JPH0537289Y2 - - Google Patents
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- JPH0537289Y2 JPH0537289Y2 JP1982144107U JP14410782U JPH0537289Y2 JP H0537289 Y2 JPH0537289 Y2 JP H0537289Y2 JP 1982144107 U JP1982144107 U JP 1982144107U JP 14410782 U JP14410782 U JP 14410782U JP H0537289 Y2 JPH0537289 Y2 JP H0537289Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は、直流安定化電源回路に関し、特に、
起動状態の時に出力段トランジスタが飽和して過
大電流が流れるのを防止するのに好適な直流安定
化電源回路に関する。
(ロ) 従来の技術及びその問題点
一般に、直流安定化電源回路は、それ自体を起
動する起動回路と、基準電圧を発生する基準電圧
回路と、基準電圧と出力端子の電圧に比例した電
圧とを比較する比較手段と、比較手段の出力電圧
を増幅して出力する出力段トランジスタと、を備
えて成り、比較手段及び出力段トランジスタは負
帰還ループを形成している。そして、起動回路が
動作すると、基準電圧及び出力端子の電圧に比例
した電圧が等しくなる様に、比較手段及び出力段
トランジスタが負帰還動作し、これより出力端子
から予め定められた定電圧が出力されることにな
る。
しかしながら、起動回路が動作すると、基準電
圧及び出力端子の電圧に比例した電圧が一早く等
しくなる様に負帰還が働く為、出力段トランジス
タが飽和してしまい、この結果、起動回路が動作
している際の消費電流が極めて大となつてしまう
問題点があつた。
(ハ) 考案の目的
本考案は、起動回路が動作している時、出力段
トランジスタが飽和して過大電流が流れるのを防
止し、出力段トランジスタの飽和電圧特性を改善
することのできる直流安定化電源回路を提供する
ことを目的とする。
(ニ) 実施例
本考案の詳細を図面に従つて具体的に説明す
る。
第１図は本考案の直流安定化電源回路を示す図
である。
第１図において、１は直流電源端子であり、電
源スイツチ（図示せず）の閉成に伴つて安定化さ
れていない電源電圧V1が印加される。２５は出
力電源端子であり、後述する第１図回路の動作に
よつて安定化された定電圧V0が出力される。１
６は抵抗１７，１８から成る分圧回路であり、抵
抗１７，１８は出力電源端子２５及びアース端子
２６の間に直列接続され、出力電源端子２６に生
じる電圧を分圧するものである。
４は比較手段であり、差動接続されたトランジ
スタ５，６、該トランジスタ５，６の共通エミツ
タに接続されたエミツタ抵抗９、電流ミラー接続
されたトランジスタ７，８、及び、発振防止用コ
ンデンサ１０より構成される。そして、トランジ
スタ５のベースには後述する基準電圧回路から発
生する第１基準電圧が印加され、トランジスタ６
のベースには抵抗１７，１８の接続点に生じる分
圧値即ち出力電源端子２５に生じる電圧の大小に
比例した電圧が印加され、両入力電圧が比較され
ることになる。
１１はベースがトランジスタ７のコレクタと接
続されたバツフア段トランジスタであり、比較手
段４の出力電圧に応じて動作する。１３はトラン
ジスタ１４，１５から成る出力段トランジスタで
あり、トランジスタ１４，１５はダーリントン接
続され、トランジスタ１４のベースはバツフア段
トランジスタ１１のエミツタと接続され、トラン
ジスタ１５のコレクタは出力電源端子２５と接続
されている。１２は定電流トランジスタであり、
該定電流トランジスタ１２のベースには後述する
基準電圧回路から発生する第２基準電圧が印加さ
れ、バツフア段トランジスタ１１のエミツタ電流
及びトランジスタ１４のベース電流が一定となる
様に動作する。
２は起動回路である。そして、電源電圧V1が
入力端子１９を介して起動回路２に印加される
と、起動回路２は動作を開始し、トランジスタ１
４のベース電圧即ちＡ点電圧を出力端子２０を介
して下降させ、トランジスタ１４，１５を動作さ
せることによつて、出力電源端子２５に生じる電
圧即ちＢ点電圧を上昇させる。その後、所定電圧
まで上昇したＢ点電圧が入力端子２１を介して起
動回路２に印加されると、起動回路２は動作を終
了して停止する。
３は前述した基準電圧回路であり、バンドギヤ
ツプ回路等から構成される。そして、所定電圧ま
で上昇したＢ点電圧が入力端子２２を介して基準
電圧回路３に印加されると、基準電圧回路３は、
出力端子２３から比較手段４が比較動作を行うた
めの第１基準電圧（例えば1.2ボルト）を発生し、
また、出力端子２４から定電流トランジスタ１２
のコレクタ電流を一定とするための第２基準電圧
（例えば0.7ボルト）を発生する。２７はカソード
がバツフア段トランジスタ１１のベースと接続さ
れ、アノードが出力電源端子２５と接続された飽
和防止ダイオードであり、起動回路２が動作して
いる時にトランジスタ１４，１５が飽和して過大
電流が流れるのを防止するものである。
以下、第１図の動作を説明する。
まず、直流電源端子１に安定化されていない電
源電圧V1が印加されると、起動回路２が動作を
開始する。すると、トランジスタ１４のベース電
圧が下降してトランジスタ１４，１５が動作し、
出力電源端子２５に生じるＢ点電圧は上昇し始め
る。同時に、Ｂ点電圧は入力端子２２を介して基
準電圧回路３に印加され、基準電圧回路３の出力
端子２３から第１基準電圧が出力される。ここ
で、分圧回路１６、比較手段４、バツフア段トラ
ンジスタ１１、及び、トランジスタ１４，１５は
負帰還ループを形成しており、Ｂ点電圧と分圧回
路１６で分圧した電圧が第１基準電圧と等しくな
る様に動作する。つまり、分圧回路１６の分圧値
が第１基準電圧より小の時、電流ミラー回路を構
成するトランジスタ７，８のコレクタ電流が小と
なる為、バツフア段トランジスタ１１のベース電
圧が下降し、これに伴つてトランジスタ１４のベ
ース電圧が下降し、これよりトランジスタ１４，
１５は飽和状態でＢ点電圧を上昇させようとす
る。しかしながら、出力電源端子２５及びバツフ
ア段トランジスタ１１のベースの間には飽和防止
ダイオード２７が介挿されている為、バツフア段
トランジスタ１１のベース電圧はＢ点電圧から飽
和防止タイオード２７の順方向電圧を減算した電
圧まで上昇し、且つ、Ａ点電圧はＢ点電圧から飽
和防止ダイオード２７の順方向電圧及びバツフア
段トランジスタ１１のベース・エミツタ間電圧を
減算した電圧以下には下降しなくなり、これより
トランジスタ１４，１５は飽和することなくＢ点
電圧を徐々に上昇させることになる。
尚、起動時におけるトランジスタ１４，１５の
出力電流は、バツフア段トランジスタ１１の出力
電流及び飽和防止ダイオード２７を流れる電流と
比べて大きい。即ち、起動時において、トランジ
スタ１４，１５のベースエミツタ間電圧は、バツ
フア段トランジスタ１１のベースエミツタ間電圧
及び飽和防止ダイオード２７のアノードカソード
間電圧に比べて大きくなつている。従つて、起動
回路２の動作に伴い、トランジスタ１４，１５が
飽和状態でＢ点電圧が電源電圧Viとほぼ等しく
なるまで上昇した時、Ｂ点電圧はＡ点電圧に比べ
て大きくなり、即ち、飽和防止ダイオード２７は
導通し、トランジスタ１４，１５に過大電流が流
れない様に確実に動作する。勿論、起動が終了す
れば、飽和防止ダイオード２７はオフのままであ
る。
そして、Ｂ点電圧が所定電圧まで上昇すると、
該所定電圧が入力端子２１を介して起動回路２に
印加され、起動回路２は動作を終了して停止す
る。同時に、基準電圧回路３の出力端子２４から
第２基準電圧が出力され、定電流トランジスタ１
２はバツフア段トランジスタ１１のエミツタ電流
及びトランジスタ１４のベース電流を一定とする
様に動作することになる。その後、上記した負帰
還ループが継続して動作し、出力電源端子２５か
ら予め定められた定電圧V0が出力されることに
なる。
第２図は、起動回路２が動作している時の電源
電圧V1及びトランジスタ１５のコレクタ電流Icc
の関係を示す特性図である。特に、第２図は、出
力電源端子２５から３ボルトの定電圧V0を出力
する際の一実施例であり、曲線Ｐは飽和防止ダイ
オード２７を設けていない従来回路の特性図、曲
線Ｑは飽和防止ダイオード２７を設けた本考案回
路の特性図である。
第２図から明らかな様に、起動回路２が動作し
ている時、トランジスタ１５のコレクタ電流ICC
を従来回路に比べて大幅に減少でき、電流消費量
を大幅に削減できることになる。つまり、飽和防
止ダイオード２７を設けることによつて、トラン
ジスタ１４のベース電圧がＢ点電位から飽和防止
ダイオード２７の順方向電圧及びバツフア段トラ
ンジスタ１１のベース・エミツタ間電圧を減算し
た電圧以下に下降しないように制限されている
為、起動回路２の動作中に、トランジスタ１４，
１５が飽和して過大電流が流れるのを防止でき、
更に、トランジスタ１５から寄生電流が発生する
のも防止できることになる。従つて、トランジス
タ１４，１５の飽和電圧特性を改善できることに
なる。
(ホ) 考案の効果
本考案によれば、直流安定化電源回路を起動す
る時、出力段トランジスタが飽和して過大電流が
流れるのを防止でき、出力段トランジスタの飽和
電圧特性を改善できる利点が得られる。 [Detailed explanation of the invention] (a) Industrial application field The present invention relates to a DC stabilized power supply circuit, and in particular,
The present invention relates to a DC stabilized power supply circuit suitable for preventing output stage transistors from being saturated and excessive current flowing during a startup state. (b) Prior art and its problems In general, a DC stabilized power supply circuit consists of a startup circuit that starts itself, a reference voltage circuit that generates a reference voltage, and a voltage that is proportional to the reference voltage and the voltage at the output terminal. and an output stage transistor that amplifies and outputs the output voltage of the comparison means, and the comparison means and the output stage transistor form a negative feedback loop. When the startup circuit operates, the comparison means and the output stage transistor perform negative feedback operation so that the voltage proportional to the reference voltage and the voltage at the output terminal become equal, and a predetermined constant voltage is output from the output terminal. will be done. However, when the startup circuit operates, negative feedback works so that the voltage proportional to the reference voltage and the voltage at the output terminal become equal quickly, so the output stage transistor becomes saturated, and as a result, the startup circuit does not operate. There was a problem in that the current consumption was extremely large when the device was in use. (c) Purpose of the invention The present invention is a DC stabilizer that can prevent the output stage transistor from being saturated and excessive current flowing when the startup circuit is operating, and improve the saturation voltage characteristics of the output stage transistor. The purpose of this invention is to provide a power supply circuit with improved performance. (d) Examples The details of the present invention will be specifically explained with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a DC stabilized power supply circuit of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a DC power supply terminal, to which an unstabilized power supply voltage V1 is applied when a power switch (not shown) is closed. 25 is an output power supply terminal, from which a constant voltage V 0 stabilized by the operation of the circuit shown in FIG. 1, which will be described later, is output. 1
Reference numeral 6 denotes a voltage dividing circuit consisting of resistors 17 and 18, which are connected in series between the output power supply terminal 25 and the ground terminal 26, and divide the voltage generated at the output power supply terminal 26. Reference numeral 4 denotes comparison means, which includes differentially connected transistors 5 and 6, an emitter resistor 9 connected to the common emitters of the transistors 5 and 6, current mirror connected transistors 7 and 8, and an oscillation prevention capacitor 10. It consists of A first reference voltage generated from a reference voltage circuit, which will be described later, is applied to the base of the transistor 5, and the transistor 6
A voltage proportional to the divided voltage value generated at the connection point of the resistors 17 and 18, that is, the voltage generated at the output power supply terminal 25, is applied to the base of the input voltage source 1, and the two input voltages are compared. Reference numeral 11 denotes a buffer stage transistor whose base is connected to the collector of the transistor 7, and operates according to the output voltage of the comparison means 4 . 13 is an output stage transistor consisting of transistors 14 and 15, which are connected in Darlington, the base of transistor 14 is connected to the emitter of buffer stage transistor 11, and the collector of transistor 15 is connected to output power supply terminal 25. ing. 12 is a constant current transistor;
A second reference voltage generated from a reference voltage circuit, which will be described later, is applied to the base of the constant current transistor 12, and operates so that the emitter current of the buffer stage transistor 11 and the base current of the transistor 14 are constant. 2 is a starting circuit. Then, when the power supply voltage V 1 is applied to the starting circuit 2 through the input terminal 19, the starting circuit 2 starts operating, and the transistor 1
By lowering the base voltage of 4, that is, the voltage at point A, through the output terminal 20 and operating the transistors 14 and 15, the voltage generated at the output power supply terminal 25, that is, the voltage at point B, is increased. Thereafter, when the voltage at point B, which has increased to a predetermined voltage, is applied to the starting circuit 2 via the input terminal 21, the starting circuit 2 finishes its operation and stops. Reference numeral 3 denotes the reference voltage circuit mentioned above, which is composed of a band gap circuit and the like. Then, when the B point voltage that has increased to a predetermined voltage is applied to the reference voltage circuit 3 via the input terminal 22, the reference voltage circuit 3
The comparison means 4 generates a first reference voltage (for example, 1.2 volts) from the output terminal 23 for performing a comparison operation,
Further, from the output terminal 24, the constant current transistor 12
A second reference voltage (for example, 0.7 volts) is generated to keep the collector current constant. 27 is a saturation prevention diode whose cathode is connected to the base of the buffer stage transistor 11 and whose anode is connected to the output power supply terminal 25. When the startup circuit 2 is operating, the transistors 14 and 15 are saturated and excessive current is generated. This prevents it from flowing. The operation shown in FIG. 1 will be explained below. First, when an unstabilized power supply voltage V 1 is applied to the DC power supply terminal 1, the starting circuit 2 starts operating. Then, the base voltage of transistor 14 drops and transistors 14 and 15 operate,
The B point voltage generated at the output power supply terminal 25 begins to rise. At the same time, the B point voltage is applied to the reference voltage circuit 3 via the input terminal 22, and the first reference voltage is output from the output terminal 23 of the reference voltage circuit 3 . Here, the voltage dividing circuit 16 , the comparing means 4 , the buffer stage transistor 11, and the transistors 14 and 15 form a negative feedback loop, and the voltage at point B and the voltage divided by the voltage dividing circuit 16 are the first reference. It operates so that it is equal to the voltage. In other words, when the divided voltage value of the voltage dividing circuit 16 is smaller than the first reference voltage, the collector currents of the transistors 7 and 8 forming the current mirror circuit become small, so the base voltage of the buffer stage transistor 11 decreases. Along with this, the base voltage of the transistor 14 decreases, and from this, the transistor 14,
15 attempts to increase the voltage at point B in the saturated state. However, since the saturation prevention diode 27 is inserted between the output power supply terminal 25 and the base of the buffer stage transistor 11, the base voltage of the buffer stage transistor 11 is changed from the B point voltage to the forward voltage of the saturation prevention diode 27. The voltage at point A rises to the subtracted voltage, and the voltage at point A no longer falls below the voltage obtained by subtracting the forward voltage of the saturation prevention diode 27 and the voltage between the base and emitter of the buffer stage transistor 11 from the voltage at point B. 14 and 15 gradually increase the B point voltage without saturation. Note that the output currents of the transistors 14 and 15 at startup are larger than the output current of the buffer stage transistor 11 and the current flowing through the saturation prevention diode 27. That is, at startup, the base-emitter voltages of the transistors 14 and 15 are larger than the base-emitter voltage of the buffer stage transistor 11 and the anode-cathode voltage of the saturation prevention diode 27. Therefore, when the transistors 14 and 15 are saturated and the voltage at point B increases until it becomes almost equal to the power supply voltage Vi as the starting circuit 2 operates, the voltage at point B becomes larger than the voltage at point A, that is, The anti-saturation diode 27 becomes conductive and operates reliably to prevent excessive current from flowing through the transistors 14 and 15. Of course, once the startup is finished, the anti-saturation diode 27 remains off. Then, when the voltage at point B rises to a predetermined voltage,
The predetermined voltage is applied to the starting circuit 2 via the input terminal 21, and the starting circuit 2 finishes its operation and stops. At the same time, the second reference voltage is output from the output terminal 24 of the reference voltage circuit 3 , and the constant current transistor 1
2 operates to keep the emitter current of the buffer stage transistor 11 and the base current of the transistor 14 constant. Thereafter, the negative feedback loop described above continues to operate, and a predetermined constant voltage V 0 is output from the output power supply terminal 25. FIG. 2 shows the power supply voltage V 1 and the collector current I cc of the transistor 15 when the starting circuit 2 is operating.
FIG. In particular, FIG. 2 shows an example of outputting a constant voltage V 0 of 3 volts from the output power supply terminal 25, the curve P is a characteristic diagram of a conventional circuit without the saturation prevention diode 27, and the curve Q is a characteristic diagram of a conventional circuit without the saturation prevention diode 27. FIG. 2 is a characteristic diagram of the circuit of the present invention provided with an anti-saturation diode 27; As is clear from FIG. 2, when the starting circuit 2 is operating, the collector current I CC of the transistor 15 is
can be significantly reduced compared to conventional circuits, resulting in a significant reduction in current consumption. In other words, by providing the saturation prevention diode 27, the base voltage of the transistor 14 does not fall below the voltage obtained by subtracting the forward voltage of the saturation prevention diode 27 and the base-emitter voltage of the buffer stage transistor 11 from the potential at point B. Therefore, during the operation of the starting circuit 2 , the transistors 14,
15 is saturated and excessive current flows,
Furthermore, generation of parasitic current from the transistor 15 can also be prevented. Therefore, the saturation voltage characteristics of transistors 14 and 15 can be improved. (E) Effects of the invention According to the invention, when starting up a DC stabilized power supply circuit, it is possible to prevent the output stage transistor from becoming saturated and excessive current flows, and there is an advantage that the saturation voltage characteristics of the output stage transistor can be improved. can get.
第１図は本考案の直流安定化電源回路を示す
図、第２図は第１図の出力段トランジスタの特性
を示す特性図である。
１……直流電源端子、２……起動回路、３……
基準電圧回路、４……比較手段、１１……バツフ
ア段トランジスタ、１２……定電流トランジス
タ、１３……出力段トランジスタ、１６……分圧
回路、２５……出力電源端子、２７……飽和防止
ダイオード。
FIG. 1 is a diagram showing the DC stabilized power supply circuit of the present invention, and FIG. 2 is a characteristic diagram showing the characteristics of the output stage transistor of FIG. 1. 1...DC power supply terminal, 2 ...Start circuit, 3 ...
Reference voltage circuit, 4 ... Comparison means, 11... Buffer stage transistor, 12... Constant current transistor, 13... Output stage transistor, 16 ... Voltage dividing circuit, 25 ... Output power supply terminal, 27... Saturation prevention diode.
Claims (1)
が出力される出力電源端子と、前記出力電源端子
に生じた電圧が印加される分圧回路と、一方の入
力に第１基準電圧が印加され、他方の入力に前記
分圧回路の出力電圧が印加される比較手段と、入
力に前記比較手段の出力電圧が印加されるバツフ
ア段トランジスタと、入力に前記バツフア段トラ
ンジスタの出力電圧が印加され、出力から前記出
力電源端子に生じる電圧を出力する出力段トラン
ジスタと、入力に前記バツフア段トランジスタの
出力電流及び前記出力段トランジスタの入力電流
の和を一定とするための第２基準電圧が印加され
る定電流トランジスタと、前記電源電圧が投入さ
れて前記出力段トランジスタの入力を制御する起
動回路と、前記出力電源端子に生じる電圧が印加
され、前記第１基準電圧及び前記第２基準電圧を
発生する基準電圧回路と、を備えた直流安定化電
源回路において、前記出力電源端子及び前記バツ
フア段トランジスタの入力の間に、前記起動回路
が動作している時に前記出力段トランジスタが飽
和して過大電流が流れるのを防止する飽和防止ダ
イオードを接続したことを特徴とする直流安定化
電源回路。 A DC power supply terminal to which a power supply voltage is applied, an output power supply terminal to which a constant voltage is output, a voltage divider circuit to which the voltage generated at the output power supply terminal is applied, and a first reference voltage is applied to one input. , a comparison means to which the output voltage of the voltage dividing circuit is applied to the other input, a buffer stage transistor to which the output voltage of the comparison means is applied to the input, and an output voltage of the buffer stage transistor to the input, An output stage transistor outputs a voltage generated from the output to the output power supply terminal, and a second reference voltage is applied to the input to keep the sum of the output current of the buffer stage transistor and the input current of the output stage transistor constant. a constant current transistor, a startup circuit to which the power supply voltage is applied to control the input of the output stage transistor, and a voltage generated at the output power terminal to which the voltage generated is applied to generate the first reference voltage and the second reference voltage. In the DC stabilized power supply circuit comprising a reference voltage circuit, when the startup circuit is operating, the output stage transistor is saturated and an excessive current is generated between the output power supply terminal and the input of the buffer stage transistor. A DC stabilized power supply circuit characterized by connecting a saturation prevention diode to prevent current from flowing.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14410782U JPS5949216U (en) | 1982-09-22 | 1982-09-22 | DC stabilized power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14410782U JPS5949216U (en) | 1982-09-22 | 1982-09-22 | DC stabilized power supply circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5949216U JPS5949216U (en) | 1984-04-02 |
| JPH0537289Y2 true JPH0537289Y2 (en) | 1993-09-21 |
Family
ID=30321459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14410782U Granted JPS5949216U (en) | 1982-09-22 | 1982-09-22 | DC stabilized power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5949216U (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0644205B2 (en) * | 1988-11-16 | 1994-06-08 | 三洋電機株式会社 | Constant voltage power supply circuit |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4934411A (en) * | 1972-08-03 | 1974-03-29 |
-
1982
- 1982-09-22 JP JP14410782U patent/JPS5949216U/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4934411A (en) * | 1972-08-03 | 1974-03-29 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5949216U (en) | 1984-04-02 |
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