JPH02262889A - Vector controller for induction motor - Google Patents
Vector controller for induction motorInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION A. Field of Industrial Application The present invention relates to a vector control device for an induction motor.
Ｂ１発明の概要
本発明は、直交２軸座標系による１次電流指令値と２次
時定数設定値とに基づいて、すべり角速度を算出するす
べり角速度演算部を有し、算出したすべり角速度を用い
て誘導電動機のベクトル制御を行うものにおいて、
前記座標系による２次磁束の一方の軸成分を検出する２
次磁束検出部を設けると共に、この２次磁束検出部の出
力する軸成分に基づいて、前記２次時定数設定値に対し
、２次抵抗変化に対応する補正を行う２次時定数補正部
を設け、前記すべり角速度演算部は、２次時定数補正部
により補正された２次時定数を用いて演算を行うものと
することによって、
２次抵抗変化分を補償するようにしたものである。B1 Summary of the Invention The present invention includes a slip angular velocity calculating section that calculates a slip angular velocity based on a primary current command value and a secondary time constant setting value based on an orthogonal two-axis coordinate system, and uses the calculated slip angular velocity to calculate a slip angular velocity. Detecting one axis component of the secondary magnetic flux according to the coordinate system 2.
A secondary magnetic flux detection section is provided, and a secondary time constant correction section is provided which corrects the secondary time constant setting value in response to a change in secondary resistance based on the axial component outputted from the secondary magnetic flux detection section. The slip angular velocity calculation unit is configured to perform calculation using the secondary time constant corrected by the secondary time constant correction unit, thereby compensating for the secondary resistance change.
Ｃ１従来の技術
一般に、誘導電動機において、２次磁束と２次磁束に直
交する２次電流とを非干渉に制御するベクトル制御方式
が広く適用されるようになっている。C1 Prior Art In general, in induction motors, a vector control method that controls a secondary magnetic flux and a secondary current orthogonal to the secondary magnetic flux in a non-interfering manner has been widely applied.
このベクトル制御方式は、電流や磁束などをベクトルと
して取り扱って演算を行い、演算結果を電流指令値に換
算して誘導電動機を制御するものである。３相誘導電動
機の場合、電源による回転磁界と同速度で回転する直交
２軸のα、β座標系を用い、ベクトル成分の演算を行う
。This vector control method handles current, magnetic flux, etc. as vectors, performs calculations, converts the calculation results into current command values, and controls the induction motor. In the case of a three-phase induction motor, vector components are calculated using an orthogonal two-axis α and β coordinate system that rotates at the same speed as the rotating magnetic field generated by the power source.
ベクトル制御方式によれば、直流電動機に劣らない連応
性が得られるなどの利点がある。The vector control method has the advantage of providing coordination comparable to that of a DC motor.
Ｄ１発明が解決しようとする課題
しかしながら従来のベクトル制御方式では、トルク特性
の精度が低いという問題点があった。D1 Problems to be Solved by the Invention However, the conventional vector control method has a problem in that the accuracy of torque characteristics is low.
この要因として、２次抵抗変化に伴うトルク特性変化が
挙げられる。すなわち、２次抵抗は、温度により変化す
る。ベクトル制御方式では、すべり速度の演算に２次抵
抗を用いるため、２次抵抗の設定値と実際の２次抵抗値
に偏差が生じると、発生トルクが変化してしまう。One of the factors for this is a change in torque characteristics due to a change in secondary resistance. That is, the secondary resistance changes depending on the temperature. In the vector control method, the secondary resistance is used to calculate the sliding speed, so if a deviation occurs between the set value of the secondary resistance and the actual secondary resistance value, the generated torque will change.
本発明は、このような問題点に鑑み、誘導電動機のベク
トル制御装置において、２次抵抗変化分を補償できるも
のを提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION In view of these problems, it is an object of the present invention to provide a vector control device for an induction motor that can compensate for changes in secondary resistance.
８１課題を解決するための手段
本発明は、上記の目的を達成するために、直交２軸座標
系による１次電流指令値と２次時定数設定値とに基づい
て、すべり角速度を算出するすべり角速度演算部を有し
、算出したすべり角速度を用いて誘導電動機のベクトル
制御を行うものにおいて、次の手段を講じたものである
。81 Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the present invention provides a slip angular velocity calculation method based on a primary current command value and a secondary time constant setting value based on an orthogonal two-axis coordinate system. This device has an angular velocity calculating section and performs vector control of an induction motor using the calculated slip angular velocity, and takes the following measures.
■ 前記座標系による２次磁束の一方の軸成分を検出す
る２次磁束検出部を設けること。(2) A secondary magnetic flux detection unit is provided to detect one axis component of the secondary magnetic flux based on the coordinate system.
■ この２次磁束検出部の出力する軸成分に基づいて、
２次時定数設定値に対し、２次抵抗変化に対応する補正
を行う２次時定数補正部を設けること。■ Based on the axial component output from this secondary magnetic flux detector,
A secondary time constant correction section is provided that corrects the secondary time constant setting value in response to a change in secondary resistance.
■ 前記すべり角速度演算部は、２次時定数補正部によ
り補正された２次時定数を用いて演算を行うものとする
こと。(2) The slip angular velocity calculation unit performs calculation using a secondary time constant corrected by a secondary time constant correction unit.
Ｆ９作用 ２次抵抗が変化すると、２次磁束に影響がでる。F9 action When the secondary resistance changes, the secondary magnetic flux is affected.
すなわち２次磁束のベクトルは一方の軸成分のみである
べきところが、他方の軸成分を生じてしまう。In other words, although the vector of the secondary magnetic flux should have only one axial component, it ends up having the other axial component.
本発明に係るベクトル制御装置によれば、２次磁束検出
部により２次磁束を検出し、検出した２次磁束および設
定１次電流に基づいて、２次抵抗変化分を算出する。そ
して算出した２次抵抗変化分に基づいて、すべり速度に
対し２次抵抗補償を行うことによって、精度の高い補償
を行うことが可能となる。According to the vector control device according to the present invention, the secondary magnetic flux is detected by the secondary magnetic flux detection section, and the secondary resistance change is calculated based on the detected secondary magnetic flux and the set primary current. Then, by performing secondary resistance compensation for the sliding speed based on the calculated secondary resistance change, it becomes possible to perform highly accurate compensation.
Ｇ、実施例
本発明の一実施例に係る誘導機のベクトル制御装置を説
明するにあたって、ベクトル制御条件を説明する。G. Embodiment In explaining a vector control device for an induction machine according to an embodiment of the present invention, vector control conditions will be explained.
まず、説明で使用する記号の意義を記載する。First, the meanings of the symbols used in the explanation will be described.
ｅＩ・、ｅｌｊ ・・・ α、β軸１次電圧ｉｔｓ、
ｉｔ−・・・ α、β軸１次電流λ１１．λ□ ・・・
α、β軸２次磁束ω ・・・ １次電源角速度
ω８ ・・・ すべり角速度
ω、 ・・・ 回転子角速度
Ｒ，、Ｒ，・・・ １次、２次抵抗
Ｌｌ＋ Ｌ＊、Ｍ・・・ １次、２次励磁インダクタン
ス
Ｐ 、 ・・・ ｄ／ｄ を
誘導電動機の電圧方程式は、次の式となる。ただし、こ
の式は、電源による回転磁界と同速度で回転する直交２
軸（α、β軸）座標系による。eI・, elj ... α, β axis primary voltage its,
it-... α, β axis primary current λ11. λ□ ・・・
α, β-axis secondary magnetic flux ω ... Primary power supply angular velocity ω8 ... Slip angular velocity ω, ... Rotor angular speed R,, R, ... Primary and secondary resistance Ll+ L*, M...・The voltage equation of the induction motor is as follows: However, this formula is based on the orthogonal 2
Based on the axis (α, β axis) coordinate system.
・・・（１） またトルク式は、 次の式となる。...(1) In addition, the torque type The formula is as follows.
Ｔ＝λ□ｉ、、−λ、１１□
ただし、
λ＊ａ＝Ｍ Ｉ 、ａ＋ Ｌ ＊ Ｉ ！＃λ□＝Ｍｉ
□＋Ｌｌｌｌｊ
・・・（３）
・・・（４）
ωＳ ＝ω−ω。T=λ□i,, -λ, 11□ However, λ*a=M I , a+ L * I ! #λ□=Mi
□+Lllllj...(3)...(4) ωS = ω-ω.
２次磁束と２次電流が直交するように制御すると、次の
ようになる。If the secondary magnetic flux and secondary current are controlled to be perpendicular to each other, the following will occur.
λ、＝φ、（一定）
λ□＝Ｏ
１□＝０
＋ｔａ”Ｉｍ
（１）、 （７）〜（１０）式より、条件は、次のよ
うになる。λ,=φ, (constant) λ□=O 1□=0 +ta”Im (1) From equations (7) to (10), the conditions are as follows.
・・・（７）
・・・（８）
・・・（９）
・・・（ｌＯ）
ベク
トル制御
したがってベクトル制御を行うには、すべり角速度ω８
を（１１）式に示すように制御することが条件となる。...(7) ...(8) ...(9) ...(lO) Vector control Therefore, in order to perform vector control, the slip angular velocity ω8
The condition is to control as shown in equation (11).
次に、２次抵抗変化が２次磁束に及ぼす影響について説
明する。なお、以下の説明において、設定値と実際の値
を識別するために、設定値を示す記号の後に「＊」を付
す。Next, the influence of the secondary resistance change on the secondary magnetic flux will be explained. In the following description, in order to distinguish between a set value and an actual value, "*" is added after the symbol indicating the set value.
２次時定数τ、が実際の電動機の値と異なっているとき
の関係式は、（１）式より次のようになる。ただし、τ
、＊は２次時定数の設定値、ｉ□＊。The relational expression when the secondary time constant τ is different from the actual value of the motor is as follows from equation (1). However, τ
, * is the setting value of the secondary time constant, i□*.
１１、＊は電流指令値である。11. * is the current command value.
ただし、 ２次時定数τ、は次の通りである。however, The second-order time constant τ is as follows.
これらの（１４）（１５）式において、定常状態ではＰ
＝Ｏとなる。またインバータを電流制御形とすると、Ｉ
１ｍ＊＝１１ａ＋ １□＋＝ｉ□とおける。In these equations (14) and (15), in the steady state P
=O. Also, if the inverter is a current control type, I
1m*=11a+ 1□+=i□.
したがって（１４）（１５）式は次のようになる。Therefore, equations (14) and (15) become as follows.
Ｋの変化幅を微小範囲（−０，２５≦に≦０２５）と仮
定してに２＝０とおくと、（１８）、（１９）式より、
２次磁束λ１．は次のようになる。Assuming that the range of change in K is in a small range (-0, 25≦≦025) and setting 2=0, from equations (18) and (19),
Secondary magnetic flux λ1. becomes as follows.
この（２０）式により、Ｋは次のように表される。According to this equation (20), K is expressed as follows.
（１６）（１７）式より、２次磁束λ□は次のようにな
る。From equations (16) and (17), the secondary magnetic flux λ□ is as follows.
ここで、２次時定数の設定値τ、＊と真値τ、の関係は
次のようになる。Here, the relationship between the set value τ,* of the secondary time constant and the true value τ is as follows.
ベクトル制御条件が成立していれば、λ、＝０なので、
（２１）式よりに＝Ｑとなる。If the vector control condition is satisfied, λ, = 0, so
According to equation (21), =Q.
この（２１）式より、次のことが判る。From this equation (21), the following can be seen.
磁束電流指令ｉ 、、＊、トルク分電流指令１１．＊そ
して２次磁束λ□が判れば、２次抵抗の変化分Ｋを演算
することができる。Magnetic flux current command i,, *, torque component current command 11. *If the secondary magnetic flux λ□ is known, the change K in the secondary resistance can be calculated.
ｉ□＊、ｉ□＊は設定値なので、λ２．が求められれば
、２次抵抗補償を行うことができる。Since i□* and i□* are set values, λ2. Once , it is possible to perform secondary resistance compensation.
次に、２次磁束の算出を説明する。Next, calculation of the secondary magnetic flux will be explained.
誘導電動機の電圧方程式は、固定子に固定したｄ、ｑ軸
で表すと次式となる。The voltage equation of an induction motor is expressed as follows using the d and q axes fixed to the stator.
これら（２３）（２４）式より、次の式か得られる。From these equations (23) and (24), the following equation can be obtained.
λ２ｄ＋ λ、ｑを回転座標（α、β軸）に変換する
には、次の式を用いればよい。The following equation may be used to convert λ2d+ λ, q into rotating coordinates (α, β axes).
・・・（２２）
固定座標で表された（２２）式の１，２行目を変形する
と、次のようになる。...(22) When the first and second lines of equation (22) expressed in fixed coordinates are transformed, it becomes as follows.
ただし、θ＝ωｔ
このようにして固定座標による１次電流１１ｄ＋１１Ｑ
および１次電圧ｅ ｌｄ＋ ｅ ｌｉｌから２次磁束
え、７゜λ１．を求めることができる。However, θ=ωt In this way, the primary current 11d+11Q due to fixed coordinates
and the secondary magnetic flux from the primary voltage e ld+ e lil, 7°λ1. can be found.
本実施例では、１次電流ｆｌｄ＋ｌＩ’Ｑおよび１次電
圧ｅｌｄ＋ｅｌ＋１から２次磁束λ、、を求めて、λ、
。In this example, the secondary magnetic flux λ, is obtained from the primary current fld+lI'Q and the primary voltage eld+el+1, and λ,
.
二〇となるようにＫを操作することによって、２次抵抗
補償を行う。以下、詳細に説明する。Secondary resistance compensation is performed by manipulating K so that it becomes 20. This will be explained in detail below.
第１図は、本実施例に係る電流制御形インバータのベク
トル制御系を示す。同図において、ブロック内の式は伝
達関数を示す。FIG. 1 shows a vector control system of a current controlled inverter according to this embodiment. In the same figure, the formula in the block indicates a transfer function.
１はモータである。速度検出器２により、モータ１の速
度（回転子角速度）を検出し、速度演算部３により、速
度検出器２の検出出力を回転子角速度ω、に変換する。1 is a motor. The speed detector 2 detects the speed of the motor 1 (rotor angular velocity), and the speed calculation unit 3 converts the detected output of the speed detector 2 into a rotor angular velocity ω.
そして減算器４により、外部から入力される速度設定ω
、＊と回転子角速度ω、を突き合わせて偏差分を求め、
速度アンプ５により、減算器４の出力をβ軸１次電流指
令（トルク電流分指令）ｉ、、＊に変換する。Then, the subtracter 4 determines the speed setting ω input from the outside.
, * and rotor angular velocity ω, to find the deviation,
The speed amplifier 5 converts the output of the subtracter 4 into β-axis primary current commands (torque current commands) i, , *.
電流演算部６では、外部から入力されるα軸１次電流指
令（励磁電流指令）ＩＩＪと、トルク電流分指令１１．
＊から１次電流指令■１を求める。位相演算部５では、
同じく励磁電流指令ｔｈａｔおよびトルク電流分指令ｉ
、＃＊から位相φを求める。The current calculation unit 6 receives an α-axis primary current command (excitation current command) IIJ input from the outside and a torque current command 11.
Find the primary current command ■1 from *. In the phase calculation section 5,
Similarly, the excitation current command that and the torque current command i
, #* to find the phase φ.
すべり角速度演算部８では、同じく励磁電流指令＋＋Ｊ
およびトルク電流分指令ｉ Ｉ、＊からすベリ角速度ω
、を求める。加算器９では、回転子角速度ω１およびす
べり角速度ω、を加算して出力角速度ωを求める。In the slip angular velocity calculation section 8, the excitation current command ++J
and torque current command i I, * Karasuberry angular velocity ω
, find. The adder 9 adds the rotor angular velocity ω1 and the slip angular velocity ω to obtain the output angular velocity ω.
ｓｉｎ関数演算部１０では、位相φおよび出力角速度ω
からｓｉｎ （ωｔ＋φ）およびｓｉｎ （ωｔ＋φ−
２／３π）を求める。Ｄ／Ａ変換器１１では、１次電流
指令■１＊およびｓｉｎ関数演算部１０の出力から電流
指令ｉυ＊、ｆｖ＊を求める。In the sin function calculation unit 10, the phase φ and the output angular velocity ω
from sin (ωt+φ) and sin (ωt+φ−
2/3π). The D/A converter 11 obtains current commands iυ* and fv* from the primary current command ■1* and the output of the sine function calculation unit 10.
また電流検出器１２により、１次電流１υＩＩＶＩｉｗ
を検出し、減算器１３−１．１３−２により、電流指令
ｊｕ＊、Ｌ＊と１次電流１ｕ、Ｉｙとのそれぞれの偏差
分を求める。この偏差分を、電流アンプ１４−１．１４
−２により比例積分して１次電圧指令ｅｕ＊、ｅｖ＊を
求める。さらに加算器１５−１およびインバータ１５−
２により、１次電圧指令ｅυ＊、ｅｖ＊を加算し、１次
電圧指令ｅｗ＊を求める。In addition, the current detector 12 detects the primary current 1υIIVIiw
is detected, and the respective deviations between the current commands ju*, L* and the primary currents 1u, Iy are determined by subtractors 13-1 and 13-2. This deviation is calculated as current amplifier 14-1.14
-2, the primary voltage commands eu* and ev* are determined by proportional integration. Furthermore, an adder 15-1 and an inverter 15-
2, the primary voltage commands eυ* and ev* are added to obtain the primary voltage command ew*.
このようにして得た１次電圧指令ｅυ＊、 ｅＶ＊Ｔ
ｅｗ＊を、コンパレータ１６により、三角波発生回路１
７からの三角波と比較し、ベースドライブ１８の制御信
号Ｕ、 Ｖ、 Ｗを得る。The primary voltage command eυ*, eV*T obtained in this way
ew* is sent to the triangular wave generation circuit 1 by the comparator 16.
7 to obtain the control signals U, V, W of the base drive 18.
ベースドライブ１８は、制御信号Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいて
ゲート信号を生成し、このゲート信号に基づいて、ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）インバータ１９がモータ１への１次
電源の供給を制御する。The base drive 18 generates a gate signal based on the control signals U, V, and W, and based on this gate signal, PW
An M (pulse width modulation) inverter 19 controls the supply of primary power to the motor 1 .
本実施例では、以上の回路構成に加え、すべり角速度演
算部８の演算に用いられる関数を補正する構成をとって
いる。In addition to the above circuit configuration, this embodiment has a configuration that corrects the function used in the calculation of the slip angular velocity calculation section 8.
まず電圧検出器２０により、３相の１次電圧ｅｕ、
ｅｖ、 ｅｙを検出する。そして３相／２相変換部２１
により、３相の１次電流ｆｔｌ、ｆｖ＋ｉｗおよび３相
の１次電圧ｅυ、ｅｖ、ｅ％、をそれぞれ２相（ｄ、ｑ
軸座標系）に変換する。First, the voltage detector 20 detects the three-phase primary voltage eu,
Detect ev, ey. and 3-phase/2-phase conversion section 21
As a result, the three-phase primary currents ftl, fv+iw and the three-phase primary voltages eυ, ev, e% are changed to two phases (d, q
axis coordinate system).
２次磁束演算部２２では、１次電流１ｔｄ＋＋＋ｑおよ
び１次電圧ｅ ｌｄ＋ ｅ Ｉｑを用いて（２５）（
２６）式に示す演算を行い、２次磁束λ、ｄ、λ、を求
める。The secondary magnetic flux calculation unit 22 uses the primary current 1td+++q and the primary voltage e ld+ e Iq to calculate (25) (
26) Perform the calculation shown in the formula to obtain the secondary magnetic fluxes λ, d, and λ.
一方、１次電源角度演算部２３では、出力角速度ωを積
分して１次電源角度θを求める。座標変換部２４では、
２次磁束λ、６．λ、と１次電源角度θを用いて（２７
）式の２行目に示す演算を行い、α、β軸座標系の２次
磁束λ１．を求める。On the other hand, the primary power source angle calculating section 23 integrates the output angular velocity ω to obtain the primary power source angle θ. In the coordinate conversion section 24,
Secondary magnetic flux λ, 6. λ, and the primary power angle θ (27
) The calculation shown in the second line of the equation is performed, and the secondary magnetic flux λ1 . seek.
２次抵抗変化分演算部２５は、（２１）式に示す演算を
行い、２次抵抗変化分Ｋを求める。The secondary resistance change calculation section 25 performs the calculation shown in equation (21) to obtain the secondary resistance change K.
このようにして得られた２次抵抗変化分Ｋを用いて、す
べり角速度演算部８において演算を行うことにより、２
次抵抗の変化を補償する。By using the thus obtained secondary resistance change K, the slip angular velocity calculation unit 8 calculates the 2
Compensate for changes in resistance.
次に、２次抵抗変化分演算部の変形例を説明する。Next, a modification of the secondary resistance change calculating section will be described.
第２図に示すように、２次抵抗変化分演算部２５を、減
算器２６および比例積分アンプ２７から構成する。この
２次抵抗変化分演算部２５では、（２１）式を用いて２
次磁束λ□から２次抵抗変化分Ｋを求める代わりに、２
次磁束λ。と２次磁束指令λ□＊の偏差分をとり、この
偏差分を比例積分することによって、２次抵抗変化分Ｋ
を補正するものとしている。図中、Ｋよは変換ゲイン、
Ｓは演算子、Ｔよは時定数である。As shown in FIG. 2, the secondary resistance change calculating section 25 is composed of a subtracter 26 and a proportional-integral amplifier 27. This secondary resistance change calculation section 25 uses equation (21) to calculate 2
Instead of finding the secondary resistance change K from the secondary magnetic flux λ□,
order magnetic flux λ. By taking the deviation of the secondary magnetic flux command λ□* and proportionally integrating this deviation, the secondary resistance change K
This is intended to be corrected. In the figure, K is the conversion gain,
S is an operator and T is a time constant.
この態様によれば、簡素な演算により短時間で２次抵抗
変化分Ｋを求めることができる利点がある。According to this aspect, there is an advantage that the secondary resistance change K can be determined in a short time by simple calculation.
また２次磁束λ、ｄ、λ、を演算するにあたり、１次電
圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ（検出値）の代わりに１次電圧指令
ｅ ｕ＊、 ｅ Ｖ’に＋ ｅ ｗ＊を用いる態様
をとることもできる。この場合、３相／２相変換部２１
において、電圧検出器２０からの１次電圧ｉυ。In addition, when calculating the secondary magnetic fluxes λ, d, λ, there is a mode in which + e w * is used for the primary voltage commands e u *, e V' instead of the primary voltages eu, ev, ew (detected values). You can also take it. In this case, the 3-phase/2-phase converter 21
, the primary voltage iυ from the voltage detector 20.
ＩＶ＋ＩＷの代わりに、電流アンプ１４および加算器１
５からの１次電圧指令ｅ ｕ＊、 ｅ ｖ＊、 ｅ
Ｗ＊を２相に変換し、２次磁束演算部２２に出力する
構成とすればよい。Current amplifier 14 and adder 1 instead of IV+IW
Primary voltage commands from 5 e u*, e v*, e
The configuration may be such that W* is converted into two phases and outputted to the secondary magnetic flux calculation section 22.
Ｈ１発明の詳細
な説明したように、本発明に係る調厚電動機のベクトル
制御装置では、２次磁束検出部により２次磁束を検出し
、検出した２次磁束および設定１次電流に基づいて、２
次抵抗変化分を算出する。As described in detail of the H1 invention, in the vector control device for a thickness-adjustable motor according to the present invention, the secondary magnetic flux is detected by the secondary magnetic flux detection section, and based on the detected secondary magnetic flux and the set primary current, 2
Calculate the next resistance change.
そして算出した２次抵抗変化分に基づいて、すべり速度
に対し２次抵抗補償を行うことが可能となる利点がある
。There is an advantage that it is possible to perform secondary resistance compensation for the sliding speed based on the calculated secondary resistance change.
さらに２次磁束の検出および２次抵抗変化分の算出によ
って２次抵抗補償を行えるので、演算部の簡素化が図れ
る利点がある。Furthermore, since secondary resistance compensation can be performed by detecting the secondary magnetic flux and calculating the secondary resistance change, there is an advantage that the calculation section can be simplified.
第１図は本発明の一実施例に係るベクトル制御系の回路
構成を示すブロック図、第２図は２次抵抗変化分演算部
の変形例を示すブロック図である。
１・・・モータ、８・・・すべり角速度演算部、２１３
相・２相変換添、２２・・・２次磁束演算部、２３・・
・１次電源角度演算部、２４・・・座標変換部、２５・
・・２次抵抗変化分演算部。
外２名FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of a vector control system according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a modified example of a secondary resistance change calculating section. 1... Motor, 8... Slip angular velocity calculation unit, 213
Phase/two-phase conversion addition, 22... Secondary magnetic flux calculation section, 23...
・Primary power supply angle calculation section, 24...Coordinate conversion section, 25.
...Secondary resistance change calculation section. 2 people outside
Claims (1)
数設定値とに基づいて、すべり角速度を算出するすべり
角速度演算部を有し、算出したすべり角速度を用いて誘
導電動機のベクトル制御を行うものにおいて、 前記座標系による２次磁束の一方の軸成分を検出する２
次磁束検出部を設けると共に、 この２次磁束検出部の出力する軸成分に基づいて、前記
２次時定数設定値に対し、２次抵抗変化に対応する補正
を行う２次時定数補正部を設け、前記すべり角速度演算
部は、２次時定数補正部により補正された２次時定数を
用いて演算を行うものであることを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。(1) It has a slip angular velocity calculation unit that calculates the slip angular velocity based on the primary current command value and the secondary time constant setting value based on the orthogonal two-axis coordinate system, and uses the calculated slip angular velocity to vector the induction motor. In a device that performs control, detecting one axis component of the secondary magnetic flux according to the coordinate system 2
A secondary magnetic flux detection section is provided, and a secondary time constant correction section is provided which corrects the secondary time constant setting value in response to a change in secondary resistance based on the axial component outputted from the secondary magnetic flux detection section. A vector control device for an induction motor, wherein the slip angular velocity calculation unit performs calculation using a secondary time constant corrected by a secondary time constant correction unit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1082787A JPH02262889A (en) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | Vector controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1082787A JPH02262889A (en) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | Vector controller for induction motor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02262889A true JPH02262889A (en) | 1990-10-25 |
Family
ID=13784122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1082787A Pending JPH02262889A (en) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | Vector controller for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02262889A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5396161A (en) * | 1991-09-24 | 1995-03-07 | Otis Elevator Company | Temperature compensator circuit for an induction motor |
| JP2009136085A (en) * | 2007-11-30 | 2009-06-18 | Hitachi Ltd | Controller of ac motor |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1082787A patent/JPH02262889A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5396161A (en) * | 1991-09-24 | 1995-03-07 | Otis Elevator Company | Temperature compensator circuit for an induction motor |
| JP2009136085A (en) * | 2007-11-30 | 2009-06-18 | Hitachi Ltd | Controller of ac motor |
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