電動機定数で最も不確定要素の多い
二次側のインダクタンスや抵抗を必要としない。
したがつて、誘導電動機２の一次回路および二次
回路の抵抗やインダクタンス等の定数が変化して
も磁束演算器２６の入力一次電圧va1，vb1，vc1、
入力二次電流ia1，ib1，ic1の変化として受けとめ
られ、それに応じて磁束の演算結果が変わるの
で、パラメータの変化によるベクトル制御特性の
低下は少ない。 In the magnetic flux detection type vector control device configured in this way, since the magnetic flux is directly controlled by giving a current command, there is no need for secondary side inductance or resistance, which have the largest number of uncertain factors among motor constants.
Therefore, even if constants such as resistance and inductance of the primary circuit and secondary circuit of the induction motor 2 change, the input primary voltages v a1 , v b1 , v c1 of the magnetic flux calculator 26 ,
This is recognized as a change in the input secondary currents i a1 , i b1 , and i c1 , and the calculation result of the magnetic flux changes accordingly, so that there is little deterioration in vector control characteristics due to parameter changes.
しかしながら磁束センサを設ける場合はセンサ
の精度および分解能に問題が多く、また磁束演算
器を用いると特に低速時の電圧ひずみのために演
算精度に問題があり、実施できないのが実情であ
る。 However, when a magnetic flux sensor is provided, there are many problems with the accuracy and resolution of the sensor, and when a magnetic flux calculator is used, there are problems with calculation accuracy due to voltage distortion especially at low speeds, and the actual situation is that it cannot be implemented.
（発明が解決しようとする問題点）
すべり周波数型ベクトル制御装置（第２図）に
おいては、温度によつて二次抵抗が変化するとす
べり周波数指令ω* Sの計算に大きな誤差が発生し、
本来のベクトル制御が維持できなくなつて特性が
低下する。(Problems to be Solved by the Invention) In the slip frequency type vector control device (Fig. 2), when the secondary resistance changes due to temperature, a large error occurs in the calculation of the slip frequency command ω * S.
The original vector control cannot be maintained and the characteristics deteriorate.
したがつて、本発明は温度変化による二次抵抗
の変化を補償し、全速度範囲で高精度のベクトル
制御を実現し得る誘導機の制御装置を提供するこ
とを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a control device for an induction machine that can compensate for changes in secondary resistance due to temperature changes and realize highly accurate vector control over the entire speed range.
（問題点を解決するための手段）
本発明の制御装置は、すべり周波数型ベクトル
制御装置を基本とし、その一次電流位相指令と別
に算出した磁束検出型ベクトル制御の原理による
一次電流位相とを比較し、両者の間に差異が生じ
たらすべり周波数演算における誘導機二次抵抗の
値に補正を加えることを特徴とする。
(Means for Solving the Problems) The control device of the present invention is based on a slip frequency type vector control device, and compares its primary current phase command with a separately calculated primary current phase based on the principle of magnetic flux detection type vector control. However, if a difference occurs between the two, a correction is added to the value of the induction machine secondary resistance in the slip frequency calculation.
（作 用）
誘導機の二次側パラメータの温度変化が無い限
り全速度範囲で高精度のベクトル制御を実現し得
るすべり周波数型の制御を基本とし、温度変化に
よる二次側パラメータの変化に基づくすべり周波
数の演算誤差は磁束検出型ベクトル制御の原理に
よる演算結果に基づいて修正されるので、結果と
して全速度範囲にわたつて二次側パラメータの温
度変化の影響を受けない高精度のベクトル制御を
実現することができる。(Function) The control is based on slip frequency type control that can achieve highly accurate vector control over the entire speed range as long as there is no temperature change in the secondary side parameters of the induction machine, and is based on changes in the secondary side parameters due to temperature changes. Calculation errors in the slip frequency are corrected based on the calculation results based on the principle of magnetic flux detection type vector control, resulting in highly accurate vector control that is unaffected by temperature changes in the secondary side parameters over the entire speed range. It can be realized.
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示すものである。
ここで第２図または第３図と同一の符号は同一の
回路要素ないし信号を示している。(Example) FIG. 1 shows an example of the present invention.
Here, the same reference numerals as in FIG. 2 or 3 indicate the same circuit elements or signals.
この実施例におけるベクトル制御指令演算回路
１０へ導入される二次磁束指令Φ* 2は磁化電流演
算器２８において磁化電流指令i* d1へ、またトル
ク指令τ*は磁束指令Φ* 2の助けを借りてトルク電
流演算器２９においてトルク電流指令i* q1へ変換
される。磁化電流指令i* d1とトルク電流指令i* q1は
ベクトル変換器３５によつて回転磁束座標軸
（ｄ，ｑ軸）上での電流i* 1および位相角θ*に変換
される。 In this embodiment, the secondary magnetic flux command Φ * 2 introduced into the vector control command calculation circuit 10 is converted into the magnetizing current command i * d1 in the magnetizing current calculation unit 28, and the torque command τ * is converted to the magnetic flux command Φ * 2 with the help of the magnetic flux command Φ * 2 . This is converted into a torque current command i * q1 by the torque current calculator 29. The magnetizing current command i * d1 and the torque current command i * q1 are converted by the vector converter 35 into a current i * 1 and a phase angle θ * on the rotating magnetic flux coordinate axes (d, q axes).
一方、トルク電流指令i* q1と二次磁束指令Φ* 2を
用い、すべり周波数演算器３６においてすべり周
波数指令ω* Sを作り、加算器３７により回転周波
数ωRとω* Sの和すなわち一次周波数指令ω* 1を作
る。さらに一次周波数指令ω* 1を積分器３８によ
つて積分し、回転座標軸の位相角1を求め、前
記dq軸上での位相角θ*との和すなわちθ* 1＝θ*＋
1を求めると、このθ* 1は静止軸上で見た電流の
位相である。一次電流の絶対値i* 1は磁化電流指令
i* d1とトルク電流指令i* q1の合成電流であり、位相
角θ* 1はその静止２軸上での位相角を示す。したが
つて、この絶対値i* 1と位相角θ* 1を２相−３相変換
器３９により２相→３相変換して３相電流指令
i* a1，i* b1，i* c1を作り、偏差演算器３２，３３，３
４において電力変換器３の出力電流すなわち誘導
電動機２の一次電流ia1，ib1，ic1と各相別に比較
し、その偏差を零とするように電流制御が行われ
る。 On the other hand, using the torque current command i * q1 and the secondary magnetic flux command Φ * 2 , the slip frequency calculation unit 36 generates the slip frequency command ω * S , and the adder 37 calculates the sum of the rotational frequencies ω R and ω * S , that is, the primary Create frequency command ω * 1 . Furthermore, the primary frequency command ω * 1 is integrated by the integrator 38 to obtain the phase angle 1 of the rotating coordinate axis, and the sum with the phase angle θ * on the dq axis, that is, θ * 1 = θ * +
1 , this θ * 1 is the phase of the current seen on the stationary axis. The absolute value of the primary current i * 1 is the magnetizing current command
It is a composite current of i * d1 and torque current command i * q1 , and the phase angle θ * 1 indicates the phase angle on the two stationary axes. Therefore, this absolute value i * 1 and phase angle θ * 1 are converted from 2 to 3 phases by the 2-phase to 3-phase converter 39 to obtain a 3-phase current command.
Create i * a1 , i * b1 , i * c1 and deviation calculators 32, 33, 3
4, the output current of the power converter 3, that is, the primary currents i a1 , i b1 , and i c1 of the induction motor 2 are compared for each phase, and current control is performed so as to make the deviation zero.
基本的には以上のすべり周波数型制御方式によ
りベクトル制御が可能であるが、すべり周波数指
令ω* Sを演算するとき
ω* S＝MR2／L2・i*／q1／Φ*／2 …(1)
に従つて計算する。ただし、R2は二次抵抗、L2
は二次自己インダクタンス、Ｍは一次二次間相互
インダクタンスである。ここで二次抵抗R2が温
度によつて変化すると、すべり周波数指令に誤差
が含まれることになる。その結果として一次周波
数指令ω*１も誤差を含み、一次電流の位相角指
令θ*１も誤差を含むことになる。したがつて、二
次磁束とトルク電流の直交関係が維持できなくな
り、ベクトル制御特性が低下する。そこで本発明
に従い抵抗補償回路４０を設けることにより、す
べり周波数演算に用いるためにプリセツトされる
二次抵抗R2の補正が行われる。 Basically, vector control is possible using the above slip frequency type control method, but when calculating the slip frequency command ω * S , ω * S = MR 2 /L 2・i * / q1 /Φ * / 2 ... Calculate according to (1). However, R 2 is the secondary resistance, L 2
is the secondary self-inductance, and M is the primary-secondary mutual inductance. Here, if the secondary resistance R 2 changes with temperature, the slip frequency command will include an error. As a result, the primary frequency command ω * 1 also includes an error, and the primary current phase angle command θ * 1 also includes an error. Therefore, the orthogonal relationship between the secondary magnetic flux and the torque current cannot be maintained, and the vector control characteristics deteriorate. Therefore, by providing the resistance compensation circuit 40 according to the present invention, the secondary resistance R 2 preset for use in calculating the slip frequency is corrected.
抵抗補償回路４０においては、まず磁束演算器
２６により静止２軸（α、β軸）上で見た磁束成
分φ〓1，φ〓2を求める。次いで、ベクトルアナライ
ザ２７において合成磁束絶対値φ2とα軸のなす
角すなわち二次磁束φ2の位相角のsinΦとcos
を求める。は回転二次磁束φ2の位置を静止２
軸（α，β軸）上で見たものであり、一次周波数
とともに刻々変化する。ベクトル回転器３０にお
いては磁化電流指令i* d1を二次磁束φ2の方向に一
致させ、トルク電流指令i* q1を二次磁束と直角方
向にとり、回転座標系から静止座標系への変換を
行うもので、合成電流と位相角*１が得られる。 In the resistance compensation circuit 40, first, the magnetic flux components φ〓 1 and φ〓 2 as seen on two stationary axes (α and β axes) are determined by the magnetic flux calculator 26. Next, in the vector analyzer 27, the angle between the composite magnetic flux absolute value φ 2 and the α axis, that is, the phase angle of the secondary magnetic flux φ 2, sinΦ and cos
seek. is the position of the rotating secondary magnetic flux φ 2 at rest 2
It is seen on the axes (α, β axes) and changes moment by moment with the primary frequency. In the vector rotator 30, the magnetizing current command i * d1 is made to match the direction of the secondary magnetic flux φ 2 , the torque current command i * q1 is taken in the direction perpendicular to the secondary magnetic flux, and the rotation coordinate system is converted to the stationary coordinate system. By doing so, we can obtain the composite current and phase angle * 1.
位相角* 1はすべり周波数指令ω* Sに誤差が含ま
れなければ加算器４１の出力θ* 1と一致するはずで
あるが、二次抵抗R2が変化すると
θ* 1＝θ*＋1＝θ*＋∫ω* 1dt
＝θ*＋∫（ωR＋MR2／L2i*／q1／φ*／2）dt …(2)
の関係により* 1−θ* 1が零にならなくなる。そこ
で偏差演算器４２において磁束演算をもとにして
得られた一次電流の位相角* 1とすべり周波数演
算により得られた位相角θ* 1を比較し、その偏差に
定数回路４３で適宜比例定数数を乗じてすべり周
波数演算に補正を加えるものとする。 The phase angle * 1 should match the output θ * 1 of the adder 41 if the slip frequency command ω * S contains no error, but if the secondary resistance R 2 changes, θ * 1 = θ * + 1 =θ * +∫ω * 1 dt =θ * +∫ (ω R +MR 2 /L 2 i * / q1 /φ * / 2 ) dt …If * 1 −θ * 1 becomes zero due to the relationship (2) It disappears. Therefore, the deviation calculator 42 compares the phase angle * 1 of the primary current obtained based on the magnetic flux calculation with the phase angle θ * 1 obtained by the slip frequency calculation, and the constant circuit 43 applies a proportional constant to the deviation as appropriate. It is assumed that correction is applied to the slip frequency calculation by multiplying the number.
一次電流位相角*１およびθ* 1との差が零にな
るように二次抵抗R2を修正する最も通常のやり
方は、速度制御と同様に積分演算を利用するもの
である。すなわち、ｋを比例定数として、
ΔR2＝k∫（Φ* 1−θ* 1）dt
が零になるようにするものである。一次電流位相
角* 1およびθ* 1が一致すれば、上式のΔR2が零に
なり、この演算ループは設けられていないのと等
価になる。 The most common way to modify the secondary resistance R 2 so that the difference with the primary current phase angle * 1 and θ * 1 becomes zero is to use an integral operation, similar to speed control. In other words, ΔR 2 =k∫(Φ * 1 −θ * 1 )dt is set to zero, where k is a proportionality constant. If the primary current phase angle * 1 and θ * 1 match, ΔR 2 in the above equation becomes zero, which is equivalent to not providing this calculation loop.
以上のように誘導機のベクトル制御において、
すべり周波数の演算過程に含まれる二次抵抗R2
変化の影響を、演算磁束によつて観測し、二次抵
抗R2に補正を加えてすべり周波数指令ω* Sの演算
をより正確に行なうことができる。 As mentioned above, in vector control of an induction machine,
Secondary resistance R 2 included in the slip frequency calculation process
The influence of the change can be observed using the calculated magnetic flux, and the secondary resistance R 2 can be corrected to more accurately calculate the slip frequency command ω * S .
二次抵抗R2変化の影響を、磁束センサによつ
て直接検出た二次磁束Φ2によつて観測し、二次
磁束指令Φ* 2との偏差により二次抵抗R2に補正を
加えてもよい。また、第１図の実施例においては
合成電流の位相角に注目して二次抵抗R2に補正
を加えたが、ベクトル変換器３５の出力θ*は磁化
電流指令i* d1トルク電流指令i* q1によつて与えられ、
θ*＝tan-1（i* q1／i* d1）
であるので、二次磁束の位相Φ* 1と積分器３８の
出力すなわち1を比較し、その偏差に応じて補
正を加えても同じことである。 The effect of the change in the secondary resistance R 2 is observed by the secondary magnetic flux Φ 2 directly detected by the magnetic flux sensor, and the secondary resistance R 2 is corrected according to the deviation from the secondary magnetic flux command Φ * 2 . Good too. In addition, in the embodiment shown in FIG. 1, the secondary resistance R 2 was corrected by paying attention to the phase angle of the composite current, but the output θ * of the vector converter 35 is equal to the magnetizing current command i * d1 torque current command i * q1 , and θ * = tan -1 (i * q1 / i * d1 ), so compare the phase Φ * 1 of the secondary magnetic flux with the output of the integrator 38, that is, 1 , and calculate the deviation. The same thing happens even if corrections are made accordingly.
また、二次抵抗R2の変化は主として温度の変
化によるので、変動の時定数は非常に大きいのが
普通である。したがつて、常時磁束を観測する必
要はなく、間欠的に行つたり、磁束演算のしやす
い高速時において観測し、二次抵抗R2の補正を
加えることも可能である。 Further, since the change in the secondary resistance R 2 is mainly due to a change in temperature, the time constant of the change is usually very large. Therefore, it is not necessary to observe the magnetic flux all the time, but it is possible to observe it intermittently or at high speeds when it is easy to calculate the magnetic flux, and to add correction for the secondary resistance R2 .
本発明は誘導機のベクトル制御においてすべり
周波数演算過程に含まれる二次抵抗R2の誤差の
影響を磁束の検出または推定によつて観測し、二
次抵抗R2に補正を加えることによつて、温度変
化に応動したより正確なベクトル演算を可能と
し、より正確な誘導機のベクトル制御を実現する
ことができる。
The present invention observes the influence of errors in the secondary resistance R2 included in the slip frequency calculation process in vector control of induction machines by detecting or estimating magnetic flux, and corrects the secondary resistance R2 . , it is possible to perform more accurate vector calculations in response to temperature changes, and more accurate vector control of the induction machine can be realized.
第１図は本発明による誘導機の制御装置の一実
施例を示すブロツク図、第２図および第３図は従
来の異なる誘導機の制御装置の構成を示すブロツ
ク図である。
２…誘導電動機、３…電力変換器、４…速度検
出器、１０…ベクトル制御指令演算回路、２６…
磁束演算器、２７…ベクトルアナライザ、２８…
磁化電流演算器、２９…トルク電流演算器、３０
…ベクトル回転器、３５…ベクトル変換器、３６
…すべり周波数演算器、３７，４１…加算器、３
８…積分器、３９…２相−３相変換器、４０…抵
抗補償回路、４２…偏差演算器、４３…定数回
路。
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of an induction motor control device according to the present invention, and FIGS. 2 and 3 are block diagrams showing the configuration of different conventional induction motor control devices. 2... Induction motor, 3... Power converter, 4... Speed detector, 10... Vector control command calculation circuit, 26...
Magnetic flux calculator, 27... Vector analyzer, 28...
Magnetizing current calculator, 29...torque current calculator, 30
...Vector rotator, 35...Vector converter, 36
...Slip frequency calculator, 37, 41...Adder, 3
8... Integrator, 39... 2-phase-3-phase converter, 40... Resistance compensation circuit, 42... Deviation calculator, 43... Constant circuit.
Claims (1)
と二次磁束指令Φ* 2との比およびプリセツトされ
た誘導機二次抵抗R2に比例するものとしてすべ
り周波数指令ω* sを演算するすべり周波数演算手
段３６と、 与えられた二次磁束指令Φ* 2に対応する磁化電
流指令i* d1と与えられたトルク指令τ*に対応する
トルク電流指令i* q1のベクトル和として一次電流
指令絶対値i* 1およびその回転座標軸上で見た位相
角θ*を求める演算手段３５と、 すべり周波数演算手段３６によつて演算された
すべり周波数指令ω* 2および誘導機２の実際の回
転周波数ωRの和として求められる一次周波数指
令ω* 1を積分して、回転座標軸上で見た位相角φ1
を得る演算手段３８と、 一次電流指令絶対値i* 1、並びに一次電流指令位
相角θ*および演算手段３８によつて演算された位
相角φ１の和として得られる静止軸上で見た一次
電流指令位相角θ* 1に基づいて一次電流指令i* a1，
i* b1，i* c1を形成する電流指令形成手段３９と、 誘導機２二次磁束の検出値、並びにトルク電流
指令i* q1および磁化電流指令i* d1に基づいて静止軸
上で見た一次電流指令位相角φ* 1を演算する演算
手段２７，３０と、 この演算手段２７，３０によつて得られた一次
電流位相角φ* 1と演算手段３５からの一次電流指
令位相角θ*および演算手段３８からの位相角φ1
の和として得られた一次電流位相角θ* 1との差が零
になるように、すべり周波数演算手段３６による
すべり周波数演算で用いられる二次抵抗R2を補
正する補正手段４２，４３と、 電流指令形成手段３９によつて得られた一次電
流指令i* a1，i* b1，i* c1に基づいて誘導機一次電流ia1
，
ib1，ic1を制御する電流制御手段３と を具備した誘導機の制御装置。[Claims] 1 Torque current command i * q1 corresponding to torque command τ *
and a secondary magnetic flux command Φ * 2 and a slip frequency calculation means 36 for calculating a slip frequency command ω * s as being proportional to the preset induction machine secondary resistance R 2 and the given secondary magnetic flux command. The primary current command absolute value i * 1 and its phase as seen on the rotating coordinate axis as the vector sum of the magnetizing current command i * d1 corresponding to Φ * 2 and the torque current command i * q1 corresponding to the given torque command τ * The calculation means 35 for calculating the angle θ * and the primary frequency command ω * 1 obtained as the sum of the slip frequency command ω * 2 calculated by the slip frequency calculation means 36 and the actual rotational frequency ω R of the induction machine 2 are calculated . Integrate and obtain the phase angle φ 1 as seen on the rotating coordinate axis
and the primary current seen on the stationary axis obtained as the sum of the primary current command absolute value i * 1 , the primary current command phase angle θ * , and the phase angle φ1 calculated by the calculation means 38. Based on the command phase angle θ * 1 , the primary current command i * a1 ,
A current command forming means 39 that forms i * b1 , i * c1 , a detected value of the induction machine 2 secondary magnetic flux, and a torque current command i * q1 and a magnetizing current command i * d1 as viewed on the stationary axis. Calculating means 27 and 30 for calculating the primary current command phase angle φ * 1 , and the primary current phase angle φ * 1 obtained by the calculating means 27 and 30 and the primary current command phase angle θ * from the calculating means 35. and phase angle φ 1 from calculation means 38
correction means 42 and 43 for correcting the secondary resistance R 2 used in the slip frequency calculation by the slip frequency calculation means 36 so that the difference from the primary current phase angle θ * 1 obtained as the sum of θ*1 becomes zero; The induction machine primary current i a1 is determined based on the primary current commands i * a1 , i * b1 , i * c1 obtained by the current command forming means 39 .
，
A control device for an induction machine, comprising current control means 3 for controlling i b1 and i c1 .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62056638A JPS63224687A (en) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | Controller for induction machine |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62056638A JPS63224687A (en) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | Controller for induction machine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63224687A JPS63224687A (en) | 1988-09-19 |
| JPH0542234B2 true JPH0542234B2 (en) | 1993-06-25 |
Family
ID=13032873
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62056638A Granted JPS63224687A (en) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | Controller for induction machine |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63224687A (en) |
-
1987
- 1987-03-13 JP JP62056638A patent/JPS63224687A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63224687A (en) | 1988-09-19 |
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