JPH05328731A - マルチレベルインバータ - Google Patents
マルチレベルインバータInfo
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- JPH05328731A JPH05328731A JP4132555A JP13255592A JPH05328731A JP H05328731 A JPH05328731 A JP H05328731A JP 4132555 A JP4132555 A JP 4132555A JP 13255592 A JP13255592 A JP 13255592A JP H05328731 A JPH05328731 A JP H05328731A
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- JP
- Japan
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- switching
- voltage
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 マルチレベルインバータを構成するスイッチ
ング素子S0〜S4のスイッチング周波数またはスイッチン
グ損失の均等化を可能にするとともに、電力変換器とし
ての広範囲の適用を可能にする。 【構成】 マルチレベルインバータにおける複数又は複
数対の電圧レベルを有する直流電源E0〜E4のうち、一つ
または一対の電圧レベルの直流電源E0またはE1,E2を主
電源とし、他のレベルの直流電源E3, E4を前記主直流電
源を入力としかつ出力電圧が調整可能な直流・直流変換
器CNV1, CNV2により構成する。
ング素子S0〜S4のスイッチング周波数またはスイッチン
グ損失の均等化を可能にするとともに、電力変換器とし
ての広範囲の適用を可能にする。 【構成】 マルチレベルインバータにおける複数又は複
数対の電圧レベルを有する直流電源E0〜E4のうち、一つ
または一対の電圧レベルの直流電源E0またはE1,E2を主
電源とし、他のレベルの直流電源E3, E4を前記主直流電
源を入力としかつ出力電圧が調整可能な直流・直流変換
器CNV1, CNV2により構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は複数または複数対の電圧
レベルを有する直流電源を、該複数または複数対に関連
した複数の瞬時電圧レベルを有する交流電圧に変換する
マルチレベルインバータに関し、特にマルチレベルイン
バータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波
数またはスイッチング損失の均等化を可能にするととも
に、電力変換器としての広範囲の適用を可能にするマル
チレベルインバータを提供する。
レベルを有する直流電源を、該複数または複数対に関連
した複数の瞬時電圧レベルを有する交流電圧に変換する
マルチレベルインバータに関し、特にマルチレベルイン
バータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波
数またはスイッチング損失の均等化を可能にするととも
に、電力変換器としての広範囲の適用を可能にするマル
チレベルインバータを提供する。
【０００２】
【従来の技術】図５に５レベルのマルチレベルインバー
タの一相分の構成例を示す。E1〜E4は直流電源であり、
E1, E2とE3, E4とでそれぞれ一対の直流電源を構成して
いる。S0〜S4はスイッチング回路、D1, D2はダイオー
ド、Ｌは負荷である。
タの一相分の構成例を示す。E1〜E4は直流電源であり、
E1, E2とE3, E4とでそれぞれ一対の直流電源を構成して
いる。S0〜S4はスイッチング回路、D1, D2はダイオー
ド、Ｌは負荷である。
【０００３】直流電源E1〜E4は一般的には商用電源を変
圧整流して形成されるが、その詳細は省略する。
圧整流して形成されるが、その詳細は省略する。
【０００４】図６(a) はスイッチング素子としてGTO(ゲ
ートターンオフサイリスタ）を使用した場合のスイッチ
ンク回路S1〜S4の具体的構成例であり、GTO およびこれ
に逆並列接続されたダイオードにより構成されている。
図６(b) 〜(d) は同じくGTOを使用した場合のスイッチ
ンク回路S0の具体的構成例であり、図６(b) ではフルブ
リッジ接続されたダイオードとその直流端子間に接続さ
れるGTO により、図６(c) では図６(a) と同一のスイッ
チング回路の逆直列接続により、また図６(d)ではGTO
とダイオードとの直列接続体を逆並列接続して構成され
る。
ートターンオフサイリスタ）を使用した場合のスイッチ
ンク回路S1〜S4の具体的構成例であり、GTO およびこれ
に逆並列接続されたダイオードにより構成されている。
図６(b) 〜(d) は同じくGTOを使用した場合のスイッチ
ンク回路S0の具体的構成例であり、図６(b) ではフルブ
リッジ接続されたダイオードとその直流端子間に接続さ
れるGTO により、図６(c) では図６(a) と同一のスイッ
チング回路の逆直列接続により、また図６(d)ではGTO
とダイオードとの直列接続体を逆並列接続して構成され
る。
【０００５】図５において、直流電源E1, E2の電圧をE/
2 にして、直流電源E3, E4の電圧をE/4 とし、スイッチ
ング回路S0〜S4のスイッチング状態を、オンの場合１、
オフの場合０で表示した場合、各スイッチング回路S0〜
S4のスイッチング状態と電源の中点０に対する出力点Ｕ
の電圧、すなわち出力電圧 VU は以下の通りとなる。
2 にして、直流電源E3, E4の電圧をE/4 とし、スイッチ
ング回路S0〜S4のスイッチング状態を、オンの場合１、
オフの場合０で表示した場合、各スイッチング回路S0〜
S4のスイッチング状態と電源の中点０に対する出力点Ｕ
の電圧、すなわち出力電圧 VU は以下の通りとなる。
【表１】
【０００６】図７は、図５によるインバータを、一定キ
ャリア周波数のパルス幅制御(PWM)による正弦波変調し
た場合の出力電圧波形を示す。
ャリア周波数のパルス幅制御(PWM)による正弦波変調し
た場合の出力電圧波形を示す。
【０００７】すなわち、図５のインバータは、５つのレ
ベルをもった電圧を発生させることができ、これらのレ
ベル間をスイッチングすることにより、負荷Ｌにはより
少ないスイッチング周波数で、より歪みの少ない良質の
電圧あるいは電流を供給することが可能となる。
ベルをもった電圧を発生させることができ、これらのレ
ベル間をスイッチングすることにより、負荷Ｌにはより
少ないスイッチング周波数で、より歪みの少ない良質の
電圧あるいは電流を供給することが可能となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなマルチレベルインバータでは、変調電圧（図７に点
線で示した正弦波電圧）と直流電圧との相対的な大きさ
の関係で、各スイッチング回路のスイッチング周波数の
分担が大きく変動する。例えば、図７(a) は変調電圧と
直流電源電圧E/2 との差が小さい場合の波形であって、
これからも明らかなように、変調電圧と直流電源電圧と
の差が小さい場合には、スイッチング回路S1，S4のスイ
ッチング回数が多くなり、逆に図７(b) は変調電圧と直
流電源電圧との差が相対的に大きい場合の波形例であっ
て、この場合にはスイッチング回路S2，S3，S0のスイッ
チング回数が多くなる。
うなマルチレベルインバータでは、変調電圧（図７に点
線で示した正弦波電圧）と直流電圧との相対的な大きさ
の関係で、各スイッチング回路のスイッチング周波数の
分担が大きく変動する。例えば、図７(a) は変調電圧と
直流電源電圧E/2 との差が小さい場合の波形であって、
これからも明らかなように、変調電圧と直流電源電圧と
の差が小さい場合には、スイッチング回路S1，S4のスイ
ッチング回数が多くなり、逆に図７(b) は変調電圧と直
流電源電圧との差が相対的に大きい場合の波形例であっ
て、この場合にはスイッチング回路S2，S3，S0のスイッ
チング回数が多くなる。
【０００９】このスイッチング周波数は上記したような
変調電圧と直流電源電圧との相対的な関係ばかりでな
く、変調電圧の波形によって大きく変化し、特定のスイ
ッチング回路にスイッチングが集中してスイッチング損
失の増大に伴うスイッチング素子の破壊に至らしめるこ
とになる。
変調電圧と直流電源電圧との相対的な関係ばかりでな
く、変調電圧の波形によって大きく変化し、特定のスイ
ッチング回路にスイッチングが集中してスイッチング損
失の増大に伴うスイッチング素子の破壊に至らしめるこ
とになる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】従来のマルチレベルイン
バータの上記問題点を解決するために、本発明によるマ
ルチレベルインバータでは、該マルチレベルインバータ
の複数または複数対の直流電源のうちの一つまたは一対
の電圧レベルの直流電源を主直流電源とし、他の電圧レ
ベルの直流電源を、前記主直流電源を入力としかつ出力
電圧が調整可能な直流・直流変換器により構成するもの
である。
バータの上記問題点を解決するために、本発明によるマ
ルチレベルインバータでは、該マルチレベルインバータ
の複数または複数対の直流電源のうちの一つまたは一対
の電圧レベルの直流電源を主直流電源とし、他の電圧レ
ベルの直流電源を、前記主直流電源を入力としかつ出力
電圧が調整可能な直流・直流変換器により構成するもの
である。
【００１１】
【作用】この構成において、直流・直流変換器の出力電
圧を調整することにより、スイッチング回路のスイッチ
ング周波数またはスイッチング損失を均等化することが
できるほか、一般的には商用電源を変圧整流して形成さ
れる主直流電源の数が一つまたは一対となるため、電力
変換器として適用範囲を拡大することができる。
圧を調整することにより、スイッチング回路のスイッチ
ング周波数またはスイッチング損失を均等化することが
できるほか、一般的には商用電源を変圧整流して形成さ
れる主直流電源の数が一つまたは一対となるため、電力
変換器として適用範囲を拡大することができる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明によるマルチレベルインバータ
の一実施例の回路図である。図１において、図５と同一
符号を付したものは同一要素である。E1, E2は一般に商
用電源の整流等によって得られる一対の主直流電源、CN
V1, CNV2はそれぞれ主直流電源E1, E2を入力とし、制御
可能な出力電圧E3, E4を発生する直流・直流変換器であ
り、E3, E4により他の対の直流電源を構成する。主直流
電源E1, E2の電圧をE/2 としたとき、直流・直流変換器
CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4はE/4 を中心として制御さ
れる。
の一実施例の回路図である。図１において、図５と同一
符号を付したものは同一要素である。E1, E2は一般に商
用電源の整流等によって得られる一対の主直流電源、CN
V1, CNV2はそれぞれ主直流電源E1, E2を入力とし、制御
可能な出力電圧E3, E4を発生する直流・直流変換器であ
り、E3, E4により他の対の直流電源を構成する。主直流
電源E1, E2の電圧をE/2 としたとき、直流・直流変換器
CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4はE/4 を中心として制御さ
れる。
【００１３】直流・直流変換器CNV1, CNV2は各種の形態
をとることができるが、周知の構成であるので、詳細説
明は省略する。
をとることができるが、周知の構成であるので、詳細説
明は省略する。
【００１４】図２は図７と同様に変調波を正弦波とした
場合の本発明における出力電圧波形例である。図２(a)
は変調電圧と主直流電源電圧との差が小さい場合で、か
つ直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4をE/4
より増加させた場合の波形例であり、また図２(b) は変
調電圧と主直流電源電圧との差が大きく、かつ直流・直
流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4をE/4 より減少さ
せた場合の波形例である。
場合の本発明における出力電圧波形例である。図２(a)
は変調電圧と主直流電源電圧との差が小さい場合で、か
つ直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4をE/4
より増加させた場合の波形例であり、また図２(b) は変
調電圧と主直流電源電圧との差が大きく、かつ直流・直
流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4をE/4 より減少さ
せた場合の波形例である。
【００１５】図２(a) と図７(a) を比較すれば明らかな
ように、変調電圧と直流電源電圧との差が小さい場合、
本発明においては、直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力
電圧E3, E4をE/4 より増加させることにより、スイッチ
ング回路S2, S3のスイッチング区間を増加させるととも
に、スイッチング回路S1, S4のスイッチング区間を減少
させる。この結果、スイッチング回路S2, S3のスイッチ
ング回数が増加し、またスイッチング回路S1, S4のスイ
ッチング回数が減少して、両スイッチング回路グループ
のスイッチング周波数の差が縮小される。さらにスイッ
チング回路S2,S3はスイッチング回数が増加するだけで
なく、直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4を
E/4 より増加させることにより、スイッチング電圧が増
加するため、スイッチング損失はスイッチング回数の増
加率以上に増大する。逆にスイッチング回路S1, S4のス
イッチング回数が減少するとともにスイッチング電圧も
減少するため、スイッチング回数の減少率以上にスイッ
チング損失が減少し、両スイッチング回路グループのス
イッチング損失が均等化される。
ように、変調電圧と直流電源電圧との差が小さい場合、
本発明においては、直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力
電圧E3, E4をE/4 より増加させることにより、スイッチ
ング回路S2, S3のスイッチング区間を増加させるととも
に、スイッチング回路S1, S4のスイッチング区間を減少
させる。この結果、スイッチング回路S2, S3のスイッチ
ング回数が増加し、またスイッチング回路S1, S4のスイ
ッチング回数が減少して、両スイッチング回路グループ
のスイッチング周波数の差が縮小される。さらにスイッ
チング回路S2,S3はスイッチング回数が増加するだけで
なく、直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4を
E/4 より増加させることにより、スイッチング電圧が増
加するため、スイッチング損失はスイッチング回数の増
加率以上に増大する。逆にスイッチング回路S1, S4のス
イッチング回数が減少するとともにスイッチング電圧も
減少するため、スイッチング回数の減少率以上にスイッ
チング損失が減少し、両スイッチング回路グループのス
イッチング損失が均等化される。
【００１６】図２(b) は変調電圧と直流電源電圧との差
が大きい場合の出力電圧波形例であり、直流・直流変換
器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4をE/4 より減少させるこ
とにより、上記とは逆の作用により両スイッチング回路
グループのスイッチング周波数の差が縮小するととも
に、スイッチング損失が均等化される。
が大きい場合の出力電圧波形例であり、直流・直流変換
器CNV1, CNV2の出力電圧E3, E4をE/4 より減少させるこ
とにより、上記とは逆の作用により両スイッチング回路
グループのスイッチング周波数の差が縮小するととも
に、スイッチング損失が均等化される。
【００１７】なお図１における主直流電源E1, E2は前記
のように一般的には商用電源の整流により得られるが、
その際入力トランスを含めた12相構成として商用入力の
高調波電流を低減すれば一層好適である。
のように一般的には商用電源の整流により得られるが、
その際入力トランスを含めた12相構成として商用入力の
高調波電流を低減すれば一層好適である。
【００１８】図３は本発明によるマルチレベルインバー
タの他の実施例の回路図であり、マルチレベルインバー
タの直流電源部分のみを示している。図においてE0は一
般的には商用電源を整流して得られる一つの主直流電
源、C1, C2はこの一つの主直流電源を分圧して、一対の
主直流電源E1, E2を作るための分圧用コンデンサであっ
て、CNV1, CNV2は図１におけると同様の出力電圧が制御
可能な直流・直流変換器であり、上記一対の主直流電源
E1, E2を入力として一対の直流電圧E3, E4を出力する。
タの他の実施例の回路図であり、マルチレベルインバー
タの直流電源部分のみを示している。図においてE0は一
般的には商用電源を整流して得られる一つの主直流電
源、C1, C2はこの一つの主直流電源を分圧して、一対の
主直流電源E1, E2を作るための分圧用コンデンサであっ
て、CNV1, CNV2は図１におけると同様の出力電圧が制御
可能な直流・直流変換器であり、上記一対の主直流電源
E1, E2を入力として一対の直流電圧E3, E4を出力する。
【００１９】図３によるマルチレベルインバータの動作
は図１のものと同様であり、詳細説明は省略する。
は図１のものと同様であり、詳細説明は省略する。
【００２０】図３においては商用電源等の整流で作る主
直流電源が一つであり、このため入力トランスが不要に
なるために小形軽量化がはかれる他、直流ステージにバ
ッテリを必要とする無停電電源装置への適用が可能にな
る等、電力変換器としての適用範囲を広げることができ
る。
直流電源が一つであり、このため入力トランスが不要に
なるために小形軽量化がはかれる他、直流ステージにバ
ッテリを必要とする無停電電源装置への適用が可能にな
る等、電力変換器としての適用範囲を広げることができ
る。
【００２１】なお図３における直流・直流変換器CNV1,
CNV2は、入力電源を一対の主直流電源E1, E2として図示
してあるが、一つの主直流電源E0であってもよい。また
コンデンサC1, C2により分圧して作られる直流電源E1,
E2は、一つの主直流電源E0を入力とする他の直流・直流
変換器によって構成することも可能である。
CNV2は、入力電源を一対の主直流電源E1, E2として図示
してあるが、一つの主直流電源E0であってもよい。また
コンデンサC1, C2により分圧して作られる直流電源E1,
E2は、一つの主直流電源E0を入力とする他の直流・直流
変換器によって構成することも可能である。
【００２２】図４は本発明のさらに他の実施例であり、
５レベルの三相マルチレベルインバータに本発明を適用
した実施例を示す。S11 〜S34 は図５におけるS1〜S4と
同様のスイッチング回路、S10 〜S30 は図５におけるS0
と同様のスイッチング回路であり、三相構成となってい
る他は図３と同様である。
５レベルの三相マルチレベルインバータに本発明を適用
した実施例を示す。S11 〜S34 は図５におけるS1〜S4と
同様のスイッチング回路、S10 〜S30 は図５におけるS0
と同様のスイッチング回路であり、三相構成となってい
る他は図３と同様である。
【００２３】図１〜４の実施例ではスイッチング素子と
してGTO を用い、かつマルチレベルインバータのレベル
数を５とした場合について例示しているが、本発明は使
用するスイッチング素子の種類やレベル数を限定するも
のではないことは、以上の説明から明らかである。
してGTO を用い、かつマルチレベルインバータのレベル
数を５とした場合について例示しているが、本発明は使
用するスイッチング素子の種類やレベル数を限定するも
のではないことは、以上の説明から明らかである。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
マルチレベルインバータを構成するスイッチング素子
の、スイッチング周波数またはスイッチング損失の均等
化がはかれ、スイッチング損失の偏重による素子の破壊
を防止することができる。また本発明によれば、マルチ
レベルインバータであっても、直流ステージにバッテリ
を有する無停電電源装置にも適用が可能になるなど、電
力変換器としての適用範囲を広げることができる。
マルチレベルインバータを構成するスイッチング素子
の、スイッチング周波数またはスイッチング損失の均等
化がはかれ、スイッチング損失の偏重による素子の破壊
を防止することができる。また本発明によれば、マルチ
レベルインバータであっても、直流ステージにバッテリ
を有する無停電電源装置にも適用が可能になるなど、電
力変換器としての適用範囲を広げることができる。
【図１】本発明によるマルチレベルインバータの一実施
例の回路図である。
例の回路図である。
【図２】図１によるマルチレベルインバータの出力電圧
波形図であって、(a) は変調電圧と主直流電源電圧との
差が小さい場合で、かつ直流・直流変換器CNV1, CNV2の
出力電圧E3, E4をE/4 より増加させた場合の波形例であ
り、(b) は変調電圧と主直流電源電圧との差が大きく、
かつ直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3,E4をE/4
より減少させた場合の波形例である。
波形図であって、(a) は変調電圧と主直流電源電圧との
差が小さい場合で、かつ直流・直流変換器CNV1, CNV2の
出力電圧E3, E4をE/4 より増加させた場合の波形例であ
り、(b) は変調電圧と主直流電源電圧との差が大きく、
かつ直流・直流変換器CNV1, CNV2の出力電圧E3,E4をE/4
より減少させた場合の波形例である。
【図３】本発明によるマルチレベルインバータの他の実
施例の回路図である。
施例の回路図である。
【図４】本発明によるマルチレベルインバータのさらに
他の実施例の回路図である。
他の実施例の回路図である。
【図５】従来のマルチレベルインバータの一例の回路図
である。
である。
【図６】スイッチング回路の具体的構成例を示す回路図
である。
である。
【図７】図５によるマルチレベルインバータの出力電圧
波形図であり、(a) は変調電圧と直流電源電圧E/2 との
差が小さい場合の波形であって、(b) は変調電圧と直流
電源電圧との差が相対的に大きい場合の波形例である。
波形図であり、(a) は変調電圧と直流電源電圧E/2 との
差が小さい場合の波形であって、(b) は変調電圧と直流
電源電圧との差が相対的に大きい場合の波形例である。
E0〜E4 直流電源 S0〜S4 スイッチング回路 D1, D2, D ダイオード GTO ゲートターンオフサイリスタ Ｌ 負荷 CNV1, CNV2 直流・直流電圧変換器
Claims (1)
- 【請求項１】 複数または複数対の電圧レベルを有する
直流電源を、該複数または複数対に関連した複数の瞬時
レベルを有する交流電圧に変換するマルチレベルインバ
ータにおいて、一つまたは一対の電圧レベルの直流電源
を主直流電源とし、他の電圧レベルの直流電源を前記主
直流電源を入力としかつ出力電圧が調整可能な直流・直
流変換器により構成したことを特徴とするマルチレベル
インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4132555A JPH05328731A (ja) | 1992-05-25 | 1992-05-25 | マルチレベルインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4132555A JPH05328731A (ja) | 1992-05-25 | 1992-05-25 | マルチレベルインバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05328731A true JPH05328731A (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=15084030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4132555A Pending JPH05328731A (ja) | 1992-05-25 | 1992-05-25 | マルチレベルインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05328731A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007028860A (ja) * | 2005-07-21 | 2007-02-01 | Hitachi Ltd | 電力変換装置及びこれを備えた鉄道車輌 |
| JP2011142783A (ja) * | 2010-01-08 | 2011-07-21 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2014100064A (ja) * | 2008-02-06 | 2014-05-29 | Siemens Aktiengesellschaft | コンバータ |
| JP2015050931A (ja) * | 2013-08-29 | 2015-03-16 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | デュアル構造のパワーセルを備えるインバータ |
-
1992
- 1992-05-25 JP JP4132555A patent/JPH05328731A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007028860A (ja) * | 2005-07-21 | 2007-02-01 | Hitachi Ltd | 電力変換装置及びこれを備えた鉄道車輌 |
| JP2014100064A (ja) * | 2008-02-06 | 2014-05-29 | Siemens Aktiengesellschaft | コンバータ |
| JP2011142783A (ja) * | 2010-01-08 | 2011-07-21 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2015050931A (ja) * | 2013-08-29 | 2015-03-16 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | デュアル構造のパワーセルを備えるインバータ |
| US9331601B2 (en) | 2013-08-29 | 2016-05-03 | Lsis Co., Ltd. | Inverter with power cell of dual structure |
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