JPH05308256A - Triangular wave oscillating circuit - Google Patents
Triangular wave oscillating circuitInfo
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- JPH05308256A JPH05308256A JP4111715A JP11171592A JPH05308256A JP H05308256 A JPH05308256 A JP H05308256A JP 4111715 A JP4111715 A JP 4111715A JP 11171592 A JP11171592 A JP 11171592A JP H05308256 A JPH05308256 A JP H05308256A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、周期的な三角波電圧
を発生する三角波発振回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a triangular wave oscillator circuit for generating a periodic triangular wave voltage.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来の三角波発振回路の一例を図5に示
す。この例は、日経マグロヒル社、半導体回路設計技術
(昭和62年4月4日出版)に示されている。図5にお
いて、1は電源端子、2はグラウンド端子(GND)で
ある。41,43,44はそれぞれPNPトランジス
タ、45〜47はそれぞれNPNトランジスタ、48,
49はそれぞれPNPトランジスタ、50はNPNトラ
ンジスタ、42,51〜53は抵抗,54はコンデンサ
である。PNPトランジスタ41,43,44はカレン
トミラー回路を構成する。同様に、NPNトランジスタ
45,47も、またPNPトランジスタ48,49もそ
れぞれカレントミラー回路を構成する。トランジスタ4
6,47は差動回路をなし、コンパレータを構成する。
NPNトランジスタ47は、NPNトランジスタ45の
2個分に相当する。つまり、カレントミラー比が2倍に
なっている。2. Description of the Related Art An example of a conventional triangular wave oscillator circuit is shown in FIG. An example of this is shown in Nikkei Tuna Hill Co., Ltd., Semiconductor Circuit Design Technology (published April 4, 1987). In FIG. 5, 1 is a power supply terminal and 2 is a ground terminal (GND). 41, 43, 44 are PNP transistors, 45-47 are NPN transistors, 48,
49 is a PNP transistor, 50 is an NPN transistor, 42, 51-53 are resistors, and 54 is a capacitor. The PNP transistors 41, 43 and 44 form a current mirror circuit. Similarly, the NPN transistors 45 and 47 and the PNP transistors 48 and 49 also constitute current mirror circuits, respectively. Transistor 4
Reference numerals 6 and 47 form a differential circuit and form a comparator.
The NPN transistor 47 corresponds to two NPN transistors 45. That is, the current mirror ratio is doubled.
【0003】以上のような構成において、電源端子1お
よびグラウンド端子2間に駆動電源電圧VCCを加えた場
合、PNPトランジスタ41および抵抗42の直列回路
に電流が流れ、PNPトランジスタ41とでカレントミ
ラー回路を構成するPNPトランジスタ43,44に
も、PNPトランジスタ41とそれぞれ同じ電流が流れ
る。In the above structure, when the driving power supply voltage V CC is applied between the power supply terminal 1 and the ground terminal 2, a current flows through the series circuit of the PNP transistor 41 and the resistor 42, and the current mirror with the PNP transistor 41. The same current as that of the PNP transistor 41 also flows through the PNP transistors 43 and 44 that form the circuit.
【0004】PNPトランジスタ43に流れる電流によ
りコンデンサ54に電荷が蓄積され、これによってコン
デンサ54の電圧が上昇し、コンパレータ(差動回路)
を構成するNPNトランジスタ46のベース電圧が、同
じくコンパレータ(差動回路)を構成するNPNトラン
ジスタ50のベース電圧より高くなると、NPNトラン
ジスタ46がオン状態となり、NPNトランジスタ50
がオフ状態となる。An electric charge is accumulated in the capacitor 54 by the current flowing through the PNP transistor 43, which causes the voltage of the capacitor 54 to rise and the comparator (differential circuit).
When the base voltage of the NPN transistor 46 that forms the NPN transistor 46 becomes higher than the base voltage of the NPN transistor 50 that also forms the comparator (differential circuit), the NPN transistor 46 turns on and the NPN transistor 50
Turns off.
【0005】また、PNPトランジスタ44とNPNト
ランジスタ45が直列接続されていて、PNPトランジ
スタ44に流れる電流がNPNトランジスタ45にその
まま流れ、このNPNトランジスタ45とNPNトラン
ジスタ47とがカレントミラー回路を構成しており、N
PNトランジスタ47はNPNトランジスタ45の2個
分に相当する設計であるので、NPNトランジスタ47
にはNPNトランジスタ45の電流の2倍の電流が流れ
ることになる。Further, the PNP transistor 44 and the NPN transistor 45 are connected in series, the current flowing through the PNP transistor 44 flows through the NPN transistor 45 as it is, and the NPN transistor 45 and the NPN transistor 47 form a current mirror circuit. Cage, N
Since the PN transistor 47 is designed to correspond to two NPN transistors 45, the NPN transistor 47
A current twice as large as the current of the NPN transistor 45 will flow through.
【0006】NPNトランジスタ47の電流は、NPN
トランジスタ46がオン状態となる以前、つまりNPN
トランジスタ50がオン状態となっているときは、この
NPNトランジスタ50を通して流れ、PNPトランジ
スタ48,49をオン状態とする。ところが、コンデン
サ54の充電が進んで上記のように、NPNトランジス
タ46がオン状態となり、NPNトランジスタ50がオ
フ状態となると、PNPトランジスタ48,49がオフ
となり、今度は、NPNトランジスタ46を通して流れ
ることになる。この電流は、PNPトランジスタ43に
流れる電流およびコンデンサ54の放電電流として流れ
ることになる。したがって、コンデンサ54には先の充
電電流と同じ値の放電電流が流れることになる。The current of the NPN transistor 47 is NPN.
Before the transistor 46 is turned on, that is, the NPN
When the transistor 50 is in the ON state, the current flows through the NPN transistor 50 and turns the PNP transistors 48 and 49 into the ON state. However, when the charging of the capacitor 54 progresses and the NPN transistor 46 is turned on and the NPN transistor 50 is turned off as described above, the PNP transistors 48 and 49 are turned off, and the current flows through the NPN transistor 46. Become. This current flows as a current flowing through the PNP transistor 43 and a discharging current of the capacitor 54. Therefore, the discharging current having the same value as the previous charging current flows through the capacitor 54.
【0007】そして、コンデンサ54の放電が進んでコ
ンデンサ54の電圧が低下し、コンパレータ(差動回
路)を構成するNPNトランジスタ46のベース電圧
が、同じくコンパレータ(差動回路)を構成するNPN
トランジスタ50のベース電圧より低くなると、NPN
トランジスタ46がオフ状態となり、NPNトランジス
タ50がオン状態となり、NPNトランジスタ47の電
流は再びNPNトランジスタ50を通して流れることに
なり、コンデンサ54の充電が始まることになり、以下
この動作を繰り返し、コンデンサ54の電圧が三角波状
に変化することになる。Then, the discharge of the capacitor 54 progresses, the voltage of the capacitor 54 decreases, and the base voltage of the NPN transistor 46 forming the comparator (differential circuit) is also the NPN forming the comparator (differential circuit).
When it becomes lower than the base voltage of the transistor 50, the NPN
The transistor 46 is turned off, the NPN transistor 50 is turned on, the current of the NPN transistor 47 flows through the NPN transistor 50 again, the charging of the capacitor 54 is started, and this operation is repeated thereafter. The voltage will change in a triangular waveform.
【0008】このとき、コンパレータのNPNトランジ
スタ50のベース電圧は、コンデンサ54の充電時と放
電時とでNPNトランジスタ50およびPNPトランジ
スタ48,49のオンオフ状態が反転するため、異なる
値となる。まず、コンパレータのNPNトランジスタ5
0のオフ時のベース電圧V50(OFF) は、PNPトランジ
スタ48,49がオフ状態であるため、次式で表され
る。At this time, the base voltage of the NPN transistor 50 of the comparator has different values because the ON / OFF states of the NPN transistor 50 and the PNP transistors 48 and 49 are inverted when the capacitor 54 is charged and discharged. First, the NPN transistor 5 of the comparator
The base voltage V 50 (OFF) when 0 is off is expressed by the following equation because the PNP transistors 48 and 49 are in the off state.
【0009】[0009]
【数1】 [Equation 1]
【0010】ここで、R51,R52,R53はそれぞれ抵抗
51,52,53の抵抗値である。また、VCCは電源端
子1およびグラウンド端子2間に加えられる駆動電源電
圧である。つぎに、コンパレータのNPNトランジスタ
50のオン時のベース電圧V50(ON)は、PNPトランジ
スタ48,49がオン状態であるため、次式で表され
る。Here, R 51 , R 52 , and R 53 are resistance values of the resistors 51 , 52 , and 53 , respectively. V CC is a drive power supply voltage applied between the power supply terminal 1 and the ground terminal 2. Next, the base voltage V 50 (ON) when the NPN transistor 50 of the comparator is on is expressed by the following equation since the PNP transistors 48 and 49 are on.
【0011】[0011]
【数2】 [Equation 2]
【0012】ここで、VCE50(SAT) は、NPNトランジ
スタ50のコレクタ・エミッタ間飽和電圧である。そし
て、数1と数2とで表される電圧をそれぞれ下限および
上限として、コンデンサ54の充放電が行われ、コンデ
ンサ54の電圧が三角波発振回路の出力電圧として取り
出される。Here, V CE50 (SAT) is the collector-emitter saturation voltage of the NPN transistor 50. Then, the capacitor 54 is charged and discharged with the voltages represented by the equations 1 and 2 as the lower limit and the upper limit, respectively, and the voltage of the capacitor 54 is taken out as the output voltage of the triangular wave oscillation circuit.
【0013】[0013]
【発明が解決しようとする課題】図5に示す従来例で
は、回路図からも明らかなように、駆動電源電圧VCCが
変化した場合、コンデンサ54への充放電電流が変化す
るため、充放電時間が変化し、発振周波数が変化する不
都合が生じる。また数1,数2より明らかなように、駆
動電源電圧VCCの変化によって三角波発振波形の振幅が
変化する不都合も生じる。In the conventional example shown in FIG. 5, as is clear from the circuit diagram, when the drive power supply voltage V CC changes, the charging / discharging current to the capacitor 54 changes, so that the charging / discharging changes. There is an inconvenience that the time changes and the oscillation frequency changes. Further, as is clear from the equations 1 and 2, there is a disadvantage that the amplitude of the triangular wave oscillation waveform changes due to the change of the driving power supply voltage V CC .
【0014】したがって、この発明の目的は、駆動電源
電圧の変化にかかわらず発振周波数および振幅を安定さ
せることができる三角波発振回路を提供することであ
る。Therefore, an object of the present invention is to provide a triangular wave oscillating circuit capable of stabilizing the oscillation frequency and the amplitude regardless of the change of the driving power supply voltage.
【0015】[0015]
【課題を解決するための手段】請求項1記載の三角波発
振回路は、定電圧源と第1の抵抗とで定電流源を構成し
ている。定電流源により規定された定電流が充電・放電
電流として流入・流出するコンデンサを設け、電圧源を
設け、この電圧源に一端を接続し他端より定電流源によ
り規定される定電流が流入・流出する第2の抵抗を設け
ている。また、コンデンサの電圧と第2の抵抗の他端の
電圧とを比較するコンパレータを設け、このコンパレー
タの出力に応答してコンデンサに対する定電流の流入と
流出および第2の抵抗に対する定電流の流入と流出を連
動して切り替えるスイッチ要素を設けている。In the triangular wave oscillator circuit according to the first aspect of the invention, the constant voltage source and the first resistor constitute a constant current source. A capacitor that allows the constant current regulated by the constant current source to flow in and out as a charging / discharging current is provided, and a voltage source is provided.One end is connected to this voltage source and the constant current regulated by the constant current source flows from the other end. -A second resistance is provided for the outflow. Further, a comparator for comparing the voltage of the capacitor with the voltage of the other end of the second resistor is provided, and in response to the output of the comparator, a constant current flows in and out of the capacitor and a constant current flows in to the second resistor. A switch element is provided to switch the outflow.
【0016】請求項2記載の三角波発振回路は、駆動電
源の電圧を分割する第3および第4の抵抗と、第3およ
び第4の抵抗による分割電圧を入力とするバッファとで
請求項1における電圧源を構成している。請求項3記載
の三角波発振回路は、エミッタを共通接続して差動回路
をなす第1および第2のトランジスタと、第1および第
2のトランジスタに対してそれぞれダーリントン接続し
た第3および第4のトランジスタとで請求項1のコンパ
レータを構成し、第3のトランジスタのベースにコンデ
ンサの電圧を印加し、第4のトランジスタのベースに第
2の抵抗の他端の電圧を印加し、請求項1のスイッチ要
素を第5のトランジスタで構成し、この第5のトランジ
スタのベースを第1のトランジスタのコレクタに接続し
ている。According to another aspect of the present invention, there is provided a triangular wave oscillating circuit comprising a third and a fourth resistors for dividing the voltage of the driving power source and a buffer for receiving the divided voltage by the third and the fourth resistors. It constitutes a voltage source. According to another aspect of the triangular wave oscillator circuit of the present invention, first and second transistors forming a differential circuit with emitters connected in common and third and fourth transistors connected in Darlington to the first and second transistors, respectively. The comparator of claim 1 is constituted by a transistor, the voltage of the capacitor is applied to the base of the third transistor, and the voltage of the other end of the second resistor is applied to the base of the fourth transistor. The switch element is composed of a fifth transistor, and the base of the fifth transistor is connected to the collector of the first transistor.
【0017】請求項4記載の三角波発振回路は、エミッ
タを共通接続して差動回路をなす第1および第2のトラ
ンジスタで請求項1のコンパレータを構成し、第1のト
ランジスタのベースに請求項1のコンデンサの電圧を印
加し、第2のトランジスタのベースに請求項1の第2の
抵抗の他端の電圧を印加し、請求項1のスイッチ要素を
第3のトランジスタで構成し、この第3のトランジスタ
のベースを第1のトランジスタのコレクタに接続し、コ
ンデンサと第1のトランジスタのベースとの接続点に第
4のトランジスタのエミッタを接続し、第4のトランジ
スタのベースを定電圧源に接続し、第4のトランジスタ
のコレクタを駆動電源に接続している。According to a fourth aspect of the present invention, in the triangular wave oscillating circuit, the comparator of the first aspect is constituted by the first and second transistors which form a differential circuit with the emitters commonly connected, and the base of the first transistor constitutes the differential circuit. The voltage of the first capacitor is applied, the voltage of the other end of the second resistor of claim 1 is applied to the base of the second transistor, and the switch element of claim 1 is configured by a third transistor. The base of the third transistor is connected to the collector of the first transistor, the emitter of the fourth transistor is connected to the connection point between the capacitor and the base of the first transistor, and the base of the fourth transistor is used as a constant voltage source. And the collector of the fourth transistor is connected to the drive power supply.
【0018】[0018]
【作用】請求項1記載の構成によれば、定電流源により
規定された定電流がコンデンサに充電電流として流入す
ることで、コンデンサの電圧が直線的に上昇し、逆に定
電流がコンデンサより放電電流として流出することでコ
ンデンサの電圧が直線的に下降する。このときのコンデ
ンサの電圧の上昇・下降の勾配は、コンデンサの充電お
よび放電が定電流の流入および流出で行われるため、駆
動電源電圧の変動に影響を受けない。According to the structure of claim 1, the constant current regulated by the constant current source flows into the capacitor as a charging current, so that the voltage of the capacitor linearly rises and, conversely, the constant current is greater than that of the capacitor. By flowing out as a discharge current, the voltage of the capacitor drops linearly. The rising and falling slopes of the capacitor voltage at this time are not affected by fluctuations in the drive power supply voltage because the charging and discharging of the capacitor are performed by the inflow and outflow of the constant current.
【0019】また、定電流源により規定された電流がコ
ンデンサに対して流入もしくは流出するのと同時に、電
圧源に接続された第2の抵抗の他端より流入もしくは流
出する。第2の抵抗に定電流が流入するときは、第2の
抵抗の他端の電圧は、第2の抵抗の抵抗値に流入電流値
を乗じた電圧だけ電圧源の電圧より高くなり、逆に第2
の抵抗から定電流が流出するときは、第2の抵抗の他端
の電圧は、第2の抵抗の抵抗値に流出電流値を乗じた電
圧だけ電圧源の電圧より低くなる。The current defined by the constant current source flows into or out of the capacitor, and at the same time, it flows in or out from the other end of the second resistor connected to the voltage source. When a constant current flows into the second resistor, the voltage at the other end of the second resistor becomes higher than the voltage of the voltage source by a voltage obtained by multiplying the resistance value of the second resistor by the inflow current value, and vice versa. Second
When a constant current flows out from the resistance of the second resistance, the voltage at the other end of the second resistance becomes lower than the voltage of the voltage source by a voltage obtained by multiplying the resistance value of the second resistance by the outflow current value.
【0020】この結果、第2の抵抗に電流が流入すると
きと流出するときとにおける第2の抵抗の他端の電圧の
変化分は、第2の抵抗の抵抗値に流入電流値を乗じた電
圧と第2の抵抗の抵抗値に流出電流値を乗じた電圧との
和となり、駆動電源電圧に無関係となり、駆動電源電圧
の変動を影響を受けない。コンパレータはコンデンサの
電圧と第2の抵抗の他端の電圧とを比較し、スイッチ要
素は、コンパレータの出力に応答してコンデンサに対す
る定電流の流入と流出および第2の抵抗に対する定電流
の流入と流出を連動して切り替えることになる。このと
き、コンデンサに定電流が流入して充電が行われるとき
は、第2の抵抗にも電流が流入し、第2の抵抗の他端の
電圧は高い方の値となる。逆に、コンデンサから定電流
が流出して放電が行われるときは、第2の抵抗からも電
流が流出し、第2の抵抗の他端の電圧は低い方の値とな
る。As a result, the change in the voltage at the other end of the second resistor when the current flows in and out of the second resistor is obtained by multiplying the resistance value of the second resistor by the inflow current value. The sum of the voltage and the voltage obtained by multiplying the resistance value of the second resistor by the outflow current value is not related to the drive power supply voltage and is not affected by the fluctuation of the drive power supply voltage. The comparator compares the voltage of the capacitor with the voltage at the other end of the second resistor, and the switch element responds to the output of the comparator by inflowing and outflowing a constant current into the capacitor and inflowing a constant current into the second resistor. The outflow will be linked and switched. At this time, when a constant current flows into the capacitor for charging, the current also flows into the second resistor, and the voltage at the other end of the second resistor has a higher value. On the contrary, when a constant current flows out from the capacitor and discharge is performed, current also flows out from the second resistor, and the voltage at the other end of the second resistor has a lower value.
【0021】以上のように、充電電流および放電電流が
供給されるコンデンサの電圧と電流が流入および流出す
る第2の抵抗の電圧降下とをコンパレータで比較し、コ
ンパレータの比較結果に基づいてスイッチ要素によりコ
ンデンサの充放電と第2の抵抗に対する電流の流入・流
出と連動して切り替えることにより、コンデンサの電圧
は、第2の抵抗の他端の電圧の高い方の値から低い方の
値の範囲内で一定勾配で上昇・下降を繰り返すことにな
り、三角波電圧が得られ、この三角波電圧の勾配および
振幅は定電流源により規定される定電流により決まるの
で、駆動電源電圧の変動にかかわらず安定させることが
できる。As described above, the comparator compares the voltage of the capacitor to which the charging current and the discharging current are supplied with the voltage drop of the second resistor into and out of which the current flows, and based on the comparison result of the comparator, the switch element. By switching the charging / discharging of the capacitor and the inflow / outflow of the current to / from the second resistor, the voltage of the capacitor is in the range from the higher value to the lower value of the voltage at the other end of the second resistor. As a result, a triangular wave voltage is obtained, and the triangular wave voltage is obtained. The gradient and amplitude of this triangular wave voltage are determined by the constant current specified by the constant current source, so it is stable regardless of fluctuations in the drive power supply voltage. Can be made
【0022】請求項2記載の構成によれば、駆動電源電
圧を分割した電圧が定電圧源の電圧となるので、駆動電
源電圧が変化した場合にも、発振の中心電圧が駆動電源
電圧に対応して追従することになり、発振波形の歪を抑
制できる。請求項3記載の構成によれば、コンデンサが
低電位まで放電されても、第1のトランジスタのコレク
タ側にベース・エミッタ間電圧のほぼ2倍の電圧を得る
ことができ、スイッチ要素である第5のトランジスタを
正常に起動させ、発振動作を継続させることができる。According to the second aspect of the present invention, the voltage obtained by dividing the drive power supply voltage becomes the voltage of the constant voltage source. Therefore, even when the drive power supply voltage changes, the center voltage of oscillation corresponds to the drive power supply voltage. Therefore, the distortion of the oscillation waveform can be suppressed. According to the configuration of claim 3, even if the capacitor is discharged to a low potential, a voltage that is almost twice the base-emitter voltage can be obtained on the collector side of the first transistor, and the first transistor is a switch element. The transistor of No. 5 can be normally started and the oscillation operation can be continued.
【0023】請求項4記載の構成によれば、コンデンサ
が低電位まで放電されると、充電用トランジスタがオン
となり、電源からコンデンサに充電電流を供給してコン
デンサの電圧を上昇させるので、第1のトランジスタの
コレクタ側にスイッチ要素である第4のトランジスタの
起動に十分な電圧を得ることができ、第4のトランジス
タを正常に起動させ、発振動作を継続させることができ
る。According to the structure of claim 4, when the capacitor is discharged to a low potential, the charging transistor is turned on, and the charging current is supplied from the power supply to the capacitor to raise the voltage of the capacitor. A sufficient voltage can be obtained on the collector side of the transistor for starting the fourth transistor, which is a switch element, so that the fourth transistor can be started normally and the oscillation operation can be continued.
【0024】[0024]
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照しなが
ら説明する。 〔第1の実施例〕図1にこの発明の第1の実施例の三角
波発振回路の回路図を示す。この三角波発振回路は、図
1に示すように、電源端子1およびグラウンド端子(G
ND)2間に駆動電源電圧VCCが印加される。また、第
1の定電圧源3をアンプ4およびNPNトランジスタ6
からなるバッファを介して第1の抵抗5に加えること
で、定電流源を構成している。Embodiments of the present invention will now be described with reference to the drawings. [First Embodiment] FIG. 1 is a circuit diagram of a triangular wave oscillator circuit according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, this triangular wave oscillator circuit has a power supply terminal 1 and a ground terminal (G
The drive power supply voltage V CC is applied between ND) 2. In addition, the first constant voltage source 3 is connected to the amplifier 4 and the NPN transistor 6
A constant current source is formed by adding the first resistor 5 via the buffer consisting of.
【0025】そして、この定電流源はPNPトランジス
タ7と直列接続されて電源端子1およびグラウンド端子
2に接続される。PNPトランジスタ7とベースを共通
接続したPNPトランジスタ8〜11は上側カレントミ
ラー回路を構成している。PNPトランジスタ8〜10
は、それぞれNPNトランジスタ12,13,14とそ
れぞれ直列接続され、電源端子1およびグラウンド端子
2に接続される。The constant current source is connected in series with the PNP transistor 7 and connected to the power supply terminal 1 and the ground terminal 2. The PNP transistor 7 and the PNP transistors 8 to 11, whose bases are commonly connected, form an upper current mirror circuit. PNP transistors 8-10
Are respectively connected in series with the NPN transistors 12, 13 and 14, respectively, and are connected to the power supply terminal 1 and the ground terminal 2.
【0026】NPNトランジスタ12,13,14は、
ベースを共通接続して下側カレントミラー回路を構成し
ている。ただし、NPNトランジスタ12,13は、N
PNトランジスタ14の2個分に相当するように設計さ
れ、つまりカレントミラー比が2倍になるように設計さ
れ、NPNトランジスタ14に流れる電流の2倍の電流
がNPNトランジスタ12,13にそれぞれ流れること
になる。The NPN transistors 12, 13, 14 are
The bases are commonly connected to form a lower current mirror circuit. However, the NPN transistors 12 and 13 are
Designed to correspond to two PN transistors 14, that is, designed so that the current mirror ratio is doubled, and that twice the current flowing through the NPN transistor 14 flows through the NPN transistors 12 and 13, respectively. become.
【0027】上側カレントミラー回路のもう一つのPN
Pトランジスタ11は、エミッタ同士が共通接続されて
差動回路をなしコンパレータを構成するPNPトランジ
スタ16,17に直列接続されている。PNPトランジ
スタ16,17には、それぞれ負荷となるNPNトラン
ジスタ18,19が直列接続され、これらの直列接続回
路が電源端子1およびグラウンド端子2に接続されてい
る。Another PN of the upper current mirror circuit
The P-transistor 11 is connected in series to PNP transistors 16 and 17 whose emitters are commonly connected to each other to form a differential circuit and to form a comparator. NPN transistors 18 and 19 serving as loads are connected in series to the PNP transistors 16 and 17, respectively, and these series connection circuits are connected to the power supply terminal 1 and the ground terminal 2.
【0028】さらに、電源端子1およびグラウンド端子
2間には、電流源31および定電圧源30の直列回路が
接続され、電流源31および定電圧源30の接続点に第
2の抵抗26の一端が接続され、この第2の抵抗26の
他端がコンパレータを構成するPNPトランジスタ16
のベースに接続されている。コンパレータを構成するP
NPトランジスタ17のベースとグラウンド端子2との
間には、コンデンサ20が接続されている。Further, a series circuit of a current source 31 and a constant voltage source 30 is connected between the power supply terminal 1 and the ground terminal 2, and one end of the second resistor 26 is connected to the connection point of the current source 31 and the constant voltage source 30. Is connected, and the other end of the second resistor 26 constitutes a PNP transistor 16 which constitutes a comparator.
Connected to the base of. P that constitutes a comparator
A capacitor 20 is connected between the base of the NP transistor 17 and the ground terminal 2.
【0029】そして、第2の抵抗26とPNPトランジ
スタ16のベースとの接続点がPNPトランジスタ8お
よびNPNトランジスタ12の接続点に接続され、コン
デンサ20とPNPトランジスタ17のベースとの接続
点がPNPトランジスタ9およびNPNトランジスタ1
3の接続点に接続されている。また、スイッチ要素であ
るNPNトランジスタ15のコレクタ・エミッタ間がN
PNトランジスタ14に並列に接続され、NPNトラン
ジスタ15のベースがPNPトランジスタ17のコレク
タに接続されている。The connection point between the second resistor 26 and the base of the PNP transistor 16 is connected to the connection point between the PNP transistor 8 and the NPN transistor 12, and the connection point between the capacitor 20 and the base of the PNP transistor 17 is the PNP transistor. 9 and NPN transistor 1
It is connected to three connection points. In addition, the NPN transistor 15 which is a switch element has N between the collector and the emitter.
It is connected in parallel to the PN transistor 14, and the base of the NPN transistor 15 is connected to the collector of the PNP transistor 17.
【0030】なお、第1の抵抗5とNPNトランジスタ
6の接続点を以下の説明でA点と記し、PNPトランジ
スタ17のベースをB点と記し、PNPトランジスタ1
6のベースをC点と記す。つぎに、この三角波発振回路
の動作を説明する。電源端子1およびグラウンド端子2
間に駆動電源電圧VCCを加えると、第1の定電圧源3,
アンプ4,第1の抵抗5およびNPNトランジスタ6か
らなる定電流源に定電流が流れ、この電流が上側カレン
トミラー回路を構成するPNPトランジスタ7に流れ
る。この結果、PNPトランジスタ8〜11にもそれぞ
れ同じ電流が流れる。The connection point between the first resistor 5 and the NPN transistor 6 will be referred to as point A in the following description, the base of the PNP transistor 17 will be referred to as point B, and the PNP transistor 1 will be described.
The base of 6 is marked as C point. Next, the operation of this triangular wave oscillator circuit will be described. Power terminal 1 and ground terminal 2
If the drive power supply voltage V CC is applied between the first constant voltage source 3 and
A constant current flows through a constant current source composed of the amplifier 4, the first resistor 5 and the NPN transistor 6, and this current flows through the PNP transistor 7 which constitutes the upper side current mirror circuit. As a result, the same current flows in the PNP transistors 8 to 11, respectively.
【0031】電源投入当初は、コンデンサ20は充電さ
れておらず、B点の電位がC点の電位より低い状態にあ
り、PNPトランジスタ16,17で構成されるコンパ
レータは、PNPトランジスタ16がオフ、PNPトラ
ンジスタ17がオンの状態にあり、PNPトランジスタ
11の電流はPNPトランジスタ17を流れ、NPNト
ランジスタ15がオンの状態にあり、PNPトランジス
タ10の電流はNPNトランジスタ15を流れ、下側カ
レントミラー回路を構成するNPNトランジスタ12,
13,14はオフ状態となっている。When the power is turned on, the capacitor 20 is not charged, the potential at the point B is lower than the potential at the point C, and the comparator composed of the PNP transistors 16 and 17 turns off the PNP transistor 16. The PNP transistor 17 is on, the current of the PNP transistor 11 flows through the PNP transistor 17, the NPN transistor 15 is on, the current of the PNP transistor 10 flows through the NPN transistor 15, and the lower current mirror circuit NPN transistor 12 to be configured,
13, 14 are off.
【0032】このような状態においては、PNPトラン
ジスタ9の電流はコンデンサ20に対して充電電流とし
て流入し、コンデンサ20の電圧は直線状に上昇し、こ
の電圧がPNPトランジスタ17のベース電圧となる。
このとき、PNPトランジスタ8の電流は第2の抵抗2
6に流入し、第2の抵抗26の他端の電圧が定電圧源3
0の電圧よりも、第2の抵抗26の電圧降下分だけ上昇
し、この電圧がPNPトランジスタ16のベース電圧と
なる。In such a state, the current of the PNP transistor 9 flows into the capacitor 20 as a charging current, the voltage of the capacitor 20 rises linearly, and this voltage becomes the base voltage of the PNP transistor 17.
At this time, the current of the PNP transistor 8 is the second resistor 2
6 and the voltage at the other end of the second resistor 26 is applied to the constant voltage source 3
The voltage rises above the voltage of 0 by the voltage drop of the second resistor 26, and this voltage becomes the base voltage of the PNP transistor 16.
【0033】その後、コンデンサ20の充電が進み、コ
ンデンサ20の電圧が上昇し、PNPトランジスタ17
のベース電圧がPNPトランジスタ16のベース電圧よ
り高くなると、PNPトランジスタ16がオンとなり、
PNPトランジスタ17がオフとなる。この結果、NP
Nトランジスタ15がオフとなり、下側カレントミラー
回路を構成するNPNトランジスタ12〜14が動作す
ることになる。Thereafter, the charging of the capacitor 20 progresses, the voltage of the capacitor 20 rises, and the PNP transistor 17
When the base voltage of is higher than the base voltage of the PNP transistor 16, the PNP transistor 16 is turned on,
The PNP transistor 17 is turned off. As a result, NP
The N-transistor 15 is turned off, and the NPN transistors 12 to 14 forming the lower current mirror circuit are operated.
【0034】つまり、PNPトランジスタ11の電流が
PNPトランジスタ16に流れ、PNPトランジスタ1
0の電流がNPNトランジスタ14に流れ、NPNトラ
ンジスタ12,13に、それぞれNPNトランジスタ1
4の電流の2倍の電流が流れる。このとき、NPNトラ
ンジスタ13に流れる電流の半分はPNPトランジスタ
9の電流として流れ、残りの半分はコンデンサ20の放
電電流として流れ、コンデンサ20には充電電流と同じ
値の放電が流れることになり、コンデンサ20の電圧は
充電時と同じ勾配で直線状に下降していく。また、NP
Nトランジスタ12に流れる電流の半分はPNPトラン
ジスタ8の電流として流れ、残りの半分は定電圧源30
から第2の抵抗26を通して流出する電流として流れ、
第2の抵抗26の他端の電圧は、定電圧源30の電圧よ
りも、第2の抵抗26の電圧降下分だけ下降し、この電
圧がPNPトランジスタ16のベース電圧となる。That is, the current of the PNP transistor 11 flows through the PNP transistor 16 and the PNP transistor 1
A current of 0 flows to the NPN transistor 14, and the NPN transistors 12 and 13 respectively receive the NPN transistor 1
Double the current of 4 flows. At this time, half of the current flowing in the NPN transistor 13 flows as the current of the PNP transistor 9, and the other half flows as the discharging current of the capacitor 20, and the capacitor 20 discharges the same value as the charging current. The voltage of 20 drops linearly with the same gradient as when charging. Also, NP
Half of the current flowing through the N-transistor 12 flows as the current of the PNP transistor 8, and the other half flows through the constant voltage source 30.
Flows as a current flowing from the second resistor 26 through
The voltage at the other end of the second resistor 26 is lower than the voltage of the constant voltage source 30 by the voltage drop of the second resistor 26, and this voltage becomes the base voltage of the PNP transistor 16.
【0035】その後、コンデンサ20の放電が進み、コ
ンデンサ20の電圧が下降し、PNPトランジスタ17
のベース電圧がPNPトランジスタ16のベース電圧よ
り低くなると、PNPトランジスタ16,17のオンオ
フ状態が反転し、コンデンサ20の充電が再開され、以
下上記の動作を繰り返すことになり、コンデンサ20の
電圧が三角波状に変化することになる。After that, the discharge of the capacitor 20 progresses, the voltage of the capacitor 20 drops, and the PNP transistor 17
Is lower than the base voltage of the PNP transistor 16, the on / off states of the PNP transistors 16 and 17 are inverted, the charging of the capacitor 20 is restarted, and the above operation is repeated. It will change wavy.
【0036】上記の繰り返し動作において、PNPトラ
ンジスタ16がオフでPNPトランジスタ17がオンと
なってコンデンサ20が充電され、コンデンサ20の電
圧が上昇している期間におけるC点の電圧VC (up1) は
次式のようになる。In the above repeating operation, the voltage V C (up1) at the point C during the period when the PNP transistor 16 is off and the PNP transistor 17 is on to charge the capacitor 20 and the voltage of the capacitor 20 is rising is It becomes like the following formula.
【0037】[0037]
【数3】 [Equation 3]
【0038】ここで、R5 ,R26はそれぞれ抵抗5,2
6の抵抗値であり、V3 ,V30はそれぞれ定電圧源3お
よび定電圧源30の電圧値である。一方、PNPトラン
ジスタ16がオンでPNPトランジスタ17がオフとな
ってコンデンサ20が放電され、コンデンサ20の電圧
が下降している期間におけるC点の電圧VC (down1) は
次式のようになる。Here, R 5 and R 26 are resistors 5 and 2, respectively.
6, and V 3 and V 30 are the voltage values of the constant voltage source 3 and the constant voltage source 30, respectively. On the other hand, the voltage V C (down1) at the point C during the period in which the PNP transistor 16 is on and the PNP transistor 17 is off and the capacitor 20 is discharged and the voltage of the capacitor 20 is decreasing is given by the following equation.
【0039】[0039]
【数4】 [Equation 4]
【0040】上記の動作での発振振幅VW1は、前記した
数3と数4の差となり、The oscillation amplitude V W1 in the above operation is the difference between the above equations 3 and 4,
【0041】[0041]
【数5】 [Equation 5]
【0042】と表わされる。以上述べたように、この実
施例の三角波発振回路においては、コンデンサ20の電
圧の上昇・下降の勾配は、コンデンサ20の充電および
放電が定電流の流入および流出で行われるため、駆動電
源電圧VCCの変動に影響を受けず、また、第2の抵抗2
6に電流が流入するときと流出するときとにおける第2
の抵抗26の他端の電圧の変化分は、第2の抵抗26の
抵抗値に流入電流値を乗じた電圧と第2の抵抗26の抵
抗値に流出電流値を乗じた電圧との和となり、駆動電源
電圧V CCに無関係となり、駆動電源電圧VCCの変動を影
響を受けない。したがって、コンデンサ20の電圧と第
2の抵抗26の他端の電圧とをコンパレータで比較する
ことにより三角波発振を行わせたときに、駆動電源電圧
VCCの変動にかかわらず発振周波数を安定させることが
できるとともに、発振振幅を安定させることができる。Is represented by As mentioned above,
In the triangular wave oscillator circuit of the embodiment, the voltage of the capacitor 20 is
The slope of the pressure rise and fall depends on the charging of the capacitor 20 and
Since the discharge is performed by inflow and outflow of constant current,
Source voltage VCCOf the second resistor 2
Second when current flows in and out of 6
Of the voltage at the other end of the resistor 26 of
The resistance of the second resistor 26 and the voltage obtained by multiplying the resistance value by the inflow current value.
It becomes the sum of the resistance value and the voltage obtained by multiplying the outflow current value.
Voltage V CCDrive power supply voltage VCCShadow of fluctuations
Not affected. Therefore, the voltage of the capacitor 20 and the
Comparing with the voltage of the other end of the resistor 26 of 2 by the comparator
Drive voltage when the triangular wave is oscillated.
VCCCan stabilize the oscillation frequency regardless of the fluctuation of
In addition, the oscillation amplitude can be stabilized.
【0043】なお、上記各実施例では、上側カレントミ
ラーと下側カレントミラーのミラー比を2倍に設定し
て、コンデンサ20の充電電流と放電電流とを同じ値に
したが、ミラー比を変えることにより、充電電流と放電
電流の設定を変えることができ、三角波発振波形のデュ
ーティ比を任意に設定することが可能となる。 〔第2の実施例〕図2にこの発明の第2の実施例の三角
波発振回路の回路図を示す。In each of the above-mentioned embodiments, the mirror ratio of the upper current mirror and the lower current mirror is set to be double and the charging current and discharging current of the capacitor 20 are set to the same value, but the mirror ratio is changed. As a result, the setting of the charging current and the discharging current can be changed, and the duty ratio of the triangular wave oscillation waveform can be set arbitrarily. [Second Embodiment] FIG. 2 is a circuit diagram of a triangular wave oscillator circuit according to a second embodiment of the present invention.
【0044】この三角波発振回路は、図2に示すよう
に、図1における電流源31および定電圧源30の構成
を、以下のように変更したものである。つまり、電源端
子1およびグラウンド端子2間に抵抗21,22の直列
回路を接続し、抵抗21,22による分割電圧をアンプ
23およびNPNトランジスタ24および抵抗25によ
るバッファに入力する構成に変更し、バッファの出力
端、つまりNPNトランジスタ24のエミッタに第2の
抵抗26の一端を接続したものである。As shown in FIG. 2, this triangular wave oscillating circuit is obtained by modifying the configurations of the current source 31 and the constant voltage source 30 in FIG. 1 as follows. That is, the series circuit of the resistors 21 and 22 is connected between the power supply terminal 1 and the ground terminal 2, and the divided voltage by the resistors 21 and 22 is input to the buffer by the amplifier 23, the NPN transistor 24, and the resistor 25. Of the NPN transistor 24, and one end of the second resistor 26 is connected to the output terminal of the NPN transistor 24.
【0045】その他の構成は図1と同様である。この実
施例においては、PNPトランジスタ16がオフでPN
Pトランジスタ17がオンとなってコンデンサ20が充
電され、コンデンサ20の電圧が上昇している期間にお
けるC点の電圧VC (up2) は次式のようになる。Other configurations are the same as those in FIG. In this embodiment, PNP transistor 16 is off and PN
The voltage V C (up2) at the point C during the period when the P-transistor 17 is turned on and the capacitor 20 is charged and the voltage of the capacitor 20 is rising is given by the following equation.
【0046】[0046]
【数6】 [Equation 6]
【0047】ここで、R21,R22は抵抗21,22の抵
抗値である。一方、PNPトランジスタ16がオンでP
NPトランジスタ17がオフとなってコンデンサ20が
放電され、コンデンサ20の電圧が下降している期間に
おけるC点の電圧VC (down2) は次式のようになる。Here, R 21 and R 22 are resistance values of the resistors 21 and 22 , respectively. On the other hand, when the PNP transistor 16 is on, P
The voltage V C (down2) at the point C during the period in which the NP transistor 17 is turned off, the capacitor 20 is discharged, and the voltage of the capacitor 20 is decreasing is given by the following equation.
【0048】[0048]
【数7】 [Equation 7]
【0049】また、発振振幅VW2は、前記した数6と数
7の差となり、Further, the oscillation amplitude V W2 is the difference between the above equations 6 and 7,
【0050】[0050]
【数8】 [Equation 8]
【0051】と表わされる。上記以外の点は第1の実施
例と同様である。この実施例の三角波発振回路によれ
ば、駆動電源電圧VCCを分割した電圧が図1の電圧源3
0に相当する電圧源の電圧となるので、駆動電源電圧V
CCが変化した場合に、発振の中心電圧が駆動電源電圧V
CCに対応して追従することになり、特に駆動電源電圧V
CCが低下した場合の電源の利用範囲が広く、発振波形の
歪む範囲を狭くすることができる。つまり、駆動電源電
圧VCCが変動しても発振波形を歪みにくくすることがで
きる。Is represented as The points other than the above are the same as those in the first embodiment. According to the triangular wave oscillator circuit of this embodiment, the voltage obtained by dividing the drive power supply voltage V CC is the voltage source 3 of FIG.
Since the voltage of the voltage source corresponds to 0, the drive power supply voltage V
When CC changes, the center voltage of oscillation is the drive power supply voltage V
It follows that it corresponds to CC , especially the drive power supply voltage V
When CC decreases, the power supply can be used in a wide range, and the range in which the oscillation waveform is distorted can be narrowed. That is, it is possible to prevent the oscillation waveform from being easily distorted even if the drive power supply voltage V CC fluctuates.
【0052】〔第3の実施例〕図3のこの発明の第3の
実施例の三角波発振回路のコンパレータ周辺部分の回路
図を示す。この三角波発振回路は、図3に示すように、
PNPトランジスタ16にPNPトランジスタ27をダ
ーリントン接続するとともに、PNPトランジスタ17
にPNPトランジスタ28をダーリントン接続し、PN
Pトランジスタ16に代えてPNPトランジスタ27の
ベースに第2の抵抗の他端を接続し、PNPトランジス
タ17に代えてPNPトランジスタ28のベースにコン
パレータ20を接続したものである。その他の構成は図
1もしく図2のものと同様である。[Third Embodiment] FIG. 3 is a circuit diagram of a peripheral portion of a comparator of a triangular wave oscillator circuit according to a third embodiment of the present invention. This triangular wave oscillator circuit, as shown in FIG.
The PNP transistor 27 is connected to the PNP transistor 16 in a Darlington connection, and the PNP transistor 17 is connected.
Darlington connection of PNP transistor 28 to
The other end of the second resistor is connected to the base of a PNP transistor 27 instead of the P transistor 16, and the comparator 20 is connected to the base of a PNP transistor 28 instead of the PNP transistor 17. Other configurations are the same as those in FIG. 1 or FIG.
【0053】例えば図1のように、コンパレータを1段
の差動構成のPNPトランジスタ16,17で構成した
場合においては、コンパレータ20の電荷が完全に放出
されてしまった場合、B点の電位は略0Vとなり、PN
Pトランジスタ17がオンしたときに、PNPトランジ
スタ17のコレクタの電位が略0.6V(トランジスタ
のベース・エミッタ間オン電圧)までは上がらず、PN
Pトランジスタ17のコレクタにベースを接続したスイ
ッチ要素であるNPNトランジスタ15がオン状態に達
せず、発振が起動しない。For example, in the case where the comparator is composed of the PNP transistors 16 and 17 having a one-stage differential structure as shown in FIG. 1, when the electric charge of the comparator 20 is completely discharged, the potential at the point B becomes Approximately 0V, PN
When the P-transistor 17 is turned on, the collector potential of the PNP transistor 17 does not rise to about 0.6 V (transistor base-emitter on-voltage), and the PN
The NPN transistor 15, which is a switching element having the base connected to the collector of the P transistor 17, does not reach the ON state, and oscillation does not start.
【0054】このような状態を避けるには、上記のよう
に、コンパレータを構成するトランジスタを図3のよう
にダーリントン接続構成にすればよい。このようにダー
リントン接続構成にすると、B′点、つまりPNPトラ
ンジスタ28のベースの電位がたとえ0Vになったとし
ても、PNPトランジスタ17のコレクタの電位が略
1.2V(トランジスタのベース・エミッタ間電圧の2
倍)まで上昇し、したがって、NPNトランジスタ15
を駆動することができ、発振を起動することができる。In order to avoid such a state, the transistors forming the comparator may have the Darlington connection configuration as shown in FIG. 3 as described above. In this Darlington connection configuration, even if the potential at the point B ′, that is, the base of the PNP transistor 28 becomes 0V, the potential of the collector of the PNP transistor 17 is approximately 1.2V (the base-emitter voltage of the transistor). Of 2
), And therefore the NPN transistor 15
Can be driven and oscillation can be started.
【0055】上記以外の点は前記した実施例と同様であ
る。この実施例の三角波発振回路によれば、コンデンサ
20が低電位まで放電されても、PNPトランジスタ1
7のコレクタ側にベース・エミッタ間電圧のほぼ2倍の
電圧を得ることができ、スイッチ要素であるNPNトラ
ンジスタ15を正常に起動させ、発振動作を継続させる
ことができる。The points other than the above are the same as those in the above-described embodiment. According to the triangular wave oscillator circuit of this embodiment, even if the capacitor 20 is discharged to a low potential, the PNP transistor 1
A voltage approximately twice the base-emitter voltage can be obtained on the collector side of 7, and the NPN transistor 15, which is a switching element, can be normally started and the oscillation operation can be continued.
【0056】〔第4の実施例〕図4にこの発明の第4の
実施例の要部の回路図を示す。この三角波発振回路は、
図4に示すように、図1もしくは図2における電源端子
1にNPNトランジスタ29のコレクタを接続し、NP
Nトランジスタ29のエミッタをB点、つまりコンデン
サ20に接続し、同ベースを定電流源、つまりA点に接
続したもので、その他の構成は図1もしくは図2の実施
例と同様である。[Fourth Embodiment] FIG. 4 shows a circuit diagram of a main portion of a fourth embodiment of the present invention. This triangular wave oscillator circuit
As shown in FIG. 4, the collector of the NPN transistor 29 is connected to the power supply terminal 1 in FIG.
The emitter of the N-transistor 29 is connected to the point B, that is, the capacitor 20, and the base thereof is connected to the constant current source, that is, the point A, and other configurations are the same as those of the embodiment of FIG. 1 or 2.
【0057】このように、NPNトランジスタ29を設
けると、コンデンサ20の電荷が放出され、B点の電位
が下がりすぎたときに、NPNトランジスタ29がオン
状態となり、電源端子1からB点のNPNトランジスタ
29のエミッタに電流が流れ、コンデンサ20を充電
し、コンデンサ20の電圧を上昇させる。この結果、B
点の電位が上昇し、PNPトランジスタ16,17より
なるコンパレータが正常に動作し、PNPトランジスタ
17のコレクタの電圧をNPNトランジスタ15をオン
にするのに十分な値とすることができる。As described above, when the NPN transistor 29 is provided, when the electric charge of the capacitor 20 is discharged and the potential at the point B drops too much, the NPN transistor 29 is turned on and the NPN transistor from the power supply terminal 1 to the point B is reached. A current flows through the emitter of 29, charges the capacitor 20, and raises the voltage of the capacitor 20. As a result, B
The potential at the point rises, the comparator including the PNP transistors 16 and 17 operates normally, and the collector voltage of the PNP transistor 17 can be set to a value sufficient to turn on the NPN transistor 15.
【0058】つまり、この実施例は、B点の電位降下を
防止することで、PNPトランジスタ17のコレクタの
電圧をNPNトランジスタ15をオンにするのに十分な
値に保持することにより、第3の実施例と同様に、発振
を起動させることができる。この実施例の三角波発振回
路によれば、コンデンサ20が低電位まで放電される
と、充電用のNPNトランジスタ15がオンとなり、駆
動電源からコンデンサ20に充電電流を供給してコンデ
ンサ20の電圧を上昇させるので、PNPトランジスタ
17のコレクタ側にスイッチ要素であるNPNトランジ
スタ15の起動に十分な電圧を得ることができ、NPN
トランジスタ15を正常に起動させ、発振動作を継続さ
せることができる。In other words, in this embodiment, by preventing the potential drop at the point B, the voltage at the collector of the PNP transistor 17 is maintained at a value sufficient to turn on the NPN transistor 15, so that the third voltage is maintained. Oscillation can be activated as in the embodiment. According to the triangular wave oscillator circuit of this embodiment, when the capacitor 20 is discharged to a low potential, the NPN transistor 15 for charging is turned on and the charging current is supplied from the driving power source to the capacitor 20 to raise the voltage of the capacitor 20. Therefore, it is possible to obtain a sufficient voltage on the collector side of the PNP transistor 17 for activating the NPN transistor 15 which is a switching element.
The transistor 15 can be normally started and the oscillation operation can be continued.
【0059】[0059]
【発明の効果】請求項1記載の三角波発振回路によれ
ば、コンデンサの電圧の上昇・下降の勾配は、コンデン
サの充電および放電が定電流の流入および流出で行われ
るため、駆動電源電圧の変動に影響を受けず、また、第
2の抵抗に電流が流入するときと流出するときとにおけ
る第2の抵抗の他端の電圧の変化分は、第2の抵抗の抵
抗値に流入電流値を乗じた電圧と第2の抵抗の抵抗値に
流出電流値を乗じた電圧との和となり、駆動電源電圧に
無関係となり、駆動電源電圧の変動を影響を受けない。
したがって、コンデンサの電圧と第2の抵抗の他端の電
圧とをコンパレータで比較することにより三角波発振を
行わせたときに、駆動電源電圧の変動にかかわらず発振
周波数を安定させることができるとともに、発振振幅を
安定させることができる。According to the triangular wave oscillating circuit of the first aspect of the present invention, the gradient of the rise and fall of the voltage of the capacitor is that the charging and discharging of the capacitor are performed by the inflow and outflow of the constant current, and therefore the fluctuation of the drive power supply voltage. In addition, the change in voltage at the other end of the second resistor when the current flows into and out of the second resistor is determined by the inflow current value being added to the resistance value of the second resistor. It is the sum of the multiplied voltage and the voltage obtained by multiplying the resistance value of the second resistor by the outflow current value, which is irrelevant to the drive power supply voltage and is not affected by fluctuations in the drive power supply voltage.
Therefore, when the triangular wave oscillation is performed by comparing the voltage of the capacitor and the voltage of the other end of the second resistor with the comparator, the oscillation frequency can be stabilized regardless of the fluctuation of the drive power supply voltage. The oscillation amplitude can be stabilized.
【0060】請求項2記載の三角波発振回路によれば、
第2の抵抗の他端の電圧が駆動電源電圧の変動に追従
し、したがって駆動電源電圧が変化した場合に、発振の
中心電圧が駆動電源電圧に対応して追従することにな
り、発振波形の歪を少なくすることができる。請求項3
記載の三角波発振回路によれば、コンデンサが低電位ま
で放電されても、第1のトランジスタのコレクタ側にベ
ース・エミッタ間電圧のほぼ2倍の電圧を得ることがで
き、スイッチ要素である第5のトランジスタを正常に起
動させ、発振動作を継続させることができる。According to the triangular wave oscillator circuit of the second aspect,
The voltage at the other end of the second resistor follows the fluctuation of the driving power supply voltage. Therefore, when the driving power supply voltage changes, the center voltage of oscillation follows the driving power supply voltage. Distortion can be reduced. Claim 3
According to the triangular wave oscillator circuit described, even if the capacitor is discharged to a low potential, it is possible to obtain a voltage approximately twice as high as the base-emitter voltage on the collector side of the first transistor, and the fifth element which is a switch element. The transistor can be started normally and the oscillation operation can be continued.
【0061】請求項4記載の三角波発振回路によれば、
コンデンサが低電位まで放電されると、充電用トランジ
スタがオンとなり、電源からコンデンサに充電電流を供
給してコンデンサの電圧を上昇させるので、第1のトラ
ンジスタのコレクタ側にスイッチ要素である第4のトラ
ンジスタの起動に十分な電圧を得ることができ、第4の
トランジスタを正常に起動させ、発振動作を継続させる
ことができる。According to the triangular wave oscillator circuit of the fourth aspect,
When the capacitor is discharged to a low potential, the charging transistor is turned on, and the charging current is supplied from the power supply to the capacitor to increase the voltage of the capacitor. Therefore, the collector side of the first transistor is provided with the fourth switching element. A voltage sufficient for starting the transistor can be obtained, the fourth transistor can be normally started, and the oscillation operation can be continued.
【図1】この発明の第1の実施例の三角波発振回路の構
成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a triangular wave oscillator circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図2】この発明の第2の実施例の三角波発振回路の構
成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a triangular wave oscillator circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図3】コンパレータの変形回路例を示す回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a modified circuit example of a comparator.
【図4】この発明の実施例において追加するトランジス
タの例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a transistor added in the embodiment of the present invention.
【図5】三角波発振回路の従来例の構成を示す回路図で
ある。FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional example of a triangular wave oscillator circuit.
1 電源端子 2 グラウンド端子 3 定電圧源 4 バッファ 5 第1の抵抗 6 NPNトランジスタ 7〜11 PNPトランジスタ 12〜15 NPNトランジスタ 16,17 PNPトランジスタ 18,19 PNPトランジスタ 20 コンデンサ 21,22 抵抗 23 バッファ 24 NPNトランジスタ 25 抵抗 26 第2の抵抗 27,28 PNPトランジスタ 29 NPNトランジスタ 30 定電圧源 31 電流源 1 Power Supply Terminal 2 Ground Terminal 3 Constant Voltage Source 4 Buffer 5 First Resistor 6 NPN Transistor 7 to 11 PNP Transistor 12 to 15 NPN Transistor 16, 17 PNP Transistor 18, 19 PNP Transistor 20 Capacitor 21, 22 Resistor 23 Buffer 24 NPN Transistor 25 Resistance 26 Second resistance 27, 28 PNP transistor 29 NPN transistor 30 Constant voltage source 31 Current source
Claims (4)
流源を構成する第1の抵抗と、前記定電流源により規定
された定電流が充電・放電電流として流入・流出するコ
ンデンサと、電圧源と、この電圧源に一端を接続し他端
より前記定電流源により規定される定電流が流入・流出
する第2の抵抗と、前記コンデンサの電圧と前記第2の
抵抗の他端の電圧とを比較するコンパレータと、このコ
ンパレータの出力に応答して前記コンデンサに対する定
電流の流入と流出および前記第2の抵抗に対する定電流
の流入と流出を連動して切り替えるスイッチ要素とを備
えた三角波発振回路。1. A constant voltage source, a first resistor that forms a constant current source together with the constant voltage source, and a capacitor into and out of which a constant current defined by the constant current source flows as a charging / discharging current. A voltage source, a second resistor having one end connected to the voltage source and a constant current defined by the constant current source flowing in and out from the other end, the voltage of the capacitor and the other end of the second resistor. A triangular wave provided with a comparator for comparing a voltage and a switching element that switches inflow and outflow of a constant current with respect to the capacitor and inflow and outflow of a constant current with respect to the second resistor in response to an output of the comparator. Oscillator circuit.
4の抵抗と、前記第3および第4の抵抗による分割電圧
を入力とするバッファとで電圧源を構成した請求項1記
載の三角波発振回路。2. The triangular wave according to claim 1, wherein the voltage source is composed of third and fourth resistors for dividing the voltage of the driving power source, and a buffer which receives the divided voltage by the third and fourth resistors. Oscillator circuit.
第1および第2のトランジスタと、前記第1および第2
のトランジスタに対してそれぞれダーリントン接続した
第3および第4のトランジスタとでコンパレータを構成
し、前記第3のトランジスタのベースにコンデンサの電
圧を印加し、前記第4のトランジスタのベースに第2の
抵抗の他端の電圧を印加し、スイッチ要素を第5のトラ
ンジスタで構成し、この第5のトランジスタのベースを
前記第1のトランジスタのコレクタに接続した請求項1
記載の三角波発振回路。3. First and second transistors forming a differential circuit with emitters connected in common, and the first and second transistors.
Comparing a third transistor and a fourth transistor, which are Darlington-connected to the transistor, respectively, to apply a capacitor voltage to the base of the third transistor, and to add a second resistor to the base of the fourth transistor. The voltage of the other end of the transistor is applied, the switch element is composed of a fifth transistor, and the base of the fifth transistor is connected to the collector of the first transistor.
The triangular wave oscillator circuit described.
第1および第2のトランジスタでコンパレータを構成
し、前記第1のトランジスタのベースにコンデンサの電
圧を印加し、前記第2のトランジスタのベースに第2の
抵抗の他端の電圧を印加し、スイッチ要素を第3のトラ
ンジスタで構成し、この第3のトランジスタのベースを
前記第1のトランジスタのコレクタに接続し、前記コン
デンサと前記第1のトランジスタのベースとの接続点に
第4のトランジスタのエミッタを接続し、前記第4のト
ランジスタのベースを定電圧源に接続し、前記第4のト
ランジスタのコレクタを駆動電源に接続した請求項1記
載の三角波発振回路。4. A comparator is composed of first and second transistors forming a differential circuit with emitters connected in common, and a voltage of a capacitor is applied to the base of the first transistor to make a comparator of the second transistor. A voltage at the other end of the second resistor is applied to the base, the switch element is formed of a third transistor, the base of the third transistor is connected to the collector of the first transistor, and the capacitor and the first transistor are connected. The emitter of a fourth transistor is connected to a connection point with the base of the first transistor, the base of the fourth transistor is connected to a constant voltage source, and the collector of the fourth transistor is connected to a driving power supply. 1. The triangular wave oscillator circuit according to 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4111715A JPH05308256A (en) | 1992-04-30 | 1992-04-30 | Triangular wave oscillating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4111715A JPH05308256A (en) | 1992-04-30 | 1992-04-30 | Triangular wave oscillating circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05308256A true JPH05308256A (en) | 1993-11-19 |
Family
ID=14568329
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4111715A Pending JPH05308256A (en) | 1992-04-30 | 1992-04-30 | Triangular wave oscillating circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05308256A (en) |
-
1992
- 1992-04-30 JP JP4111715A patent/JPH05308256A/en active Pending
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