JPH07111784A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JPH07111784A JPH07111784A JP5276075A JP27607593A JPH07111784A JP H07111784 A JPH07111784 A JP H07111784A JP 5276075 A JP5276075 A JP 5276075A JP 27607593 A JP27607593 A JP 27607593A JP H07111784 A JPH07111784 A JP H07111784A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- semiconductor switches
- semiconductor switch
- semiconductor
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異があ
っても、スイッチングのモードに対応するインバータ動
作の安定化を図り、かつ、半導体スイッチに接続される
並列抵抗数を低減するのに好適な電力変換装置を提供す
ることにある。 【構成】 電源電位と中間電位と接地電位の３状態を出
力する電力変換装置において、３レベルインバータの各
相に直列接続された４個の半導体スイッチの各々に抵抗
を並列接続し、内側の半導体スイッチの抵抗に比して外
側の半導体スイッチの抵抗の値を高くし、または、各相
に直列接続された４個の半導体スイッチの中で、中間の
２半導体スイッチの両端に抵抗を並列接続する。
っても、スイッチングのモードに対応するインバータ動
作の安定化を図り、かつ、半導体スイッチに接続される
並列抵抗数を低減するのに好適な電力変換装置を提供す
ることにある。 【構成】 電源電位と中間電位と接地電位の３状態を出
力する電力変換装置において、３レベルインバータの各
相に直列接続された４個の半導体スイッチの各々に抵抗
を並列接続し、内側の半導体スイッチの抵抗に比して外
側の半導体スイッチの抵抗の値を高くし、または、各相
に直列接続された４個の半導体スイッチの中で、中間の
２半導体スイッチの両端に抵抗を並列接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源電圧を分割するコ
ンデンサーと４組の直列接続された半導体スイッチと中
性点電位をクランプするダイオードから構成され、３レ
ベルの電位を出力する電力変換装置に関する。
ンデンサーと４組の直列接続された半導体スイッチと中
性点電位をクランプするダイオードから構成され、３レ
ベルの電位を出力する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電気車用の交流電動機を制御するＰＷＭ
インバータのスイッチング素子には、ゲートターンオフ
サイリスタ（以下、ＧＴＯと記す）を使用するのが一般
的である。しかし、近年では、高周波動作が可能な絶縁
ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと記
す）が実用可能となってきた。ところで、これらのスイ
ッチング素子からなるインバータ回路方式として、電源
電圧を分割するように直列に接続したコンデンサーと４
組の直列された半導体スイッチと、コンデンサーの中点
と半導体スイッチの１と２の間及び３と４の間をダイオ
ードで接続し、中性点電位にクランプする回路方式が知
られている。この回路方式の特徴として、４組の半導体
スイッチのオン・オフの組合せによって、電源電位、中
点電位、接地電位の３段階の出力をとり得ること、ま
た、電源電位をコンデンサーで分割するため、１組の半
導体スイッチには電源電位の１／２が印加されることが
挙げられる。この方式のインバータを３レベルインバー
タと呼ぶ。３レベルインバータは、上述したように４組
の直列された半導体スイッチから構成されるので、これ
ら半導体スイッチの直列接続には、個々の素子のオン・
オフ特性を合わせる必要がある。しかし、この特性合わ
せは困難を要する。また、この過度動作時の特性合わせ
の外に、定常状態の素子にかかる電圧分担が均等になる
ように配慮する必要がある。すなわち、半導体素子のオ
フ状態における洩れ電流のバラツキによって、単に半導
体素子を直列に接続しただけでは電圧分担が均等な分布
とならない。洩れ電流の大きな素子（等価インピーダン
スが小さい）の電圧が洩れ電流の小さな素子より小さく
なる。そこで、従来は、図４に示すように、半導体の等
価インピーダンスより小さくかつ抵抗値が等しい抵抗を
並列に接続することにより、半導体素子にかかる電圧を
均等にすることが一般的であった。図４において、１５
Ａ、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄは半導体素子、１６Ａ、１
６Ｂ、１６Ｃ、１６Ｄは並列抵抗、１５は電源を示す。
この例として、特開平１−１５２９７１号公報がある。
なお、半導体スイッチの直列接続時の均圧化技術につい
ては、刊行物「大学講義 パワーエレクトロニクス」宮
入庄太著、丸善株式会社出版の頁３８、３９等に見られ
る。
インバータのスイッチング素子には、ゲートターンオフ
サイリスタ（以下、ＧＴＯと記す）を使用するのが一般
的である。しかし、近年では、高周波動作が可能な絶縁
ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと記
す）が実用可能となってきた。ところで、これらのスイ
ッチング素子からなるインバータ回路方式として、電源
電圧を分割するように直列に接続したコンデンサーと４
組の直列された半導体スイッチと、コンデンサーの中点
と半導体スイッチの１と２の間及び３と４の間をダイオ
ードで接続し、中性点電位にクランプする回路方式が知
られている。この回路方式の特徴として、４組の半導体
スイッチのオン・オフの組合せによって、電源電位、中
点電位、接地電位の３段階の出力をとり得ること、ま
た、電源電位をコンデンサーで分割するため、１組の半
導体スイッチには電源電位の１／２が印加されることが
挙げられる。この方式のインバータを３レベルインバー
タと呼ぶ。３レベルインバータは、上述したように４組
の直列された半導体スイッチから構成されるので、これ
ら半導体スイッチの直列接続には、個々の素子のオン・
オフ特性を合わせる必要がある。しかし、この特性合わ
せは困難を要する。また、この過度動作時の特性合わせ
の外に、定常状態の素子にかかる電圧分担が均等になる
ように配慮する必要がある。すなわち、半導体素子のオ
フ状態における洩れ電流のバラツキによって、単に半導
体素子を直列に接続しただけでは電圧分担が均等な分布
とならない。洩れ電流の大きな素子（等価インピーダン
スが小さい）の電圧が洩れ電流の小さな素子より小さく
なる。そこで、従来は、図４に示すように、半導体の等
価インピーダンスより小さくかつ抵抗値が等しい抵抗を
並列に接続することにより、半導体素子にかかる電圧を
均等にすることが一般的であった。図４において、１５
Ａ、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄは半導体素子、１６Ａ、１
６Ｂ、１６Ｃ、１６Ｄは並列抵抗、１５は電源を示す。
この例として、特開平１−１５２９７１号公報がある。
なお、半導体スイッチの直列接続時の均圧化技術につい
ては、刊行物「大学講義 パワーエレクトロニクス」宮
入庄太著、丸善株式会社出版の頁３８、３９等に見られ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】３レベルインバータ
は、１相に着目すれば、半導体スイッチ４個の直列接続
であり、また、３レベルインバータの動作状態つまり４
個の半導体スイッチのオン、オフ状態（取り得るスイッ
チングのモード）によって、各半導体スイッチにかかる
電圧分布の状態が異なる。従って、洩れ電流を考慮して
分担電圧を均等にするために、各々の素子に並列に従来
技術のように単純に抵抗値が等しい抵抗を接続するのみ
では、３レベルインバータの動作状態には十分対応する
ことができない、という問題がある。また、従来技術で
は、半導体スイッチの直列数に比例して抵抗の数が増
え、高電圧化によって抵抗の容量は電圧の２乗に比例し
て大きくする必要がある、という問題がある。本発明の
目的は、３レベルインバータからなる電力変換装置にお
いて、４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異があって
も、スイッチングのモードに対応するインバータ動作の
安定化を図り、かつ、半導体スイッチに接続される並列
抵抗数を低減するのに好適な電力変換装置を提供するこ
とにある。
は、１相に着目すれば、半導体スイッチ４個の直列接続
であり、また、３レベルインバータの動作状態つまり４
個の半導体スイッチのオン、オフ状態（取り得るスイッ
チングのモード）によって、各半導体スイッチにかかる
電圧分布の状態が異なる。従って、洩れ電流を考慮して
分担電圧を均等にするために、各々の素子に並列に従来
技術のように単純に抵抗値が等しい抵抗を接続するのみ
では、３レベルインバータの動作状態には十分対応する
ことができない、という問題がある。また、従来技術で
は、半導体スイッチの直列数に比例して抵抗の数が増
え、高電圧化によって抵抗の容量は電圧の２乗に比例し
て大きくする必要がある、という問題がある。本発明の
目的は、３レベルインバータからなる電力変換装置にお
いて、４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異があって
も、スイッチングのモードに対応するインバータ動作の
安定化を図り、かつ、半導体スイッチに接続される並列
抵抗数を低減するのに好適な電力変換装置を提供するこ
とにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的は、３レベルイ
ンバータの各相に直列接続された４個の半導体スイッチ
の各々に抵抗を並列接続し、内側の半導体スイッチの抵
抗に比し、外側の半導体スイッチの抵抗の値を高くする
ことにより、また、各相に直列接続された４個の半導体
スイッチの中で、中間の２半導体スイッチの両端に並列
に抵抗を接続することにより、達成される。
ンバータの各相に直列接続された４個の半導体スイッチ
の各々に抵抗を並列接続し、内側の半導体スイッチの抵
抗に比し、外側の半導体スイッチの抵抗の値を高くする
ことにより、また、各相に直列接続された４個の半導体
スイッチの中で、中間の２半導体スイッチの両端に並列
に抵抗を接続することにより、達成される。
【０００５】
【作用】３レベルインバータは、１相に着目すれば、半
導体スイッチ４個の直列接続であり、各半導体スイッチ
が分担する電圧の理想としては、各半導体スイッチの洩
れ電流を考慮して、３レベルインバータの取り得るスイ
ッチングのモードにおいて、常に安定した状態を維持す
ることにある。スイッチングのモードとして、例えば半
導体スイッチが全てオフしている状態のとき、内側の半
導体スイッチは電圧を持たず、外側の半導体スイッチが
電圧を負担することにある。本発明は、内側の半導体ス
イッチに並列接続される抵抗に比べ、外側の半導体スイ
ッチに並列接続される抵抗の抵抗値を十分に高くし、ま
たは、中間の２半導体スイッチの両端に並列に抵抗を接
続するのみで、４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異
があっても、３レベルインバータの安定した動作状態を
得ることができる。
導体スイッチ４個の直列接続であり、各半導体スイッチ
が分担する電圧の理想としては、各半導体スイッチの洩
れ電流を考慮して、３レベルインバータの取り得るスイ
ッチングのモードにおいて、常に安定した状態を維持す
ることにある。スイッチングのモードとして、例えば半
導体スイッチが全てオフしている状態のとき、内側の半
導体スイッチは電圧を持たず、外側の半導体スイッチが
電圧を負担することにある。本発明は、内側の半導体ス
イッチに並列接続される抵抗に比べ、外側の半導体スイ
ッチに並列接続される抵抗の抵抗値を十分に高くし、ま
たは、中間の２半導体スイッチの両端に並列に抵抗を接
続するのみで、４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異
があっても、３レベルインバータの安定した動作状態を
得ることができる。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。図１は、
本発明の第一実施例を示し、３レベルインバータの１相
分の回路である。図１において、電源（図示せず）にコ
ンデンサー１、２を接続し、このコンデンサー１、２に
並列に半導体スイッチ３Ａ〜３Ｄを４個直列に接続し、
各々の半導体スイッチには、逆並列にフリーホイールダ
イオード４Ａ〜４Ｄを接続する。コンデンサー１、２の
中点と半導体スイッチ３Ａと３Ｂの中点にクランプダイ
オード５Ａ、コンデンサー１、２の中点と半導体スイッ
チ３Ｃと３Ｄの中点にクランプダイオード５Ｂを接続
し、半導体スイッチ３Ａ、３Ｄとクランプダイオード５
Ａ、５Ｂにスナバ回路６Ａ〜６Ｄを接続する。そして、
半導体スイッチ３Ｂと３Ｃに並列に本発明が特徴とする
分圧抵抗７、８、９、１０を接続する。なお、スナバ回
路６Ａ〜６Ｄは、ダイオード、コンデンサー、抵抗から
構成される有極性方式で記載しているが、低損失型スナ
バ回路を用いてもよい。又、半導体スイッチのシンボル
は、ＩＧＢＴを用いているが、ＧＴＯでもバイポーラト
ランジスタでもよい。
本発明の第一実施例を示し、３レベルインバータの１相
分の回路である。図１において、電源（図示せず）にコ
ンデンサー１、２を接続し、このコンデンサー１、２に
並列に半導体スイッチ３Ａ〜３Ｄを４個直列に接続し、
各々の半導体スイッチには、逆並列にフリーホイールダ
イオード４Ａ〜４Ｄを接続する。コンデンサー１、２の
中点と半導体スイッチ３Ａと３Ｂの中点にクランプダイ
オード５Ａ、コンデンサー１、２の中点と半導体スイッ
チ３Ｃと３Ｄの中点にクランプダイオード５Ｂを接続
し、半導体スイッチ３Ａ、３Ｄとクランプダイオード５
Ａ、５Ｂにスナバ回路６Ａ〜６Ｄを接続する。そして、
半導体スイッチ３Ｂと３Ｃに並列に本発明が特徴とする
分圧抵抗７、８、９、１０を接続する。なお、スナバ回
路６Ａ〜６Ｄは、ダイオード、コンデンサー、抵抗から
構成される有極性方式で記載しているが、低損失型スナ
バ回路を用いてもよい。又、半導体スイッチのシンボル
は、ＩＧＢＴを用いているが、ＧＴＯでもバイポーラト
ランジスタでもよい。
【０００７】以下、第一実施例の動作原理について述べ
る。ここで、コンデンサー１、２は各々電源電圧の１／
２に充電されているものとする。先ず、半導体スイッチ
３Ａ〜３Ｄが全てオフしている状態において、各半導体
スイッチ３Ａ〜３Ｄが分担する電圧の理想としては、ク
ランプダイオード５Ａ、５Ｂの作用により、半導体スイ
ッチ３Ｂと３Ｃは電圧を持たず、半導体スイッチ３Ａが
コンデンサー１の電圧、半導体スイッチ３Ｄがコンデン
サー２の電圧を負担していることである。ここで、分圧
抵抗７、８、９、１０が無い場合についてみると、半導
体スイッチ３Ａとフリーホイールダイオード４Ａの漏れ
電流の和が、半導体スイッチ３Ｂとフリーホイールダイ
オード４Ｂおよびクランプダイオード５Ａの漏れ電流の
和より大きい時（半導体の素子のバラツキでは１桁程度
異なることはよくある）、各半導体スイッチ３Ａ〜３Ｄ
の電圧分担は、図５に示すようになる。図５では、説明
を容易にするために、漏れ電流の大きい回路を短絡線
で、漏れ電流の小さい回路を抵抗で示し、破線の円で印
をしている。３Ａ′〜３Ｄ′は半導体スイッチとフリー
ホイールダイオードの合成に、５Ａ′、５Ｂ′はクラン
プダイオードに対応している。図５から明らかなよう
に、３Ａ′の電圧Ｖ3A′は０Ｖとなり、３Ｂ′の電圧Ｖ
3B′がコンデンサー１の電圧Ｖ1となる。負側について
も同様に、３Ｄ′の電圧Ｖ3D′は０Ｖとなり、３Ｃ′の
電圧Ｖ3C′がコンデンサー２の電圧Ｖ2となる。これ
は、前述した電圧分担と逆の形となっており、極めて不
安定な状態である。次に、３レベルインバータの半導体
スイッチが全てオフの状態から点弧を開始する状態にお
いては、最初に中間素子から点弧する。例えば、電源電
位を出力する時は、中間素子の半導体スイッチ３Ｂをオ
ンした後、半導体スイッチ３Ａをオンする。この時、上
記不安定状態となっていれば、瞬間的に半導体スイッチ
３Ｃが全電圧を負担することになり、素子破壊を起す恐
れがある。
る。ここで、コンデンサー１、２は各々電源電圧の１／
２に充電されているものとする。先ず、半導体スイッチ
３Ａ〜３Ｄが全てオフしている状態において、各半導体
スイッチ３Ａ〜３Ｄが分担する電圧の理想としては、ク
ランプダイオード５Ａ、５Ｂの作用により、半導体スイ
ッチ３Ｂと３Ｃは電圧を持たず、半導体スイッチ３Ａが
コンデンサー１の電圧、半導体スイッチ３Ｄがコンデン
サー２の電圧を負担していることである。ここで、分圧
抵抗７、８、９、１０が無い場合についてみると、半導
体スイッチ３Ａとフリーホイールダイオード４Ａの漏れ
電流の和が、半導体スイッチ３Ｂとフリーホイールダイ
オード４Ｂおよびクランプダイオード５Ａの漏れ電流の
和より大きい時（半導体の素子のバラツキでは１桁程度
異なることはよくある）、各半導体スイッチ３Ａ〜３Ｄ
の電圧分担は、図５に示すようになる。図５では、説明
を容易にするために、漏れ電流の大きい回路を短絡線
で、漏れ電流の小さい回路を抵抗で示し、破線の円で印
をしている。３Ａ′〜３Ｄ′は半導体スイッチとフリー
ホイールダイオードの合成に、５Ａ′、５Ｂ′はクラン
プダイオードに対応している。図５から明らかなよう
に、３Ａ′の電圧Ｖ3A′は０Ｖとなり、３Ｂ′の電圧Ｖ
3B′がコンデンサー１の電圧Ｖ1となる。負側について
も同様に、３Ｄ′の電圧Ｖ3D′は０Ｖとなり、３Ｃ′の
電圧Ｖ3C′がコンデンサー２の電圧Ｖ2となる。これ
は、前述した電圧分担と逆の形となっており、極めて不
安定な状態である。次に、３レベルインバータの半導体
スイッチが全てオフの状態から点弧を開始する状態にお
いては、最初に中間素子から点弧する。例えば、電源電
位を出力する時は、中間素子の半導体スイッチ３Ｂをオ
ンした後、半導体スイッチ３Ａをオンする。この時、上
記不安定状態となっていれば、瞬間的に半導体スイッチ
３Ｃが全電圧を負担することになり、素子破壊を起す恐
れがある。
【０００８】そこで、本実施例では、分圧抵抗７、８、
９、１０を設け、この分圧抵抗７、８、９、１０の大き
さを上記漏れ電流から換算される等価インピーダンスよ
り十分小さく（２桁から３桁程度）、かつ、分圧抵抗
８、９に比べ、分圧抵抗７、１０の抵抗値を十分に高く
すると、図６のようになる。すなわち、この時、クラン
プダイオード５Ａ、５Ｂはオン状態を維持し、３Ａ′の
電圧Ｖ3A′がコンデンサー１の電圧Ｖ1を分圧した電圧
Ｖ1′を、３Ｂ′の電圧Ｖ3B′がコンデンサー１の電圧
Ｖ1を分圧した電圧Ｖ1′′を、３Ｃ′の電圧Ｖ3C′がコ
ンデンサー１の電圧Ｖ2を分圧した電圧Ｖ2′を、３Ｄ′
の電圧Ｖ3D′がコンデンサー２の電圧Ｖ2を分圧した電
圧Ｖ2′′を負担する形になる。ここで、電圧Ｖ1′≫Ｖ
1′′、電圧Ｖ2′≫Ｖ2′′の関係になるように、分圧
抵抗７、８、９、１０の抵抗値を設定する。これは、半
導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電圧の大部分を、
半導体スイッチ３Ｄがコンデンサー２の電圧の大部分を
負担し、半導体スイッチ３Ｂと３Ｃは殆ど電圧を持たな
いことになり、上述した所期の安定した状態を得る。こ
れに対し、従来技術のように４素子に各々並列に等価イ
ンピーダンスの小さい抵抗を並列に接続する場合は、そ
れぞれの抵抗の抵抗値が等しいので、各素子は１／４の
電圧を負担することになり、結局不安定な状態である。
９、１０を設け、この分圧抵抗７、８、９、１０の大き
さを上記漏れ電流から換算される等価インピーダンスよ
り十分小さく（２桁から３桁程度）、かつ、分圧抵抗
８、９に比べ、分圧抵抗７、１０の抵抗値を十分に高く
すると、図６のようになる。すなわち、この時、クラン
プダイオード５Ａ、５Ｂはオン状態を維持し、３Ａ′の
電圧Ｖ3A′がコンデンサー１の電圧Ｖ1を分圧した電圧
Ｖ1′を、３Ｂ′の電圧Ｖ3B′がコンデンサー１の電圧
Ｖ1を分圧した電圧Ｖ1′′を、３Ｃ′の電圧Ｖ3C′がコ
ンデンサー１の電圧Ｖ2を分圧した電圧Ｖ2′を、３Ｄ′
の電圧Ｖ3D′がコンデンサー２の電圧Ｖ2を分圧した電
圧Ｖ2′′を負担する形になる。ここで、電圧Ｖ1′≫Ｖ
1′′、電圧Ｖ2′≫Ｖ2′′の関係になるように、分圧
抵抗７、８、９、１０の抵抗値を設定する。これは、半
導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電圧の大部分を、
半導体スイッチ３Ｄがコンデンサー２の電圧の大部分を
負担し、半導体スイッチ３Ｂと３Ｃは殆ど電圧を持たな
いことになり、上述した所期の安定した状態を得る。こ
れに対し、従来技術のように４素子に各々並列に等価イ
ンピーダンスの小さい抵抗を並列に接続する場合は、そ
れぞれの抵抗の抵抗値が等しいので、各素子は１／４の
電圧を負担することになり、結局不安定な状態である。
【０００９】次に、半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオフ
し、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンしている状態にお
いては、半導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電圧
を、半導体スイッチ３Ｂがコンデンサー２の電圧を負担
するのが理想である。この場合、図７に示すのようにな
る。分圧抵抗７、８は、電圧を負担するため抵抗のまま
表記している。３Ａ′の漏れ電流Ｉ3A′が３Ｂ′の漏れ
電流Ｉ3B′より大きい場合でも、分圧抵抗７の電流Ｉ7
とともに、分圧抵抗８に電流Ｉ8として分流し、さらに
クランプダイオード５Ａもオン状態を維持する。漏れ電
流の関係は（１）式となる。 Ｉ8＋Ｉ3B′＝Ｉ3A′＋Ｉ5A＋Ｉ7 （１） この作用によって、３Ａ′の電圧Ｖ3A′がコンデンサー
１の電圧Ｖ1を、３Ｂ′の電圧Ｖ3B′がコンデンサー２
の電圧Ｖ2を負担し、所期の安定した状態を得る。逆
に、半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオンし、半導体スイッ
チ３Ｃ、３Ｄがオフしている場合も同様になる。又、半
導体スイッチ３Ａ、３Ｄがオフし、半導体スイッチ３
Ｂ、３Ｃがオンしている場合は、クランプダイオードの
作用により、半導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電
圧を、半導体スイッチ３Ｄがコンデンサー２の電圧を各
々負担することは自明である。以上本実施例によれば、
内側の半導体スイッチに並列接続される分圧抵抗に比
べ、外側の半導体スイッチに並列接続される分圧抵抗の
抵抗値を十分に高くしたので、４個の半導体スイッチ素
子のスイッチングのモードに対応して、上述した所期の
安定した状態を得ることができる。
し、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンしている状態にお
いては、半導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電圧
を、半導体スイッチ３Ｂがコンデンサー２の電圧を負担
するのが理想である。この場合、図７に示すのようにな
る。分圧抵抗７、８は、電圧を負担するため抵抗のまま
表記している。３Ａ′の漏れ電流Ｉ3A′が３Ｂ′の漏れ
電流Ｉ3B′より大きい場合でも、分圧抵抗７の電流Ｉ7
とともに、分圧抵抗８に電流Ｉ8として分流し、さらに
クランプダイオード５Ａもオン状態を維持する。漏れ電
流の関係は（１）式となる。 Ｉ8＋Ｉ3B′＝Ｉ3A′＋Ｉ5A＋Ｉ7 （１） この作用によって、３Ａ′の電圧Ｖ3A′がコンデンサー
１の電圧Ｖ1を、３Ｂ′の電圧Ｖ3B′がコンデンサー２
の電圧Ｖ2を負担し、所期の安定した状態を得る。逆
に、半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオンし、半導体スイッ
チ３Ｃ、３Ｄがオフしている場合も同様になる。又、半
導体スイッチ３Ａ、３Ｄがオフし、半導体スイッチ３
Ｂ、３Ｃがオンしている場合は、クランプダイオードの
作用により、半導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電
圧を、半導体スイッチ３Ｄがコンデンサー２の電圧を各
々負担することは自明である。以上本実施例によれば、
内側の半導体スイッチに並列接続される分圧抵抗に比
べ、外側の半導体スイッチに並列接続される分圧抵抗の
抵抗値を十分に高くしたので、４個の半導体スイッチ素
子のスイッチングのモードに対応して、上述した所期の
安定した状態を得ることができる。
【００１０】図２は、本発明の第二実施例を示す。本実
施例は、第一実施例の分圧抵抗７、１０を除去した点で
異なり、その他は同じである。先ず、半導体スイッチ３
Ａ〜３Ｄが全てオフしている状態において、本実施例で
は、分圧抵抗８、の大きさを第一実施例と同様に上記漏
れ電流から換算される等価インピーダンスより十分小さ
く（２桁から３桁程度）すると、図８に示すようにな
る。すなわち、分圧抵抗８、９は短絡線８′、９′のよ
うにみなされる。この時、クランプダイオード５Ａ、５
Ｂはオン状態を維持し、３Ｂ′、３Ｃ′の電圧Ｖ3B′、
Ｖ3C′は０Ｖとなり、３Ａ′の電圧Ｖ3A′がコンデンサ
ー１の電圧Ｖ1を、３Ｄ′の電圧Ｖ3D′がコンデンサー
２の電圧Ｖ2を負担する形になり、所期の安定した状態
を得る。
施例は、第一実施例の分圧抵抗７、１０を除去した点で
異なり、その他は同じである。先ず、半導体スイッチ３
Ａ〜３Ｄが全てオフしている状態において、本実施例で
は、分圧抵抗８、の大きさを第一実施例と同様に上記漏
れ電流から換算される等価インピーダンスより十分小さ
く（２桁から３桁程度）すると、図８に示すようにな
る。すなわち、分圧抵抗８、９は短絡線８′、９′のよ
うにみなされる。この時、クランプダイオード５Ａ、５
Ｂはオン状態を維持し、３Ｂ′、３Ｃ′の電圧Ｖ3B′、
Ｖ3C′は０Ｖとなり、３Ａ′の電圧Ｖ3A′がコンデンサ
ー１の電圧Ｖ1を、３Ｄ′の電圧Ｖ3D′がコンデンサー
２の電圧Ｖ2を負担する形になり、所期の安定した状態
を得る。
【００１１】次に、半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオフ
し、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンしている状態にお
いては、上述したと同様、半導体スイッチ３Ａがコンデ
ンサー１の電圧を、半導体スイッチ３Ｂがコンデンサー
２の電圧を負担するのが理想である。この場合、図９に
示すのようになる。分圧抵抗８は、電圧を負担するため
抵抗のまま表記している。３Ａ′の漏れ電流Ｉ3A′が３
Ｂ′の漏れ電流Ｉ3B′より大きい場合でも、分圧抵抗８
に分流し、さらにクランプダイオード５Ａもオン状態を
維持する。漏れ電流の関係は（２）式となる。 Ｉ3＋Ｉ3B′＝Ｉ3A′＋Ｉ5A （２） この作用によって、３Ａ′の電圧Ｖ3A′がコンデンサー
１の電圧Ｖ1を、３Ｂ′の電圧Ｖ3B′がコンデンサー２
の電圧Ｖ2を負担し、所期の安定した状態を得る。逆
に、半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオンし、半導体スイッ
チ３Ｃ、３Ｄがオフしている場合も同様になる。又、半
導体スイッチ３Ａ、３Ｄがオフし、半導体スイッチ３
Ｂ、３Ｃがオンしている場合は、クランプダイオードの
作用により、半導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電
圧を、半導体スイッチ３Ｄがコンデンサー２の電圧を各
々負担することは自明である。以上本実施例によれば、
第一実施例の効果に加え、従来技術に比し、半導体スイ
ッチに接続される並列抵抗数を低減することができ、経
済的である。
し、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンしている状態にお
いては、上述したと同様、半導体スイッチ３Ａがコンデ
ンサー１の電圧を、半導体スイッチ３Ｂがコンデンサー
２の電圧を負担するのが理想である。この場合、図９に
示すのようになる。分圧抵抗８は、電圧を負担するため
抵抗のまま表記している。３Ａ′の漏れ電流Ｉ3A′が３
Ｂ′の漏れ電流Ｉ3B′より大きい場合でも、分圧抵抗８
に分流し、さらにクランプダイオード５Ａもオン状態を
維持する。漏れ電流の関係は（２）式となる。 Ｉ3＋Ｉ3B′＝Ｉ3A′＋Ｉ5A （２） この作用によって、３Ａ′の電圧Ｖ3A′がコンデンサー
１の電圧Ｖ1を、３Ｂ′の電圧Ｖ3B′がコンデンサー２
の電圧Ｖ2を負担し、所期の安定した状態を得る。逆
に、半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオンし、半導体スイッ
チ３Ｃ、３Ｄがオフしている場合も同様になる。又、半
導体スイッチ３Ａ、３Ｄがオフし、半導体スイッチ３
Ｂ、３Ｃがオンしている場合は、クランプダイオードの
作用により、半導体スイッチ３Ａがコンデンサー１の電
圧を、半導体スイッチ３Ｄがコンデンサー２の電圧を各
々負担することは自明である。以上本実施例によれば、
第一実施例の効果に加え、従来技術に比し、半導体スイ
ッチに接続される並列抵抗数を低減することができ、経
済的である。
【００１２】図３は、図２の第二実施例を１相分とした
回路を並列接続して３相とし、出力を誘導電動機１６に
接続した電気車制御装置に適用した例である。図３にお
いて、各相１５Ｂ、１５Ｃは１５Ａと同一回路となる。
電源分割のフィルタコンデンサー１、２は一括して記載
し、スナバ回路６Ａ〜６Ｄは省略して記載している。フ
ィルタコンデンサー１、２は、架線１１とパンタグラフ
１２、遮断器１３、フィルタリアクトル１４を介して電
源１７に接続されている。誘導電動機１６は、半導体ス
イッチの容量によって複数並列接続する。インバータの
動作は、各相が電源電位、中間電位、接地電位をとり、
各々の組合せによって３相交流を出力する。個々の状態
の分圧抵抗の作用は、第二実施例の１相について説明し
た作用と同じになる。
回路を並列接続して３相とし、出力を誘導電動機１６に
接続した電気車制御装置に適用した例である。図３にお
いて、各相１５Ｂ、１５Ｃは１５Ａと同一回路となる。
電源分割のフィルタコンデンサー１、２は一括して記載
し、スナバ回路６Ａ〜６Ｄは省略して記載している。フ
ィルタコンデンサー１、２は、架線１１とパンタグラフ
１２、遮断器１３、フィルタリアクトル１４を介して電
源１７に接続されている。誘導電動機１６は、半導体ス
イッチの容量によって複数並列接続する。インバータの
動作は、各相が電源電位、中間電位、接地電位をとり、
各々の組合せによって３相交流を出力する。個々の状態
の分圧抵抗の作用は、第二実施例の１相について説明し
た作用と同じになる。
【００１３】図１０は、本発明の第三実施例を示す。本
実施例は、第一および第二実施例において、分圧抵抗
８、９をクランプダイオード５Ａ、５Ｂに並列に接線し
た例である。なお、図１０では第一実施例の分圧抵抗
７、１０の記載およびスナバ回路は省略している。全半
導体スイッチがオフの時の動作の場合、第一実施例で
は、分圧抵抗８、９のインピーダンスは、半導体スイッ
チ３Ａ、３Ｄに比べ、かつ、図示しない分圧抵抗７、１
０の抵抗値に比べ十分小さいので、電圧は低く抑えら
れ、半導体スイッチ３Ｂ、３Ｃの電圧分坦は、第一実施
例と同様に殆どない。また、第二実施例では、分圧抵抗
８、９のインピーダンスは、半導体スイッチ３Ａ、３Ｄ
に比べ十分小さいので、電圧は低く抑えられ、結局、半
導体スイッチ３Ｂ、３Ｃの電圧分坦は、第二実施例と同
様にほぼ０Ｖとなる。半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオフ
し、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンの場合、第一およ
び第二実施例とも、抵抗９が半導体スイッチ３Ｂに並列
に接続された形となり、第一および第二実施例で述べた
動作と同様の動作となる。逆に、半導体スイッチ３Ａ、
３Ｂがオンし、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオフしてい
る場合、又、半導体スイッチ３Ａ、３Ｄがオフし、半導
体スイッチ３Ｂ、３Ｃがオンしている場合も、第一およ
び第二実施例で述べた動作と同様の動作となる。
実施例は、第一および第二実施例において、分圧抵抗
８、９をクランプダイオード５Ａ、５Ｂに並列に接線し
た例である。なお、図１０では第一実施例の分圧抵抗
７、１０の記載およびスナバ回路は省略している。全半
導体スイッチがオフの時の動作の場合、第一実施例で
は、分圧抵抗８、９のインピーダンスは、半導体スイッ
チ３Ａ、３Ｄに比べ、かつ、図示しない分圧抵抗７、１
０の抵抗値に比べ十分小さいので、電圧は低く抑えら
れ、半導体スイッチ３Ｂ、３Ｃの電圧分坦は、第一実施
例と同様に殆どない。また、第二実施例では、分圧抵抗
８、９のインピーダンスは、半導体スイッチ３Ａ、３Ｄ
に比べ十分小さいので、電圧は低く抑えられ、結局、半
導体スイッチ３Ｂ、３Ｃの電圧分坦は、第二実施例と同
様にほぼ０Ｖとなる。半導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオフ
し、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンの場合、第一およ
び第二実施例とも、抵抗９が半導体スイッチ３Ｂに並列
に接続された形となり、第一および第二実施例で述べた
動作と同様の動作となる。逆に、半導体スイッチ３Ａ、
３Ｂがオンし、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオフしてい
る場合、又、半導体スイッチ３Ａ、３Ｄがオフし、半導
体スイッチ３Ｂ、３Ｃがオンしている場合も、第一およ
び第二実施例で述べた動作と同様の動作となる。
【００１４】図１１は、本発明の第四実施例を示す。本
実施例では、分圧抵抗を素子個別に接続するのでなく、
一括接続とすることにより、回路要素を低減した例であ
る。図１１も第一実施例の分圧抵抗７、１０の記載およ
びスナバ回路を省略して記載している。全半導体スイッ
チがオフの時の動作の場合、図１０で説明した第一およ
び第二実施例と同じ動作となる。半導体スイッチ３Ａ、
３Ｂがオフし、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンの場
合、分圧抵抗８は、コンデンサー中点―クランプダイオ
ード５Ａ―分圧抵抗８の経路で半導体スイッチ３Ｂに並
列に接続されるので、同様の動作が得られる。逆に、半
導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオンし、半導体スイッチ３
Ｃ、３Ｄがオフしている場合、又、半導体スイッチ３
Ａ、３Ｄがオフし、半導体スイッチ３Ｂ、３Ｃがオンし
ている場合も、同様の動作が得られる。以上第三および
第四本実施例によれば、第一実施例の効果に加え、従来
技術に比し、さらに半導体スイッチに接続される並列抵
抗数を低減することができ、経済的である。なお、以上
の説明では、３Ｖレベルインバータを構成する１相分に
つき、４個直列の半導体スイッチについて述べたが、こ
の半導体スイッチの組合せとして、さらに並列化・直列
化した３Ｖレベルインバータに適用することができる。
実施例では、分圧抵抗を素子個別に接続するのでなく、
一括接続とすることにより、回路要素を低減した例であ
る。図１１も第一実施例の分圧抵抗７、１０の記載およ
びスナバ回路を省略して記載している。全半導体スイッ
チがオフの時の動作の場合、図１０で説明した第一およ
び第二実施例と同じ動作となる。半導体スイッチ３Ａ、
３Ｂがオフし、半導体スイッチ３Ｃ、３Ｄがオンの場
合、分圧抵抗８は、コンデンサー中点―クランプダイオ
ード５Ａ―分圧抵抗８の経路で半導体スイッチ３Ｂに並
列に接続されるので、同様の動作が得られる。逆に、半
導体スイッチ３Ａ、３Ｂがオンし、半導体スイッチ３
Ｃ、３Ｄがオフしている場合、又、半導体スイッチ３
Ａ、３Ｄがオフし、半導体スイッチ３Ｂ、３Ｃがオンし
ている場合も、同様の動作が得られる。以上第三および
第四本実施例によれば、第一実施例の効果に加え、従来
技術に比し、さらに半導体スイッチに接続される並列抵
抗数を低減することができ、経済的である。なお、以上
の説明では、３Ｖレベルインバータを構成する１相分に
つき、４個直列の半導体スイッチについて述べたが、こ
の半導体スイッチの組合せとして、さらに並列化・直列
化した３Ｖレベルインバータに適用することができる。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、内側の半導体スイッチ
に並列接続される分圧抵抗に比べ、外側の半導体スイッ
チに並列接続される分圧抵抗の抵抗値を十分に高くする
こと、また、３Ｖレベルインバータを構成する４組直列
の半導体スイッチの中、分圧抵抗を中間の２半導体スイ
ッチ間に並列接続すること、また、クランプダイオード
に分圧抵抗を一または二組を並列接続することによっ
て、４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異があって
も、４組の半導体スイッチオン、オフ状態（取り得るス
イッチングのモード）に対応して、３レベルインバータ
の安定した動作状態を得ることができる。また、本発明
は、３Ｖレベルインバータを構成する４組直列の半導体
スイッチの中、分圧抵抗を中間の２半導体スイッチ間に
並列接続するのみで、また、クランプダイオードに分圧
抵抗を一または二組を並列接続するのみで構成するの
で、従来技術に比し、その数を低減することが可能とな
り、経済的である。
に並列接続される分圧抵抗に比べ、外側の半導体スイッ
チに並列接続される分圧抵抗の抵抗値を十分に高くする
こと、また、３Ｖレベルインバータを構成する４組直列
の半導体スイッチの中、分圧抵抗を中間の２半導体スイ
ッチ間に並列接続すること、また、クランプダイオード
に分圧抵抗を一または二組を並列接続することによっ
て、４組の半導体スイッチに洩れ電流の差異があって
も、４組の半導体スイッチオン、オフ状態（取り得るス
イッチングのモード）に対応して、３レベルインバータ
の安定した動作状態を得ることができる。また、本発明
は、３Ｖレベルインバータを構成する４組直列の半導体
スイッチの中、分圧抵抗を中間の２半導体スイッチ間に
並列接続するのみで、また、クランプダイオードに分圧
抵抗を一または二組を並列接続するのみで構成するの
で、従来技術に比し、その数を低減することが可能とな
り、経済的である。
【図１】本発明の第一実施例を示す１相分の回路図。
【図２】本発明の第二実施例を示す１相分の回路図。
【図３】本発明の第二実施例を用いた電気車制御装置の
主回路構成図。
主回路構成図。
【図４】従来技術による半導体スイッチの直列接続回
路。
路。
【図５】分圧抵抗が無い場合の動作を説明する図。
【図６】本発明の第一実施例の全素子オフ時の動作を説
明する図。
明する図。
【図７】本発明の第一実施例の上側２素子がオフ、下側
２素子がオンの場合の動作を説明する図。
２素子がオンの場合の動作を説明する図。
【図８】本発明の第ニ実施例の全素子オフ時の動作を説
明する図。
明する図。
【図９】本発明の第ニ実施例の上側２素子がオフ、下側
２素子がオンの場合の動作を説明する図。
２素子がオンの場合の動作を説明する図。
【図１０】本発明の第三実施例を示す１相分の回路図。
【図１１】本発明の第四実施例を示す１相分の回路図。
１、２ コンデンサー ３Ａ〜３Ｄ 半導体スイッチ ４Ａ〜４Ｄ フリーホイールダイオード ５Ａ、５Ｂ クランプダイオード ６Ａ〜６Ｄ スナバ回路 ７、８、９、１０ 分圧抵抗 １１ 架線 １２ パンタグラフ １３ 遮断機 １４ フィルタリアクトル １５Ａ〜１５Ｃ ３レベルインバータの１相分の回路
図。 １６ 誘導電動機 １７ 直流電源
図。 １６ 誘導電動機 １７ 直流電源
Claims (4)
- 【請求項１】 電源電圧を分割するように直列に接続さ
れたコンデンサーと、直列に接続された４組の半導体ス
イッチを並列に接続し、さらにコンデンサーの中点と第
１と第２の半導体スイッチの間に第１のダイオードを接
続し、同じくコンデンサーの中点と第３と第４の半導体
スイッチの間に第２のダイオードを接続し、電源電位と
中間電位と接地電位の３状態を出力する電力変換装置に
おいて、第２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチ
の各々に並列接続する抵抗に比し、第１の半導体スイッ
チと第４の半導体スイッチの各々に並列接続する抵抗の
値を高くしたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 電源電圧を分割するように直列に接続さ
れたコンデンサーと、直列に接続された４組の半導体ス
イッチを並列に接続し、さらにコンデンサーの中点と第
１と第２の半導体スイッチの間に第１のダイオードを接
続し、同じくコンデンサーの中点と第３と第４の半導体
スイッチの間に第２のダイオードを接続し、電源電位と
中間電位と接地電位の３状態を出力する電源電位と中間
電位と接地電位の３状態を実現する電力変換装置におい
て、第２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの各
々に並列に抵抗を接続することを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２において、第２
の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの各々に並列
に抵抗を接続することに代えて、当該抵抗をコンデンサ
ー中点と半導体スイッチを接続する第１のダイオードお
よび第２のダイオードの各々に並列接続することを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項１または請求項２において、第２
の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの各々に並列
に抵抗を接続することに代えて、半導体スイッチ第１と
第２の間と第３と第４の間に抵抗を接続することを特徴
とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27607593A JP3160792B2 (ja) | 1993-10-07 | 1993-10-07 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27607593A JP3160792B2 (ja) | 1993-10-07 | 1993-10-07 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07111784A true JPH07111784A (ja) | 1995-04-25 |
| JP3160792B2 JP3160792B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=17564457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27607593A Expired - Lifetime JP3160792B2 (ja) | 1993-10-07 | 1993-10-07 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3160792B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103715927A (zh) * | 2013-12-31 | 2014-04-09 | 山东新风光电子科技发展有限公司 | 基于逆变器的再生制动吸收装置 |
| JP2015023601A (ja) * | 2013-07-16 | 2015-02-02 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2015037537A1 (ja) * | 2013-09-10 | 2015-03-19 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | 電力変換回路および装置 |
| KR20150130594A (ko) * | 2014-05-13 | 2015-11-24 | 아주대학교산학협력단 | 누설전류로 인한 스위치 파괴를 방지한 3-레벨 ｎｐｃ 인버터 |
| CN105429499A (zh) * | 2015-11-25 | 2016-03-23 | 燕山大学 | 一种非隔离型三相三电平光伏逆变器的调制方法 |
| CN108736753A (zh) * | 2017-04-20 | 2018-11-02 | 丹佛斯电力电子有限公司 | 具有制动电阻连接的逆变器电路 |
| CN110212812A (zh) * | 2019-06-11 | 2019-09-06 | 国家能源投资集团有限责任公司 | 直流油泵电机的启动控制电路及其控制方法 |
| JP2020072495A (ja) * | 2018-10-29 | 2020-05-07 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5979269B1 (ja) | 2015-03-16 | 2016-08-24 | 富士電機株式会社 | 排ガス処理装置 |
-
1993
- 1993-10-07 JP JP27607593A patent/JP3160792B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015023601A (ja) * | 2013-07-16 | 2015-02-02 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2015037537A1 (ja) * | 2013-09-10 | 2015-03-19 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | 電力変換回路および装置 |
| JPWO2015037537A1 (ja) * | 2013-09-10 | 2017-03-02 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | 電力変換回路および装置 |
| US9774241B2 (en) | 2013-09-10 | 2017-09-26 | National Institute Of Advanced Industrial Science And Technology | Power conversion circuit and device |
| CN103715927A (zh) * | 2013-12-31 | 2014-04-09 | 山东新风光电子科技发展有限公司 | 基于逆变器的再生制动吸收装置 |
| KR20150130594A (ko) * | 2014-05-13 | 2015-11-24 | 아주대학교산학협력단 | 누설전류로 인한 스위치 파괴를 방지한 3-레벨 ｎｐｃ 인버터 |
| CN105429499A (zh) * | 2015-11-25 | 2016-03-23 | 燕山大学 | 一种非隔离型三相三电平光伏逆变器的调制方法 |
| CN108736753A (zh) * | 2017-04-20 | 2018-11-02 | 丹佛斯电力电子有限公司 | 具有制动电阻连接的逆变器电路 |
| US11323044B2 (en) | 2017-04-20 | 2022-05-03 | Danfoss Power Electronics A/S | Three-level inverter and a three-level brake chopper |
| JP2020072495A (ja) * | 2018-10-29 | 2020-05-07 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| CN110212812A (zh) * | 2019-06-11 | 2019-09-06 | 国家能源投资集团有限责任公司 | 直流油泵电机的启动控制电路及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3160792B2 (ja) | 2001-04-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7495938B2 (en) | DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme | |
| JP4029709B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4599959B2 (ja) | マルチレベルコンバータ及びその制御方法 | |
| US9083230B2 (en) | Multilevel voltage source converters and systems | |
| CA2249856C (en) | Five level high power motor drive converter and control system | |
| US7310254B2 (en) | AC-to-AC (frequency) converter with three switches per leg | |
| US20140300298A1 (en) | Power stage precharging and dynamic braking apparatus for multilevel inverter | |
| JP4759673B2 (ja) | マルチレベルコンバータ及びその制御方法 | |
| CN107408898B (zh) | 用于多电平能量变换器的变换器模块 | |
| JP2007508792A (ja) | 多数のスイッチング電圧レベルをスイッチングするためのコンバータ回路 | |
| US8570773B2 (en) | Power converter system and method | |
| US20070053213A1 (en) | Wide-voltage-range converter | |
| KR20090126993A (ko) | 전력회생이 가능한 멀티레벨 컨버터용 모듈 및 이를 이용한멀티레벨 컨버터 | |
| JP2004266884A (ja) | スイッチング電源式電源装置およびそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置 | |
| JPH07111784A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2019009846A (ja) | ゲート駆動回路およびインバータ装置 | |
| WO2013151542A1 (en) | Multilevel converter | |
| JPH08182342A (ja) | 電力変換器 | |
| KR20230151479A (ko) | 스위칭 커패시터를 구비한 일반화된 멀티레벨 컨버터 회로 토폴로지 | |
| EP0608979A2 (en) | Switching circuit | |
| JP4491718B2 (ja) | ３レベルコンバータ | |
| JP7421566B2 (ja) | マルチレベルインバータの交流出力に過渡電圧変動が発生した場合の電流制限のための方法及びマルチレベルインバータ | |
| JPH11113257A (ja) | 交流双方向スイッチ形回路を用いた直列形電力系統補償装置 | |
| JPH04334977A (ja) | 電力変換装置 | |
| US4247887A (en) | AC--AC Converter device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080223 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090223 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090223 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100223 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100223 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110223 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120223 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120223 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130223 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130223 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |