JPH0239193B2 - - Google Patents
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- JPH0239193B2 JPH0239193B2 JP57090135A JP9013582A JPH0239193B2 JP H0239193 B2 JPH0239193 B2 JP H0239193B2 JP 57090135 A JP57090135 A JP 57090135A JP 9013582 A JP9013582 A JP 9013582A JP H0239193 B2 JPH0239193 B2 JP H0239193B2
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、誘導電動機の一次巻線に流す電流
を制御することによつて誘導電動機のトルクを制
御する誘導電動機の制御装置に関するものであ
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an induction motor control device that controls the torque of an induction motor by controlling the current flowing through the primary winding of the induction motor.
従来、この種の装置として第１図に示すものが
あつた。図において、１はトルクの指令値Trを
発生するトルク指令発生器、２はトルク指令Tr
を入力し、定数倍してトルク分電流Iτを発生する
回路、３は二次磁束の指令値Φ2を発生する磁束
指令発生器、４は二次磁束指令Φ2を入力し、定
数倍して励磁分電流IEを発生する回路、５はト
ルク分電流Iτ及び励磁分電流IEを入力し、後述す
る演算をして一次電流I1の絶対値｜I1｜、位相θτ
及びすべり角周波数ωsを発生する回路、６はす
べり角周波数ωsを後述の動作により補正したす
べり角周波数ωs′を発生する回路、７は誘導電動
機の回転角周波数ωrを入力し、後述する演算に
より一次電流I1を得る駆動回路、８は一次電流I1
により制御される誘導電動機、９は誘導電動機８
の回転を検出して回転角周波数ωrを発生する回
転検出器である。 Conventionally, there has been a device of this type as shown in FIG. In the figure, 1 is a torque command generator that generates a torque command value Tr, and 2 is a torque command Tr.
3 is a magnetic flux command generator that generates a secondary magnetic flux command value Φ 2 , and 4 is a circuit that inputs the secondary magnetic flux command Φ 2 and multiplies it by a constant. A circuit 5 inputs the torque component current Iτ and the excitation component current IE, and calculates the absolute value of the primary current I 1 |I 1 |, phase θτ by performing the calculations described below.
and a circuit that generates the slip angular frequency ωs; 6 is a circuit that generates the slip angular frequency ωs′ obtained by correcting the slip angular frequency ωs by the operation described below; 7 inputs the rotational angular frequency ωr of the induction motor; A drive circuit that obtains the primary current I 1 , 8 is the primary current I 1
An induction motor 9 is controlled by an induction motor 8.
This is a rotation detector that detects the rotation of and generates the rotational angular frequency ωr.
ここで、回路５１〜５３は次式で示す演算処理
を行なう回路である。 Here, the circuits 51 to 53 are circuits that perform arithmetic processing shown in the following equation.
｜I1｜＝√2×2 ………(1)
θτ＝tan-1（Iτ／IE） ………(2)
ωs＝R2／L2×Iτ／IE ………(3)
但し、R2、L2はそれぞれ誘導電動機８も二次
巻線の抵抗及びインダクタンスである。｜I 1 ｜=√ 2 × 2 ………(1) θτ＝tan -1 (Iτ/IE) ………(2) ωs＝R 2 /L 2 ×Iτ/IE ………(3) However, R 2 and L 2 are the resistance and inductance of the secondary winding of the induction motor 8, respectively.
第２図は以上の関係をベクトル表示したベクト
ル図である。励磁分電流IEを横軸にとりトルク
分電流Iτを縦軸にとると、一次電流I1はそれらの
合成ベクトルとなり、トルク分電流Iτの変化に対
して縦軸上を移動する。 FIG. 2 is a vector diagram showing the above relationship as a vector. If the excitation current IET is plotted on the horizontal axis and the torque component current Iτ is plotted on the vertical axis, the primary current I 1 becomes a composite vector of these, and moves on the vertical axis with respect to changes in the torque component current Iτ.
また、駆動回路７から出力される一次電流I1は
次式より演算される。 Further, the primary current I 1 output from the drive circuit 7 is calculated from the following equation.
I1＝｜I1｜sin（ωt＋θτ）＝√2＋2sin｛
（ωr＋ωss）ｔ＋tan-1Iτ／IE｝………(4)
但し、
ω＝ωr＋ωs
このような関係により、トルク指令変化後の定
常条件が完全に満足され、かつ誘導電動機８の二
次磁束が一定、即ち二次磁束指令Φ2が一定の場
合には誘導電動機８のトルクＴ、すべり角周波数
ωs及びトルク分電流Iτは、互いに直線的な比例
関係を保つものとなり、誘導電動機８のトルクＴ
は一次電流I1により制御できる。以上のようにし
てこの装置は、トルク指令値Trに対して線形な
応答を示すものとなる。 I 1 = | I 1 | sin (ωt + θτ) = √ 2 + 2 sin {
(ωr + ωss) t + tan -1 Iτ/IE}......(4) However, ω=ωr+ωs Due to this relationship, the steady condition after the torque command changes is completely satisfied, and the secondary magnetic flux of the induction motor 8 is constant. That is, when the secondary magnetic flux command Φ 2 is constant, the torque T of the induction motor 8, the slip angular frequency ωs, and the torque component current Iτ maintain a linear proportional relationship with each other, and the torque T of the induction motor 8
can be controlled by the primary current I1 . As described above, this device exhibits a linear response to the torque command value Tr.
しかし、上記のような特性は、二次巻線の抵抗
R2が温度等によつて変化しない場合にのみ成立
するのであつて、実際の場合は抵抗R2が温度に
よつて変化するので、励磁分電流IE及びトルク
分電流Iτも温度変化の影響を受ける。このため、
上記の装置におけるトルク指令値Trに対する線
形性がくずれてしまい、定常状態であつても誘導
電動機８の二次磁束が変化してしまつたり、発生
トルクに誤差を生じたりする。 However, the above characteristics are due to the resistance of the secondary winding
This only holds true if R 2 does not change due to temperature, etc. In reality, resistance R 2 changes depending on temperature, so the excitation component current IE and torque component current Iτ are also affected by temperature changes. receive. For this reason,
The linearity with respect to the torque command value Tr in the above-mentioned device is lost, and even in a steady state, the secondary magnetic flux of the induction motor 8 changes or an error occurs in the generated torque.
このため、第１図に示すように補正回路として
回路６が設けられ、すべり角周波数ωsを次式で
補正していた。 For this reason, as shown in FIG. 1, a circuit 6 is provided as a correction circuit, and the slip angular frequency ωs is corrected using the following equation.
ωs′＝ωs×R2′／R2＝R2′／L2×Iτ／IE ………(5)
第３図は(5)式を実現した回路６のブロツク図で
あり、(5)式の演算を得るように構成されている。
図において、６１は誘導電動機８の逆起電力指令
値Emの発生回路、６２は誘導電動機８中の実際
の逆起電力Em′の検出回路である。第１図に示す
装置においては誘導電動機８に供給される一次電
流が制御されるが、温度変化によつて抵抗R2が
変化すると誘導電動機８の内部の励磁部分電流
IEとトルク分電流Iτの比が指令値と一致しなくな
る。この結果起電力指令値Emと実際の起電力
Em′との間に偏差が生じる。従つて、第３図に示
すように起電力指令値Emと実際の起電力Em′の
偏差を演算増幅器６３に入力すれば抵抗R2の変
化量ΔR2／R2が得られるので、この出力と基準
値１とを加算すればR2′／R2が得られる。この値
が乗算器６５ですべり周波数ωsと掛算され、
ωs′となつて出力される。その結果、誘導電動機
８の内部の励磁分電流IEとトルク分電流Iτの比が
指令値と一致するように制御されるので、二次導
体抵抗R2が変化しても良好なトルク制御性が得
られる。ωs′=ωs×R 2 ′/R 2 =R 2 ′/L 2 ×Iτ/IE (5) is configured to obtain the operation of the expression.
In the figure, 61 is a generation circuit for the back electromotive force command value Em of the induction motor 8, and 62 is a detection circuit for the actual back electromotive force Em' in the induction motor 8. In the device shown in FIG. 1, the primary current supplied to the induction motor 8 is controlled, but if the resistance R 2 changes due to temperature changes, the excitation partial current inside the induction motor 8
The ratio of IE and torque component current Iτ no longer matches the command value. As a result, the electromotive force command value Em and the actual electromotive force
A deviation occurs between Em′. Therefore, as shown in FIG. 3, if the deviation between the electromotive force command value Em and the actual electromotive force Em' is input to the operational amplifier 63, the amount of change ΔR 2 /R 2 of the resistance R 2 can be obtained, and this output By adding this and the reference value 1, R 2 '/R 2 is obtained. This value is multiplied by the slip frequency ωs in a multiplier 65,
It is output as ωs′. As a result, the ratio of the excitation current IE to the torque current Iτ inside the induction motor 8 is controlled to match the command value, so good torque control is achieved even if the secondary conductor resistance R 2 changes. can get.
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構
成されており、運転状態において誘導電動機の二
次巻線の抵抗の温度変化に対処すべく、すべり角
周波数を補正していたが、低速領域においては逆
起電力Em′が小さい値になるため検出誤差が発生
しやすいという欠点があつた。 Conventional induction motor control devices are configured as described above, and the slip angular frequency is corrected in order to cope with temperature changes in the resistance of the secondary winding of the induction motor during operating conditions. has the disadvantage that detection errors are likely to occur because the back electromotive force Em′ becomes a small value.
この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するためになされたもので、二次銅損より二
次巻線の温度変化を推定し、その結果ですべり角
周波数を補正することにより、低速領域さらには
停止時においても温度変化による二次巻線の抵抗
変化の影響を補正できる誘導電動機の制御装置を
提供することを目的としている。 This invention was made in order to eliminate the drawbacks of the conventional ones as described above, and by estimating the temperature change of the secondary winding from the secondary copper loss and correcting the slip angular frequency with the result, It is an object of the present invention to provide a control device for an induction motor that can correct the influence of changes in resistance of a secondary winding due to temperature changes even in a low speed region and even when stopped.
以下、この発明の一実施例の構成を第４図に示
す。図において、９は誘導電動機の回転を検出
し、回転角周波数あるいは回転角を発生させる回
転検出器、１２は電流ベクトル演算回路で例えば
回路５のような構成をしている。８，９は従来装
置と同じである。１３は可変周波数電力変換装置
で、電源（図示せず）と誘導電動機８との間に接
続された複数の固体スイツチからなる固体スイツ
チ回路であつて、例えばインバータ回路又はサイ
クロコンバータ回路である。１４は電流ベクトル
演算回路１２の出力と回転検出器９の出力から可
変周波数電力変換装置１３への制御信号を発生す
る関数発生回路、１５は誘導電動機８の内部で発
生する二次磁束や起電力などの電機的諸量を検出
するための検出手段である。１６は電流ベクトル
演算回路１２の出力のうちのすべり角周波数或い
はすべり角を修正するための第一の修正手段、１
７は検出手段１５より第一の修正手段１６に入力
される検出量の基準値を発生するための基準値発
生回路、１８は二次銅損に基づいて電流ベクトル
演算回路１２の出力のうちのすべり角周波数或い
はすべり角を修正するための第二の修正手段、１
９は第一の修正手段１６及び第二の修正手段１８
の出力から電流ベクトル演算回路１２の出力のう
ちのすべり角周波数或いはすべり角を修正する修
正回路である。 The configuration of an embodiment of the present invention is shown in FIG. 4 below. In the figure, numeral 9 is a rotation detector that detects the rotation of the induction motor and generates a rotation angular frequency or rotation angle, and 12 is a current vector calculation circuit having a configuration similar to circuit 5, for example. 8 and 9 are the same as in the conventional device. Reference numeral 13 denotes a variable frequency power converter, which is a solid-state switch circuit including a plurality of solid-state switches connected between a power source (not shown) and the induction motor 8, and is, for example, an inverter circuit or a cycloconverter circuit. 14 is a function generation circuit that generates a control signal to the variable frequency power converter 13 from the output of the current vector calculation circuit 12 and the output of the rotation detector 9; 15 is a secondary magnetic flux or electromotive force generated inside the induction motor 8; This is a detection means for detecting various electrical quantities such as. 16 is a first correction means for correcting the slip angle frequency or slip angle of the output of the current vector calculation circuit 12;
7 is a reference value generation circuit for generating a reference value of the detected amount inputted from the detection means 15 to the first correction means 16; 18 is a reference value generation circuit for generating a reference value of the detected amount inputted from the detection means 15 to the first correction means 16; Second modification means for modifying slip angle frequency or slip angle, 1
9 is a first correction means 16 and a second correction means 18
This is a correction circuit that corrects the slip angle frequency or slip angle of the output of the current vector calculation circuit 12 from the output of the current vector calculation circuit 12.
以下更に詳細に、各構成部分の実施例を示しな
がら説明する。 In the following, each component will be described in more detail while showing examples of its construction.
第５図は、第４図実施例における電流ベクトル
演算回路１２の一実施例を示す図である。図にお
いて、２つの乗算器１２０，１２２、加算器１２
３及び関数発生器１２４によつて(1)式の演算を行
ない一次電流の絶対値｜I1｜を得る。一方、割算
器１２１によりIτ／IEを求め、これを関数発生器
１２５に入力すると(2)式のθτが得られ、基準量
R2／L2と乗算器１２６で掛算すると(3)式のωsが
得られる。又、微分器１２７を追加すればθτの微
分値ωτが得られ、積分器１２８を追加すればす
べり角周波数ωsの積分値、即ちすべり角が得ら
れる。 FIG. 5 is a diagram showing an embodiment of the current vector calculation circuit 12 in the embodiment of FIG. 4. In the figure, two multipliers 120 and 122, an adder 12
3 and the function generator 124 calculate the equation (1) to obtain the absolute value |I 1 | of the primary current. On the other hand, when Iτ/IE is obtained by the divider 121 and inputted to the function generator 125, θτ of equation (2) is obtained, and the reference quantity
Multiplying R 2 /L 2 by the multiplier 126 yields ωs in equation (3). Further, by adding the differentiator 127, the differential value ωτ of θτ can be obtained, and by adding the integrator 128, the integral value of the slip angular frequency ωs, that is, the slip angle can be obtained.
第６図は、第４図実施例における電流ベクトル
演算回路１２の他の一実施例を示し、この図では
すべり角周波数ωsの演算部分は第５図の実施例
と同一であるが、一次電流の絶対値｜I1｜と位相
θτを演算しない励磁分電流指令IE及びトルク分
電流指令Iτを出力している点が異なる。 FIG. 6 shows another embodiment of the current vector calculation circuit 12 in the embodiment of FIG. The difference is that the excitation component current command IE and the torque component current command Iτ are output without calculating the absolute value |I 1 | and the phase θτ.
第７図は、第４図実施例における可変周波数電
力変換装置の一実施例を示す図である。図におい
て２０は３相交流電源、１３１は整流回路（電流
制御回路を含む）、１３２はインバータ回路（転
流制御回路を含む）及び１３３は直流リアクトル
である。この実施例では、一次電流の振幅｜I1｜
が整流回路１３１によつて制御され、一次電流の
位相θ1がインバータ回路１３２によつて制御され
る。 FIG. 7 is a diagram showing an embodiment of the variable frequency power converter in the embodiment of FIG. 4. In the figure, 20 is a three-phase AC power supply, 131 is a rectifier circuit (including a current control circuit), 132 is an inverter circuit (including a commutation control circuit), and 133 is a DC reactor. In this example, the amplitude of the primary current |I 1 |
is controlled by the rectifier circuit 131, and the phase θ 1 of the primary current is controlled by the inverter circuit 132.
第８図は、第４図実施例における可変周波数電
力変換装置の他の一実施例を示す図である。図に
おいて、１３４はパルス幅制御方式（PWM方
式）によつて制御される電流制御形インバータ
（電流制御回路を含む）であり、この実施例では
一次電流の振幅｜I1｜及び位相θ1が同時に電流制
御形インバータで制御されるので３相瞬時電流指
令i1a、i1b、i1cが入力される。 FIG. 8 is a diagram showing another embodiment of the variable frequency power converter device in the embodiment of FIG. 4. In the figure, 134 is a current-controlled inverter (including a current control circuit) controlled by a pulse width control method (PWM method), and in this embodiment, the amplitude |I 1 | and phase θ 1 of the primary current are At the same time, since it is controlled by a current control type inverter, three-phase instantaneous current commands i 1 a, i 1 b, and i 1 c are input.
第９図は、第４図実施例における関数発生回路
１４の一実施例である。この図では、ωτ、
ωs′（後述の方法でωsを修正して得られるすべり
角周波数）及び誘導電動機８の回転角周波数ωr
を加算器１４０で加算した後、積分器１４１によ
り一次電流の位相θ1を発生する。回転角周波数
ωrは、回転検出器９として、たとえばタコジエ
ネレータやロータリーエンコーダを用いれば直接
検出することができる。 FIG. 9 shows an embodiment of the function generating circuit 14 in the embodiment of FIG. In this figure, ωτ,
ωs′ (slip angular frequency obtained by correcting ωs using the method described below) and rotational angular frequency ωr of the induction motor 8
After being added by the adder 140, the integrator 141 generates the phase θ 1 of the primary current. The rotational angular frequency ωr can be directly detected by using, for example, a tachometer generator or a rotary encoder as the rotation detector 9.
第１０図は、第４図実施例における関数発生回
路１４の他の一実施例である。この図では、θτ、
θs′（後述の方法でωsを修正して得られるすべり角
周波数を積分して得られるすべり角）及び誘導電
動機８の回転角θrを加算器１４３で加算すること
により一次電流の位相θ1を発生する。回転角θr
は、回転角周波数ωrを積分器１４２により積分
するか、又は回転検出器９として、たとえばレゾ
ルバを用いれば直接検出することができる。 FIG. 10 shows another embodiment of the function generation circuit 14 in the embodiment of FIG. In this figure, θτ,
By adding θs′ (slip angle obtained by integrating the slip angle frequency obtained by correcting ωs using the method described later) and the rotation angle θr of the induction motor 8 in an adder 143, the phase θ 1 of the primary current is calculated. Occur. Rotation angle θr
can be detected directly by integrating the rotational angular frequency ωr by the integrator 142 or by using a resolver as the rotation detector 9, for example.
第１１図は、第４図実施例における関数発生回
路１４の他の一実施例であり、３相瞬時電流指令
i1a、i1b及びi1cを発生する回路である。(4)式のI1
をi1aとする、即、i1aを時式で表わす。 FIG. 11 shows another embodiment of the function generating circuit 14 in the embodiment of FIG. 4, and shows a three-phase instantaneous current command.
This is a circuit that generates i 1 a, i 1 b, and i 1 c. I 1 in equation (4)
Let i 1 a be i 1 a, that is, i 1 a can be expressed as a time formula.
i1a＝｜I1｜sniθ1 ………(6)
但し、
θ1＝ωt＋θτ＝θr＋θs＋θτ
次に、i1a、i1b及びi1cは３相電流指令であるか
ら、i1bはi1aの位相を２／３πだけずらしたものに
なるので、(6)式より次式が得られる。i 1 a = | I 1 | sniθ 1 ......(6) However, θ 1 = ωt + θτ = θr + θs + θτ Next, since i 1 a, i 1 b, and i 1 c are three-phase current commands, i 1 b is obtained by shifting the phase of i 1 a by 2/3π, so the following equation is obtained from equation (6).
i1b＝｜I1｜sin（θ1−２／３π） ………(7) 又、i1cは次式より得られる。i 1 b=|I 1 |sin(θ 1 −2/3π) (7) Moreover, i 1 c can be obtained from the following equation.
i1c＝−（i1a＋i1b） ………(8)
次に、第１１図の関数発生回路の動作について
説明する。加算器１４４で、ωτ、すべり角周波
数ωs′及び誘導電動器８の回転角周波数ωrを加算
した後、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）コンバータ１４
５によりωτ＋ωs′＋ωrの大きさに比例したパルス
列を得る。次にこのパルス列をカウンタ１４６で
カウントすることにより位相θ1のデイジタル量を
得る。そして、sinθ1及びsin（θ1−２／３π）の値を
記憶させた２つのMOR１４７，１４８のアドレ
スとして位相θ1を入力すると、位相θ1に対応した
２つの正弦波出力sinθ1及びsin（θ1−２／３π）が出
力されるので、これらの出力をそれぞれ乗算機能
をもつたＤ／Ａコンバータ１４９，１５０に入力
して、一次電流の振幅｜I1｜と掛算すると、i1a
及びi1bが得られる。又、i1cはi1a及びi1bを反転加
算器１５１に入力することにより得られる。i 1 c=−(i 1 a+i 1 b) (8) Next, the operation of the function generating circuit shown in FIG. 11 will be explained. After the adder 144 adds ωτ, the slip angular frequency ωs′, and the rotational angular frequency ωr of the induction motor 8, the V/F (voltage/frequency) converter 14
5, a pulse train proportional to the magnitude of ωτ+ωs′+ωr is obtained. Next, by counting this pulse train with a counter 146, a digital amount of phase θ 1 is obtained. Then, when the phase θ 1 is input as the address of the two MORs 147 and 148 in which the values of sin θ 1 and sin (θ 1 −2/3π) are stored, two sine wave outputs sin θ 1 and sin θ 1 corresponding to the phase θ 1 are generated. (θ 1 −2/3π) is output, so when these outputs are input to D/A converters 149 and 150 each having a multiplication function and multiplied by the amplitude of the primary current |I 1 |, i 1 a
and i 1 b are obtained. Further, i 1 c can be obtained by inputting i 1 a and i 1 b to the inverting adder 151.
第１２図は、第４図実施例における関数発生回
路１４の他の一実施例である。まず、この回路の
演算内容について説明する。(6)、(7)式より次式が
得られる。 FIG. 12 shows another embodiment of the function generation circuit 14 in the embodiment of FIG. 4. First, the calculation contents of this circuit will be explained. The following equation is obtained from equations (6) and (7).
i1a＝｜I1｜sin（θ0＋θτ） ………(9) i1b＝｜I1｜sin（θ0＋θτ−２／３π） ………(10) 但し、 θ0＝ωt＝（ωr＋ωs）ｔ (9)式を展開すると次式を得る。i 1 a＝｜I 1 ｜sin (θ 0 + θτ) ………(9) i 1 b＝｜I 1 ｜sin (θ 0 + θτ−2/3π) ………(10) However, θ 0 = ωt =(ωr+ωs)t (9) When the equation is expanded, the following equation is obtained.
i1a＝｜I1｜cosθτsinθ0
＋｜I1｜sinθτcosθ0 ………(11)
ここで、第２図より次式が成り立つ、
｜I1｜cosθτ＝IE、｜I1｜sinθτ＝Iτ ………(12)
(11)、(12)式より
i1a＝IEsinθ0＋Iτcosθ0 ………（13）
次に(10)式を展開して、(12)式の関係を用いて整理
すると次式を得る。i 1 a＝｜I 1 ｜cosθτsinθ 0 +｜I 1 ｜sinθτcosθ 0 ………(11) Here, from Fig. 2, the following formula holds, |I 1 ｜cosθτ=IE, |I 1 ｜sinθτ=Iτ ………(12) From formulas (11) and (12), i 1 a=IEsinθ 0 +Iτcosθ 0 ………(13) Next, expand formula (10) and rearrange it using the relationship in formula (12). Then, we get the following equation.
i1b＝−１／２（IEsinθ0＋Iτcosθ0）
＋√３／２（−IEcosθ0＋IEsinθ0） ………（14）
従つて、IE、Iτ、sinθ0及びcosθ0が与えられれ
ば、（13）、（14）及び(8)式よりi1a、i1b及びi1cが
得られる。第１２図は、これらの演算を行なう回
路である。図において、１５２〜１５５は乗算
器、１５６，１６０は加算器、１５７は減算器、
１５８，１５９は係数器である。尚、図におい
て、sinθ0、cosθ0の発生回路及びi1cの演算部分は
省略されているが、これらは第１１図に示した演
算回路と同様の回路によつて実現できる。i 1 b=-1/2(IEsinθ 0 +Iτcosθ 0 ) +√3/2(-IEcosθ 0 +IEsinθ 0 ) ......(14) Therefore, if IE, Iτ, sinθ 0 and cosθ 0 are given, ( 13), (14), and (8), i 1 a, i 1 b, and i 1 c are obtained. FIG. 12 shows a circuit for performing these calculations. In the figure, 152 to 155 are multipliers, 156 and 160 are adders, 157 is a subtracter,
158 and 159 are coefficient multipliers. Although the circuit for generating sin θ 0 and cos θ 0 and the calculation part for i 1 c are omitted in the figure, these can be realized by a circuit similar to the calculation circuit shown in FIG. 11.
第１３図に、第４図実施例における検出手段１
５の一実施例を示す図であり、図においては、誘
導電動機８の内部に発生する二次磁束Φ2′を誘導
電動機８の一次電流及び一次電圧から演算してい
る。この検出回路は、誘導電動機８の一次電圧検
出器１５０１と一次電流検出器１５０２、３相／
２相変換器１５０３及び１５０４、磁束成分演算
器１５０５及び１５０６及び磁束絶対値演算器１
５０７より構成される。 FIG. 13 shows the detection means 1 in the embodiment of FIG.
In the figure, the secondary magnetic flux Φ 2 ' generated inside the induction motor 8 is calculated from the primary current and primary voltage of the induction motor 8. This detection circuit includes a primary voltage detector 1501 and a primary current detector 1502 of the induction motor 8, a three-phase/
Two-phase converters 1503 and 1504, magnetic flux component calculators 1505 and 1506, and magnetic flux absolute value calculator 1
507.
誘導電動機の等価回路は周知のごとく、第１４
図で示される。R1は一次巻線抵抗、11は一次巻
線漏れインダクタンス、R2は二次巻線抵抗、I2は
二次巻線漏れインダクタンス、Ｍは一次二次巻線
間の相互インダクタンス、Ｖ〓1は一次電圧ベクト
ル、I〓1は一次電流ベクトル、I〓2は二次電流ベクト
ル、Ｓはすべりである。第１４図の等価回路か
ら、一次側の電圧と電流との関係について次式が
成り立つ。 As is well known, the equivalent circuit of an induction motor is the 14th
Illustrated in the figure. R 1 is the primary winding resistance, 1 1 is the primary winding leakage inductance, R 2 is the secondary winding resistance, I 2 is the secondary winding leakage inductance, M is the mutual inductance between the primary and secondary windings, V〓 1 is the primary voltage vector, I〓 1 is the primary current vector, I〓 2 is the secondary current vector, and S is the slip. From the equivalent circuit shown in FIG. 14, the following equation holds regarding the relationship between the voltage and current on the primary side.
V〓1＝（R1＋jω11）I〓1＋jωM（I〓1＋I〓2）
………（15）
二次磁束Φ〓2′は、二次電流による磁束（Ｍ＋12）
I〓2と一次電流による磁束中、二次巻線に鎖交する
磁束MI〓1の和であるから（16）式となる。 V〓 1 = (R 1 + jω1 1 ) I〓 1 + jωM (I〓 1 + I〓 2 )
………(15) Secondary magnetic flux Φ〓 2 ′ is magnetic flux due to secondary current (M+1 2 )
Since it is the sum of I〓 2 and the magnetic flux MI〓 1 which interlinks with the secondary winding in the magnetic flux due to the primary current, it becomes equation (16).
Φ〓2′＝（Ｍ＋12）I〓2＋MI〓1 ………（16）
（15）、（16）式より次式を得る。但し、L1、
L2はそれぞれ一次、二次巻線の自己インダクタ
ンスであり、L1＝Ｍ＋I1、L2＝Ｍ＋12である。Φ〓 2 ′=(M+1 2 )I〓 2 +MI〓 1 ......(16) From equations (15) and (16), the following equation is obtained. However, L 1 ,
L 2 is the self-inductance of the primary and secondary windings, respectively, L 1 =M+I 1 and L 2 =M+1 2 .
V〓1＝R1I〓1＋jω（L1−M2／L2）I〓1＋jωＭ／L2Φ〓
2′
………（17）
ここで簡単のため、10＝L1−M2／L2とおき、（17）
式を瞬時値に対する微分方程式に書き直し、実数
部（ｄ軸成分）と虚数部（ｑ軸成分）とに分ける
と、次の二式が得られる。V〓 1 = R 1 I〓 1 +jω(L 1 −M 2 /L 2 )I〓 1 +jωM/L 2 Φ〓
2 ′ ......(17) For simplicity, we set 1 0 = L 1 − M 2 /L 2 , rewrite equation (17) as a differential equation for the instantaneous value, and then calculate the real part (d-axis component) and the imaginary part. (q-axis component), the following two equations are obtained.
これらを磁束に関して解くと次式が得られる。 Solving these in terms of magnetic flux gives the following equation.
二次磁束のｄ軸、ｑ軸成分は（19）式で求めら
れるが、両成分は直交した軸上の成分だから、二
次磁束Φ2′の絶対値は（20）式で求めることがで
きる。 The d-axis and q-axis components of the secondary magnetic flux can be found using equation (19), but since both components are on orthogonal axes, the absolute value of the secondary magnetic flux Φ 2 ' can be found using equation (20). .
Φ2′＝√2′-＋2′2 ………（20）
第１３図の回路は、以上の原理に基づいてお
り、検出器１５０１及び１５０２により３相の交
流電圧、交流電流がそれぞれ検出され、３相／２
相変換回路１５０３，１５０４により２相の電
圧、電流に変換される。３相／２相変換回路は、
公知の３相／２相変換である次式を計算するもの
である。Φ 2 ′=√ 2 ′ - + 2 ′ 2 ………(20) The circuit shown in Fig. 13 is based on the above principle, and the three-phase AC voltage and AC current are detected by the detectors 1501 and 1502, respectively. and 3 phase/2
Phase conversion circuits 1503 and 1504 convert it into two-phase voltage and current. The 3-phase/2-phase conversion circuit is
The following equation, which is a well-known three-phase/two-phase conversion, is calculated.
磁束成分演算器１５０５，１５０６は（19）式
を計算し、磁束絶対値演算器１５０７は（20）式
を演算するものである。 The magnetic flux component calculators 1505 and 1506 calculate equation (19), and the magnetic flux absolute value calculator 1507 calculates equation (20).
第１５図は、第４図実施例における第一の修正
手段１６の一実施例を示す図である。検出手段１
５より得られた二次磁束Φ2′が基準値発生回路１
７によつて与えられた二次磁束基準Φ2より大き
いときは、電流に対してすべりが小さいことを意
味するのですべり角周波数ωsが大きくなるよう
に補正する必要がある。逆に、検出された二次磁
束Φ2′が基準値Φ2より小さいときは、電流に対し
すべりが大きいことを意味するので、すべり角周
波数ωsが小さくなるように補正する必要がある。
従つて、検出された二次磁束Φ2′と二次磁束基準
Φ2との偏差をホールド機能（動作を一旦停止さ
せる機能）をもつた積分器１６１に入力すれば二
次抵抗の補正量ΔR21／R2（この値の意味について
は後述する）が得られる。積分器１６１にホール
ド機能が必要な理由は以下の通りである。即ち、
誘導電動機８の回転が低速になると（19）式にお
けるv1d、v1qの値が小さくなり、抵抗R1の温度
変化の影響が積分誤差の影響が大きくなり、二次
磁束Φ2′が正確に演算できなくなる。そのため、
低速域でも積分器１６１を動作させると間違つた
補正量ΔR21／R2を発生する。従つて、回転数が
所定値よりも低くなると積分器１６１にホールド
信号を発生するための回路１６２を用いることに
より、低速域では積分器１６１はホールド状態と
なり出力は一定に保たれる。 FIG. 15 is a diagram showing an embodiment of the first correction means 16 in the embodiment of FIG. 4. Detection means 1
The secondary magnetic flux Φ 2 ' obtained from 5 is the reference value generation circuit 1.
When it is larger than the secondary magnetic flux reference Φ 2 given by 7, it means that the slip is small with respect to the current, so it is necessary to correct the slip angular frequency ωs to become large. Conversely, when the detected secondary magnetic flux Φ 2 ' is smaller than the reference value Φ 2 , it means that the slip is large with respect to the current, so it is necessary to correct it so that the slip angular frequency ωs becomes small.
Therefore, if the deviation between the detected secondary magnetic flux Φ 2 ' and the secondary magnetic flux reference Φ 2 is input to the integrator 161 having a hold function (a function to temporarily stop the operation), the correction amount ΔR of the secondary resistance can be calculated. 21 /R 2 (the meaning of this value will be explained later) is obtained. The reason why the integrator 161 requires a hold function is as follows. That is,
When the rotation speed of the induction motor 8 becomes low, the values of v 1 d and v 1 q in equation (19) become smaller, and the influence of the temperature change of the resistor R 1 becomes greater than that of the integral error, and the secondary magnetic flux Φ 2 ′ cannot be calculated accurately. Therefore,
If the integrator 161 is operated even in a low speed range, an incorrect correction amount ΔR 21 /R 2 will be generated. Therefore, by using the circuit 162 for generating a hold signal to the integrator 161 when the rotational speed becomes lower than a predetermined value, the integrator 161 is put into a hold state in a low speed range, and the output is kept constant.
第１６図は、第４図実施例における第二の修正
手段１８と修正回路１９の一実施例を示す図であ
る。図において、１０はトルク分電流指令Iτの発
生器、１８０，１８１は乗算器、１８２，１８
３，１８６は係数器、１８４は乗算器１８１の出
力から係数器１８６の出力を減ずる減算器、１８
５は積分器、１９０は係数器１８３の出力、第一
の修正手段１６の出力及び基準値１を加算する加
算器、及び１９１は電流ベクトル演算回路１２の
出力のうちのすべり角周波数ωsと加算器１９０
の出力を乗算する乗算器である。次に、第二の修
正手段１８の原理について説明する。ベクトル制
御される誘導電動機においては、二次回路に流れ
る電流はトルク分電流指令Iτに等しい。従つて、
二次回路に発生する二次銅損P2は、実際の二次
巻線抵抗値をR2′とすると次式で与えられる。 FIG. 16 is a diagram showing an embodiment of the second modification means 18 and modification circuit 19 in the embodiment of FIG. 4. In the figure, 10 is a generator of torque component current command Iτ, 180, 181 are multipliers, 182, 18
3, 186 is a coefficient unit; 184 is a subtracter that subtracts the output of the coefficient unit 186 from the output of the multiplier 181;
5 is an integrator, 190 is an adder that adds the output of the coefficient unit 183, the output of the first correction means 16, and the reference value 1, and 191 is an adder that adds the output of the current vector calculation circuit 12 with the slip angular frequency ωs. vessel 190
This is a multiplier that multiplies the output of . Next, the principle of the second correction means 18 will be explained. In a vector-controlled induction motor, the current flowing through the secondary circuit is equal to the torque current command Iτ. Therefore,
The secondary copper loss P 2 generated in the secondary circuit is given by the following equation, where R 2 ' is the actual secondary winding resistance value.
R2＝R2′Iτ ………（22）
強制通風式の誘導電動機においては、二次導体
の温度変化値Δtは二次銅損P2はほぼ比例し、温
度変化特性は一次遅れ系で近似できることが知ら
れている。従つて、（22）式によつて二次銅損P2
が計算されれば、温度変化値Δtを求めることが
できる。 R 2 = R 2 ′Iτ ………(22) In a forced draft induction motor, the temperature change value Δt of the secondary conductor is almost proportional to the secondary copper loss P 2 , and the temperature change characteristic is a first-order lag system. It is known that approximations can be made. Therefore, by equation (22), the secondary copper loss P 2
Once calculated, the temperature change value Δt can be determined.
次に、温度がΔt変化したときの二次巻線抵抗
の変化率ΔR22／R2は、抵抗の温度係数をα0とし
たとき（23）式で表わされる。 Next, the rate of change in the secondary winding resistance ΔR 22 /R 2 when the temperature changes by Δt is expressed by equation (23), where α 0 is the temperature coefficient of resistance.
ΔR22／R2＝α0Δt ………（23） 但し、R2は二次巻線抵抗基準値である。 ΔR 22 /R 2 = α 0 Δt (23) However, R 2 is the secondary winding resistance reference value.
第１６図の第二の修正手段１８は以上の原理に
基づいており、係数器１８２にR2の値をセツト
しておけば、係数器１８２の出力はR2Iτ2となる。
そこで乗算器１８１で、二次巻線抵抗基準値R2
に対する実際の二次巻線抵抗値R2′の比R2′／R2と
掛算すれば、乗算器１８１の出力はR2′Iτ2となり
（22）式より二次銅損P2が求まる（R2′／R2の値
の演算については後述する）。次に、二次銅損P2
と温度変化値Δtの関係が一次遅れ系で表わされ
ること、及び（23）式においてα0が定数であるこ
とから、二次銅損P2と二次巻線抵抗の変化率
ΔR22／R2の関係も一次遅れ系となる。係数器１
８３，１８６、減算器１８４及び積分器１８５は
一次遅れ回路を構成しているので、係数器１８
３，１８６のゲインを調整することにより、二次
銅損P2と二次巻線抵抗の変化率ΔR22／R2の関係
を正確に実現できる。以上のことから、二次銅損
による二次巻線抵抗の変化率ΔR22／R2が第二の
修正手段１８によつて求めるこができる。 The second correction means 18 in FIG. 16 is based on the above principle, and if the value of R 2 is set in the coefficient multiplier 182, the output of the coefficient multiplier 182 will be R 2 Iτ 2 .
Therefore, the multiplier 181 calculates the secondary winding resistance reference value R 2
When multiplied by the ratio R 2 ′ /R 2 of the actual secondary winding resistance value R 2 ′ to (The calculation of the value of R 2 ′/R 2 will be described later). Next, the secondary copper loss P 2
Since the relationship between and the temperature change value Δt is expressed as a first-order lag system, and α 0 is a constant in equation (23), the secondary copper loss P 2 and the rate of change of the secondary winding resistance ΔR 22 /R The relationship 2 is also a first-order lag system. Coefficient unit 1
83, 186, the subtracter 184 and the integrator 185 constitute a first-order delay circuit, so the coefficient multiplier 18
By adjusting the gain of 3,186, it is possible to accurately realize the relationship between the secondary copper loss P 2 and the rate of change of the secondary winding resistance ΔR 22 /R 2 . From the above, the rate of change in the secondary winding resistance due to the secondary copper loss ΔR 22 /R 2 can be determined by the second correction means 18.
さて、実際の二次巻線抵抗は二次銅損P2ばか
りでなく、周囲温度変化によつても変化する。第
二の修正手段１８では周囲温度変化に対しては修
正を行なわないが、第一の修正手段１６は二次巻
線抵抗が変化さえすれば修正を行なう。但し、第
一の修正手段１６は低速域では動作しない。そこ
で、これら２つの修正手段１６，１８を並用す
る。すると、温度変化による二次巻線抵抗の変化
分のうち、周囲温度変化による変化分は第一の修
正手段１６で補正され、二次銅損P2による変化
分は第二の修正手段１８で補正される。さらに、
低速域において第一の修正手段１６が動作しなく
なつたとしても、第一の修正手段１６が周囲温度
による二次巻線抵抗の変化分のみを修正している
ことを考慮すれば、周囲温度が急変する場合はほ
とんどないので、問題にはならない。修正回路１
９は以上の原理より構成されている。即ち、実際
の二次巻線抵抗R2′を次式のように表わす。 Now, the actual secondary winding resistance changes not only due to secondary copper loss P 2 but also due to changes in ambient temperature. The second correction means 18 does not make corrections for changes in ambient temperature, but the first correction means 16 makes corrections as long as the secondary winding resistance changes. However, the first correction means 16 does not operate in a low speed range. Therefore, these two correction means 16 and 18 are used together. Then, among the changes in the secondary winding resistance due to temperature changes, the change due to the ambient temperature change is corrected by the first correction means 16, and the change due to the secondary copper loss P2 is corrected by the second correction means 18. Corrected. moreover,
Even if the first correction means 16 stops operating in the low speed range, considering that the first correction means 16 corrects only the change in the secondary winding resistance due to the ambient temperature, the ambient temperature There are very few cases where there is a sudden change, so this is not a problem. Modified circuit 1
9 is constructed based on the above principle. That is, the actual secondary winding resistance R 2 ' is expressed as follows.
R2′＝R2＋ΔR21＋ΔR22 ………（24）
但し、ΔR21は周囲温度変化による二次巻線抵
抗の変化分
ΔR22は二次銅損P2による二次巻線抵抗変化分
（24）式の両辺を基準値R2で割ると次式を得
る。 R 2 ′=R 2 +ΔR 21 +ΔR 22 ………(24) However, ΔR 21 is the change in secondary winding resistance due to ambient temperature change ΔR 22 is the change in secondary winding resistance due to secondary copper loss P 2 Dividing both sides of equation (24) by the reference value R 2 yields the following equation.
R2′／R2＝１＋ΔR21／R2＋ΔR22／R2 ………（25）
第二項のΔR21／R2、第三項のΔR22／R2はそれ
ぞれ第一の修正手段１６及び第二の修正手段１８
の出力として与えられるから、加算器１９０によ
り（25）式の演算を行なえば、二次巻線抵抗基準
値R2に対する実線の二次巻線抵抗値R2′の比R2′／
R2が得られる。そこで、乗算器１９１により、
(5)式の乗算を行なえば修正されたすべり角周波数
ωs′が得られる。R 2 ′/R 2 =1+ΔR 21 /R 2 +ΔR 22 /R 2 (25) The second term ΔR 21 /R 2 and the third term ΔR 22 /R 2 are respectively the first correction means 16 and second correction means 18
Therefore, by calculating equation (25) using the adder 190, the ratio of the solid line secondary winding resistance value R 2 ' to the secondary winding resistance reference value R 2 is obtained as R 2 '/
R 2 is obtained. Therefore, by the multiplier 191,
By performing the multiplication in equation (5), the corrected slip angular frequency ωs' can be obtained.
なお、第６図の実施例では二次銅損P2の演算
に、トルク分電流の指令値を用いたが、二次電流
の計測値を使用しても同様の効果を奏することは
いうまでもない。 In the example shown in Fig. 6, the command value of the torque component current is used to calculate the secondary copper loss P2 , but it goes without saying that the same effect can be achieved even if the measured value of the secondary current is used. Nor.
また、第二の修正手段１８において、温度上昇
を一次系で近似する場合に限らず、二次系或いは
非線形の特性を持つた系で近似することも可能で
ある。 Furthermore, in the second correction means 18, the temperature rise is not limited to being approximated by a linear system, but may also be approximated by a quadratic system or a system having nonlinear characteristics.
以上のように、この発明によれば、誘導電動機
の二次磁束の基準値と検出値の誤差或いは起電力
の基準値と検出値の誤差に基づいて二次巻線抵抗
値を推定する第一の修正手段１６と二次銅損から
二次巻線抵抗を推定する第二の修正手段１８を並
用した構成としたので、停止状態も含めた全速度
域で温度変化によるトルク制御誤差を、温度セン
サ等の特殊なセンサを必要とせずに補正できると
いう効果がある。 As described above, according to the present invention, the primary winding resistance value is estimated based on the error between the reference value and the detected value of the secondary magnetic flux of the induction motor or the error between the reference value and the detected value of the electromotive force. Since the configuration uses the correction means 16 of This has the effect that correction can be performed without requiring a special sensor such as a sensor.
第１図は、従来の誘導電動機のトルク制御装置
のブロツク図、第２図は、第１図に示す装置の動
作のベクトル図、第３図は第１図に示す装置のす
べり角周波数補正回路のブロツク図、第４図はこ
の発明の一実施例による誘導電動機のトルク制御
装置のブロツク図、第５図及び第６図は、第４図
に示す装置に含まれる電流ベクトル演算回路の実
施例を示すブロツク図、第７図及び第８図は、第
４図に示す装置に含まれる可変周波数電力変換装
置の実施例を示すブロツク図、第９図、第１０
図、第１１図及び第１２図は、第４図に示す装置
に含まれる関数発生回路の実施例を示すブロツク
図、第１３図は、第４図に示す装置に含まれる検
出手段の一実施例を示すブロツク図、第１４図は
誘導電動機の等価回路、第１５図は、第４図に示
す装置に含まれる第一の修正手段の一実施例を示
すブロツク図、第１６図は、第４図に示す装置に
含まれる第二の修正手段及び修正回路のブロツク
図である。
８……誘導電動機、９……回転検出器、１０…
…トルク指令発生器又はトクル分電流指令発生
器、１１……二次磁束指令発生器又は励磁分電流
指令発生器、１２……電流ベクトル演算回路、１
３……可変周波数電力変換装置、１４……関数発
生回路、１５……検出手段、１６……第一の修正
手段、１７……基準値発生回路、１８……第二の
修正手段、１９……修正回路、２０……３相交流
電源、なお各図中の同一符号は同一または相当部
分を示す。
Fig. 1 is a block diagram of a conventional torque control device for an induction motor, Fig. 2 is a vector diagram of the operation of the device shown in Fig. 1, and Fig. 3 is a slip angle frequency correction circuit of the device shown in Fig. 1. 4 is a block diagram of a torque control device for an induction motor according to an embodiment of the present invention, and FIGS. 5 and 6 are examples of a current vector calculation circuit included in the device shown in FIG. 4. FIGS. 7 and 8 are block diagrams illustrating an embodiment of the variable frequency power converter included in the apparatus shown in FIG. 4, and FIGS.
11 and 12 are block diagrams showing an embodiment of the function generating circuit included in the device shown in FIG. 4, and FIG. 13 is a block diagram showing an embodiment of the detection means included in the device shown in FIG. A block diagram showing an example, FIG. 14 is an equivalent circuit of an induction motor, FIG. 15 is a block diagram showing an embodiment of the first correction means included in the device shown in FIG. 4, and FIG. 5 is a block diagram of a second modification means and a modification circuit included in the apparatus shown in FIG. 4; FIG. 8...Induction motor, 9...Rotation detector, 10...
... Torque command generator or torque component current command generator, 11 ... Secondary magnetic flux command generator or excitation component current command generator, 12 ... Current vector calculation circuit, 1
3... Variable frequency power converter, 14... Function generation circuit, 15... Detection means, 16... First correction means, 17... Reference value generation circuit, 18... Second correction means, 19... . . . Modified circuit, 20 . . . Three-phase AC power supply, and the same reference numerals in each figure indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
発生する回転検出器と、前記誘導電動機を可変周
波数で駆動制御する可変周波数電力変換装置と、
前記誘導電動機に供給する一次電流を、トルク指
令値及び磁束指令値に従つて少なくとも前記誘導
電動機の二次巻線抵抗の基準値に基いた関数関係
を持つてベクトル量として演算し、少なくともす
べり周波数を出力する電流ベクトル演算回路と、
前記電流ベクトル演算回路の出力及び前記回転検
出器の出力を入力し、前記可変周波数電力変換装
置へ制御信号を出力する関数発生回路と、前記誘
導電動機中で発生する磁束を検出する検出手段
と、磁束指令値と前記検出手段によつて検出した
前記誘導電動機中の磁束の実際値との偏差が零と
なるように前記電流ベクトル演算回路の出力であ
るすべり周波数を修正する第一の修正手段と、二
次銅損から前記誘導電動機の二次導体温度変化値
を推定する熱モデルと、前記二次導体温度変化値
から前記誘導電動機の二次巻線抵抗の実際値を推
定し、前記二次巻線抵抗の基準値を前記実際値と
一致するように修正する第二の修正手段とを備え
た誘導電動機の制御装置。 ２ 誘導電動機の回転を検出して回転角周波数を
発生する回転検出器と、前記誘導電動機を可変周
波数で駆動制御する可変周波数電力変換装置と、
前記誘導電動機に供給する一次電流をトルク指令
値及び磁束指令値に従つて少なくとも前記誘導電
動機の二次巻線抵抗の基準値に基いた関数関係を
持つてベクトル量として演算し、少なくともすべ
り周波数を出力する電流ベクトル演算回路と、前
記電流ベクトル演算回路の出力及び前記回転検出
器の出力を入力し、前記可変周波数電力変換装置
へ制御信号を出力する関数発生回路と、前記誘導
電動機中で発生する逆起電力を検出する検出手段
と、逆起電力指令値と前記検出手段によつて検出
した前記誘導電動機の逆起電力の実際値との偏差
が零となるように前記電流ベクトル演算回路の出
力であるすべり周波数を修正する第一の修正手段
と、二次銅損から前記誘導電動機の二次導体温度
変化値を推定する熱モデルと、前記二次導体温度
変化値から前記誘導電動機の二次巻線抵抗の実際
値を推定し、前記二次巻線抵抗の基準値を前記実
際値と一致するように修正する第二の修正手段と
を備えた誘導電動機の制御装置。[Scope of Claims] 1. A rotation detector that detects the rotation of an induction motor and generates a rotation angular frequency; a variable frequency power converter that drives and controls the induction motor at a variable frequency;
The primary current supplied to the induction motor is calculated as a vector quantity according to the torque command value and the magnetic flux command value, with a functional relationship based on at least a reference value of the secondary winding resistance of the induction motor, and at least the slip frequency a current vector calculation circuit that outputs
a function generation circuit that inputs the output of the current vector calculation circuit and the output of the rotation detector and outputs a control signal to the variable frequency power converter; and a detection means that detects magnetic flux generated in the induction motor; first correction means for correcting the slip frequency that is the output of the current vector calculation circuit so that the deviation between the magnetic flux command value and the actual value of the magnetic flux in the induction motor detected by the detection means becomes zero; , a thermal model for estimating the temperature change value of the secondary conductor of the induction motor from the secondary copper loss; and a thermal model for estimating the actual value of the secondary winding resistance of the induction motor from the temperature change value of the secondary conductor; A control device for an induction motor, comprising: second correction means for correcting a reference value of winding resistance so that it matches the actual value. 2. a rotation detector that detects the rotation of an induction motor and generates a rotation angular frequency; a variable frequency power converter that drives and controls the induction motor at a variable frequency;
The primary current supplied to the induction motor is calculated as a vector quantity according to a torque command value and a magnetic flux command value, with a functional relationship based on at least a reference value of secondary winding resistance of the induction motor, and at least a slip frequency is calculated. a current vector calculation circuit that outputs, a function generation circuit that inputs the output of the current vector calculation circuit and the output of the rotation detector and outputs a control signal to the variable frequency power converter, and a function generation circuit that outputs a control signal to the variable frequency power converter; a detection means for detecting a back electromotive force; and an output of the current vector calculation circuit such that the deviation between the back electromotive force command value and the actual value of the back electromotive force of the induction motor detected by the detection means is zero. a thermal model for estimating the temperature change value of the secondary conductor of the induction motor from the secondary copper loss; and a thermal model for estimating the temperature change value of the secondary conductor of the induction motor from the A control device for an induction motor, comprising: second correction means for estimating an actual value of a winding resistance and correcting a reference value of the secondary winding resistance so as to match the actual value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57090135A JPS58207894A (en) | 1982-05-25 | 1982-05-25 | Controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57090135A JPS58207894A (en) | 1982-05-25 | 1982-05-25 | Controller for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58207894A JPS58207894A (en) | 1983-12-03 |
| JPH0239193B2 true JPH0239193B2 (en) | 1990-09-04 |
Family
ID=13990060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57090135A Granted JPS58207894A (en) | 1982-05-25 | 1982-05-25 | Controller for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58207894A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11003170B2 (en) | 2018-04-12 | 2021-05-11 | Fanuc Corporation | Parameter determination support device, and non-transitory computer-readable medium encoded with program |
-
1982
- 1982-05-25 JP JP57090135A patent/JPS58207894A/en active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11003170B2 (en) | 2018-04-12 | 2021-05-11 | Fanuc Corporation | Parameter determination support device, and non-transitory computer-readable medium encoded with program |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58207894A (en) | 1983-12-03 |
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