JPH05298823A - Reversal preventing circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce a circuit configuration, to avoid the difficulty in a phase matching and to prevent an adverse effect caused by high frequency noises. CONSTITUTION:An input FM signal YFMi is supplied to a delaying device 4 and an adder 7 through a limiter 2 and a reversal buffer 3 and also is supplied to an adder 5. The output of the delaying device 4 is supplied to the adder 5, the output of the adder 5 is supplied to an adder 7 through a delaying device 6 and an output FM signal YFMo is obtained from the adder 7. A coefficient K of the limiter 2 becomes larger when the signal YFMi has smaller amplitudes and becomes smaller when the amplitudes become larger. If one sets a central carrier frequency fcs=1/4tau, the higher region is emphasized when the signal YFMi has smaller amplitudes and a reversal phenomenon is prevented. Since no HPF and LPF are used, the circuit configuration becomes small and the difficulty in matching phases is avoided. Since the signal YFMi directly supplied to the limiter 2, FM signals, whose carrier signals are depressed, are not inputted to the limiter 2, the increase in zero crosses due to high frequency region noises is reduced and good demodulated waveforms are obtained.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、例えば輝度信号をＦ
Ｍ変調して記録するＶＴＲの輝度信号再生系に適用して
好適な反転防止回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention
The present invention relates to an inversion prevention circuit suitable for being applied to a luminance signal reproducing system of a VTR that performs M modulation and recording.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図７は、従来のＶＴＲの輝度信号再生系
の構成を示している。図において、磁気テープ２０より
磁気ヘッド２１で再生されるＦＭ輝度信号ＹFMは再生ア
ンプ２２で増幅された後、再生イコライザ２３、反転防
止回路２４およびリミッタ２５を介してＦＭ復調器２６
に供給される。そして、このＦＭ復調器２６より出力さ
れる輝度信号Ｙが出力端子２７に導出される。2. Description of the Related Art FIG. 7 shows the configuration of a luminance signal reproducing system of a conventional VTR. In the figure, the FM luminance signal YFM reproduced by the magnetic head 21 from the magnetic tape 20 is amplified by the reproduction amplifier 22, and then the FM demodulator 26 via the reproduction equalizer 23, the inversion prevention circuit 24 and the limiter 25.
Is supplied to. Then, the luminance signal Y output from the FM demodulator 26 is led to the output terminal 27.

【０００３】ここで、電磁変換系の性質（スペーシング
等）によって、図１０Ａに示すような周波数スペクトラ
ムのＦＭ信号が記録されるとき、再生時には低域が強調
されると共に、高域が抑圧されたＦＭ信号となる（同図
Ｂに図示）。図１０において、ｆcはキャリア周波数、
ｆmは変調周波数である。Here, when an FM signal having a frequency spectrum as shown in FIG. 10A is recorded due to the nature of the electromagnetic conversion system (spacing or the like), the low frequency band is emphasized during reproduction and the high frequency band is suppressed. FM signal (shown in FIG. 7B). In FIG. 10, fc is the carrier frequency,
fm is the modulation frequency.

【０００４】このように高域が抑圧されるため、そのま
ま復調されるときは、高域部分でゼロクロスが欠落し、
低い周波数とみなされて復調されることがある。いわゆ
る反転現象である。すなわち、記録ＦＭ信号が図１１Ａ
に示すようであるとき、電磁変換系の性質によって高域
が抑圧されるため、再生ＦＭ信号は同図Ｂに示すように
ゼロクロスが欠落して反転現象が生じる。Since the high frequency band is suppressed in this way, when demodulating as it is, zero crossing is lost in the high frequency band,
It may be considered as a low frequency and demodulated. This is the so-called reversal phenomenon. That is, the recorded FM signal is as shown in FIG. 11A.
In such a case, the high frequency band is suppressed due to the nature of the electromagnetic conversion system, so that the reproduced FM signal lacks a zero cross as shown in FIG.

【０００５】このような反転現象を防止するために、図
７の例においては反転防止回路２４が設けられている。
反転防止回路２４は、従来、例えば図８に示すように構
成されている。図において、入力されるＦＭ輝度信号Ｙ
FMiは、ハイパスフィルタ３１およびリミッタ３２を介
して加算器３３に供給されると共に、ローパスフィルタ
３４を介して加算器３３に供給される。そして、加算器
３３より反転補償されたＦＭ輝度信号ＹFMoが出力され
る。In order to prevent such an inversion phenomenon, an inversion prevention circuit 24 is provided in the example of FIG.
The inversion prevention circuit 24 is conventionally configured as shown in FIG. 8, for example. In the figure, the input FM luminance signal Y
FMi is supplied to the adder 33 via the high pass filter 31 and the limiter 32, and is also supplied to the adder 33 via the low pass filter 34. Then, the inversion-compensated FM luminance signal YFMo is output from the adder 33.

【０００６】リミッタ３２のゲインは信号の振幅に応じ
て変化する。そのため、図８の例の反転防止回路２４の
周波数特性は、振幅が小さくなるほど高域が強調される
特性となり（図９参照）、反転現象が防止されることに
なる。The gain of the limiter 32 changes according to the amplitude of the signal. Therefore, the frequency characteristic of the inversion prevention circuit 24 in the example of FIG. 8 becomes a characteristic in which the higher frequency band is emphasized as the amplitude becomes smaller (see FIG. 9), and the inversion phenomenon is prevented.

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８の例に
おいては、ハイパスフィルタ３１で抽出される高域信号
とローパスフィルタ３４で抽出される低域信号とを加算
器３３で合成するものであり、フィルタ３１，３４によ
る遅延のために合成時にそれぞれの位相を合わせるのが
困難であった。By the way, in the example of FIG. 8, the high-pass signal extracted by the high-pass filter 31 and the low-pass signal extracted by the low-pass filter 34 are combined by the adder 33. It was difficult to match the respective phases at the time of synthesis due to the delay caused by the filters 31 and 34.

【０００８】そこで、この発明では、回路規模を小さく
すると共に、位相合わせの困難性を回避し、さらに高域
のノイズによる影響を少なくすることを目的とする。Therefore, an object of the present invention is to reduce the circuit scale, avoid the difficulty of phase matching, and reduce the influence of noise in the high frequency range.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】この発明は、遅延器、加
算器および係数器よりなるフィルタで構成される反転防
止回路において、ＦＭ信号の入力レベルに応じて非線形
に係数が変化する係数器を備え、この係数器にＦＭ信号
を直接供給することを特徴とするものである。According to the present invention, there is provided an inversion prevention circuit composed of a filter consisting of a delay device, an adder and a coefficient device, in which a coefficient device whose coefficient changes non-linearly according to an input level of an FM signal. It is characterized in that the FM signal is directly supplied to the coefficient unit.

【００１０】[0010]

【作用】例えば、フィルタを２個の遅延素子を使用して
構成し、１／４τ（τは遅延素子の遅延時間）をＦＭ信
号の中心キャリア周波数に略一致させることにより、小
振幅時に高域のキャリア信号をブーストでき、測帯波を
抑圧でき、反転現象を防止することが可能となる。For example, by constructing a filter using two delay elements, and making ¼τ (τ is the delay time of the delay element) substantially coincide with the center carrier frequency of the FM signal, a high frequency band at a small amplitude is obtained. The carrier signal can be boosted, the band wave can be suppressed, and the inversion phenomenon can be prevented.

【００１１】また、フィルタの係数器２にＦＭ信号を直
接供給するため、キャリア信号が抑圧されたり、あるい
は測帯波が強調されたりしておらず、例えば係数器２に
リミッタを使用するとき、リミッタにおけるノイズによ
るゼロクロスの増減を低減でき、良好な復調波形を得る
ことが可能となる。Further, since the FM signal is directly supplied to the coefficient unit 2 of the filter, the carrier signal is not suppressed or the band wave is not emphasized. For example, when a limiter is used for the coefficient unit 2, It is possible to reduce the increase / decrease of zero cross due to noise in the limiter, and it is possible to obtain a good demodulation waveform.

【００１２】また、フィルタは遅延器、加算器および係
数器を使用して構成されるため、従来のようにハイパス
フィルタやローパスフィルタを使用して構成するものに
比べて位相合わせが容易となると共に、回路規模を小さ
くすることが可能となる。Further, since the filter is constructed by using the delay device, the adder and the coefficient device, the phase matching becomes easier as compared with the conventional configuration using the high pass filter or the low pass filter. It is possible to reduce the circuit scale.

【００１３】[0013]

【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の一実
施例について説明する。本例はＶＴＲの輝度信号再生系
（図７参照）に適用した例であり、３タップのトランス
バーサルフィルタで構成したものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. This example is an example applied to a luminance signal reproducing system of a VTR (see FIG. 7), and is composed of a 3-tap transversal filter.

【００１４】図において、入力端子１に供給される入力
ＦＭ輝度信号ＹFMiは、リミッタで構成される係数器２
および反転バッファ３を介して遅延時間τを有する遅延
器４および加算器７に供給されると共に、直接加算器５
に供給される。In the figure, an input FM luminance signal YFMi supplied to an input terminal 1 is a coefficient unit 2 composed of a limiter.
And the delayer 4 having the delay time τ via the inverting buffer 3 and the adder 7, and the direct adder 5
Is supplied to.

【００１５】また、遅延器４の出力信号は加算器５に供
給され、この加算器５の出力信号は遅延時間τを有する
遅延器６を介して加算器７に供給される。そして、加算
器７の出力信号は出力ＦＭ輝度信号ＹFMoとして出力端
子８に導出される。The output signal of the delay unit 4 is supplied to the adder 5, and the output signal of the adder 5 is supplied to the adder 7 via the delay unit 6 having a delay time τ. Then, the output signal of the adder 7 is led to the output terminal 8 as the output FM luminance signal YFMo.

【００１６】以上の構成において、係数器２の係数をＫ
とすると、伝達特性ＹFMo／ＹFMiは、数１に示すように
なる。In the above configuration, the coefficient of the coefficient unit 2 is set to K.
Then, the transfer characteristic YFMo / YFMi becomes as shown in Formula 1.

【００１７】[0017]

【数１】 [Equation 1]

【００１８】ここで、係数器２はリミッタで構成されて
いるので、ＦＭ輝度信号ＹFMiが小振幅であるときは等
価的に係数Ｋ（リミッタのゲイン）が大きくなる。一
方、通常レベルで大振幅であるときは係数Ｋが小さくな
る。これにより、図２に示すようにＦＭ輝度信号ＹFMi
の振幅レベルに応じて周波数特性が変化する。Since the coefficient unit 2 is composed of a limiter, the coefficient K (limiter gain) is equivalently large when the FM luminance signal YFMi has a small amplitude. On the other hand, when the amplitude is large at the normal level, the coefficient K becomes small. As a result, as shown in FIG. 2, the FM luminance signal YFMi
The frequency characteristic changes according to the amplitude level of.

【００１９】この場合、ＦＭ輝度信号ＹFMiの中心キャ
リア周波数をｆcsとするとき、ｆcs＝１／４τとなるよ
うに遅延器４，６の遅延時間τを設定することにより、
ハイパス特性を得ることが可能となる。これにより、Ｆ
Ｍ輝度信号ＹFMiが小振幅であるときは、高域がブース
トされるため、反転現象を防止することができる。In this case, when the central carrier frequency of the FM luminance signal YFMi is fcs, by setting the delay time τ of the delay units 4 and 6 so that fcs = 1 / 4τ,
It becomes possible to obtain high-pass characteristics. This gives F
When the M luminance signal YFMi has a small amplitude, the high frequency region is boosted, so that the inversion phenomenon can be prevented.

【００２０】また、ｆcs＝１／２τとなるように遅延器
４，６の遅延時間を設定することにより、バンドパス特
性を得ることができる。これにより、ＦＭ輝度信号ＹFM
iが小振幅であるときは、両側帯波を抑圧する方向に働
くため、反転現象を防止することができる。Further, by setting the delay times of the delay units 4 and 6 so that fcs = 1 / 2τ, the bandpass characteristic can be obtained. As a result, the FM luminance signal YFM
When i has a small amplitude, it works in the direction of suppressing both sidebands, so that the inversion phenomenon can be prevented.

【００２１】本例においては、図８の例のようにハイパ
スフィルタ３１やローパスフィルタ３４を使用して構成
するものでないので、回路規模を小さくできると共に、
位相合わせの困難性を回避することができる。In this example, unlike the example of FIG. 8, the high pass filter 31 and the low pass filter 34 are not used, so that the circuit scale can be reduced and
The difficulty of phase matching can be avoided.

【００２２】ところで、図１の例は転置形の構成とした
ものであるが、図３に示すように通常のトランスバーサ
ルフィルタとして構成することも考えられる。図３にお
いて、図１と対応する部分には同一符号を付して示して
いる。By the way, although the example of FIG. 1 has a transposed configuration, it can be considered to configure it as a normal transversal filter as shown in FIG. In FIG. 3, parts corresponding to those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.

【００２３】図３に示すように構成する場合には、加算
器５の出力点（ａ点）での周波数特性はバンドエリミネ
ート特性となる（図４に図示）。そのため、加算器５か
らは、キャリア信号が抑圧され、側帯波が強調されたＦ
Ｍ輝度信号が出力される。また、ＦＭ輝度信号ＹFMiは
高域のノイズを多く持っているが、このノイズは抑圧さ
れていない。In the case of the configuration as shown in FIG. 3, the frequency characteristic at the output point (point a) of the adder 5 becomes a band elimination characteristic (illustrated in FIG. 4). Therefore, the adder 5 suppresses the carrier signal and emphasizes the sideband F.
The M luminance signal is output. Further, the FM luminance signal YFMi has a lot of high frequency noise, but this noise is not suppressed.

【００２４】加算器５より出力されるこのようなＦＭ輝
度信号がリミッタより構成される係数器２に入力される
と、上述したノイズのためにゼロクロスが増えたり減っ
たりするおそれが図１の例に比べて大きくなる。したが
って、図３の例は、図１の例に比べて復調波形が劣化す
るおそれがある。When such an FM luminance signal output from the adder 5 is input to the coefficient unit 2 including a limiter, there is a possibility that the zero cross may increase or decrease due to the above-mentioned noise. Will be larger than. Therefore, the demodulated waveform may deteriorate in the example of FIG. 3 as compared with the example of FIG.

【００２５】次に、図５を使用して、この発明の他の実
施例を説明する。本例もＶＴＲの輝度信号再生系（図７
参照）に適用した例であり、５タップのトランスバーサ
ルフィルタで構成したものである。Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This example also uses a VTR luminance signal reproduction system (see FIG. 7).
This is an example applied to the reference), and is configured by a 5-tap transversal filter.

【００２６】図において、入力端子１に供給される入力
ＦＭ輝度信号ＹFMiは、係数Ｋ１を有する係数器９を介
して遅延時間τを有する遅延器１１および加算器１８に
供給されると共に、直接加算器１４に供給される。係数
Ｋ１の値は一定とされる。In the figure, an input FM luminance signal YFMi supplied to an input terminal 1 is supplied to a delay unit 11 having a delay time τ and an adder 18 via a coefficient unit 9 having a coefficient K1 and is directly added. Is supplied to the container 14. The value of the coefficient K1 is constant.

【００２７】また、入力ＦＭ輝度信号ＹFMiは係数Ｋ２
を有する係数器１０を介して加算器１２，１６に供給さ
れる。係数Ｋ２の値は可変とされ、本例において係数器
１０はリミッタで構成される。The input FM luminance signal YFMi has a coefficient K2.
Is supplied to the adders 12 and 16 via the coefficient unit 10 having The value of the coefficient K2 is variable, and the coefficient unit 10 is composed of a limiter in this example.

【００２８】また、遅延器１１の出力信号は加算器１２
に供給され、この加算器１２の出力信号は遅延時間τを
有する遅延器１３を介して加算器１４に供給される。こ
の加算器１４の出力信号は遅延時間τを有する遅延器１
５を介して加算器１６に供給され、この加算器１６の出
力信号は遅延時間τを有する遅延器１７を介して加算器
１８に供給される。そして、加算器１８の出力信号は出
力ＦＭ輝度信号ＹFMoとして出力端子８に導出される。The output signal of the delay device 11 is the adder 12
The output signal of the adder 12 is supplied to the adder 14 via the delay device 13 having a delay time τ. The output signal of the adder 14 is a delay device 1 having a delay time τ.
5 is supplied to the adder 16, and the output signal of the adder 16 is supplied to the adder 18 via the delay device 17 having a delay time τ. Then, the output signal of the adder 18 is led to the output terminal 8 as the output FM luminance signal YFMo.

【００２９】以上の構成において、伝達特性ＹFMo／ＹF
Miは、数２に示すようになる。With the above configuration, the transfer characteristic YFMo / YF
Mi becomes as shown in Equation 2.

【００３０】[0030]

【数２】 [Equation 2]

【００３１】ここで、係数器１０はリミッタで構成され
ているので、ＦＭ輝度信号ＹFMiが小振幅であるときは
等価的に係数Ｋ２（リミッタのゲイン）が大きくなる。
一方、通常レベルで大振幅であるときは係数Ｋ２が小さ
くなる。例えば、Ｋ１＝−１／４、Ｋ２＝０〜−１／４
とする場合、ＦＭ輝度信号ＹFMiが大振幅であるとき
（例えばＫ１＝−１／４，Ｋ２＝０）の周波数特性は、
図６の実線に示すようになり、一方ＦＭ輝度信号ＹFMi
が小振幅であるとき（例えばＫ１＝−１／４，Ｋ２＝−
１／４）の周波数特性は、同図の破線に示すようにな
る。Since the coefficient unit 10 is composed of a limiter, the coefficient K2 (gain of the limiter) equivalently increases when the FM luminance signal YFMi has a small amplitude.
On the other hand, when the amplitude is large at the normal level, the coefficient K2 becomes small. For example, K1 = -1 / 4, K2 = 0--1 / 4
In this case, the frequency characteristic when the FM luminance signal YFMi has a large amplitude (for example, K1 = -1 / 4, K2 = 0) is
As shown by the solid line in FIG. 6, the FM luminance signal YFMi
Has a small amplitude (for example, K1 = -1 / 4, K2 =-
The frequency characteristic of 1/4) is as shown by the broken line in the figure.

【００３２】すなわち、ＦＭ輝度信号ＹFMiが小振幅で
あるとき、バンドパス特性からハイパス特性に近くな
る。ここで、１／４τをホワイトピーク付近に設定すれ
ば、ＦＭ輝度信号ＹFMiが小振幅であるとき側帯波の抑
圧度を上げることができ、反転現象を良好に防止するこ
とができる。That is, when the FM luminance signal YFMi has a small amplitude, the bandpass characteristic becomes close to the highpass characteristic. Here, if ¼τ is set near the white peak, the sideband wave suppression degree can be increased when the FM luminance signal YFMi has a small amplitude, and the inversion phenomenon can be favorably prevented.

【００３３】なお、図６に示すような周波数特性は、例
えばバンドパスフィルタと反転防止用の周波数特性可変
ハイパスフィルタを直列接続しても得ることができる。
しかし、本例においては図５の例のように構成でき、部
品点数を少なくでき、また位相リニアなものを得ること
ができる利益がある。The frequency characteristic as shown in FIG. 6 can be obtained by connecting a bandpass filter and a variable frequency characteristic variable highpass filter for inversion prevention in series.
However, this example has the advantages that it can be configured as in the example of FIG. 5, the number of parts can be reduced, and a phase linear type can be obtained.

【００３４】図５の例においては、係数器１０をリミッ
タで構成して係数Ｋ２をＦＭ輝度信号ＹFMiの振幅レベ
ルに応じて変化させるようにしたものであるが、逆に係
数器９をリミッタで構成して係数Ｋ１を変化させるよう
にしてもよく、さらに係数器９，１０の双方ともリミッ
タで構成してもよい。In the example of FIG. 5, the coefficient unit 10 is constituted by a limiter so that the coefficient K2 is changed according to the amplitude level of the FM luminance signal YFMi. Conversely, the coefficient unit 9 is changed by the limiter. Alternatively, the coefficient K1 may be changed, and both the coefficient units 9 and 10 may be configured by limiters.

【００３５】また、上述実施例においては、３タップや
５タップのＦＩＲフィルタで構成したものであるが、こ
れより高次のＦＩＲフィルタで構成することもでき、さ
らにＩＩＲフィルタで構成してもよい。Further, in the above-mentioned embodiment, the FIR filter is composed of 3-tap or 5-tap, but it may be composed of a FIR filter of a higher order than this, or may be composed of an IIR filter. ..

【００３６】[0036]

【発明の効果】この発明によれば、遅延器、加算器およ
び係数器よりなるフィルタを使用して構成されるもので
あり、従来のようにハイパスフィルタやバンドパスフィ
ルタを使用して構成するものではなく、回路規模を小さ
くすることができると共に、位相合わせの困難性を回避
することができる。According to the present invention, a filter including a delay device, an adder and a coefficient device is used, and a high pass filter or a band pass filter is used as in the prior art. Instead, the circuit scale can be reduced and the difficulty of phase matching can be avoided.

【００３７】また、フィルタの係数器にＦＭ信号を直接
供給するため、キャリア信号が抑圧されたり、あるいは
測帯波が強調されたりしておらず、例えば係数器にリミ
ッタを使用するとき、リミッタにおけるノイズによるゼ
ロクロスの増減を低減でき、良好な復調波形を得ること
ができる。Further, since the FM signal is directly supplied to the coefficient unit of the filter, the carrier signal is not suppressed or the band wave is not emphasized. For example, when a limiter is used for the coefficient unit, the limiter It is possible to reduce the increase / decrease in zero cross due to noise and obtain a good demodulation waveform.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention.

【図２】図１の例の周波数特性を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.

【図３】反転防止回路の一例の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an example of an inversion prevention circuit.

【図４】図３の例の要部の周波数特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of a main part of the example of FIG.

【図５】この発明の他の実施例の構成を示すブロック図
である。FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.

【図６】図５の例の周波数特性を示す図である。6 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.

【図７】従来のＶＴＲの輝度信号再生系を示すブロック
図である。FIG. 7 is a block diagram showing a luminance signal reproducing system of a conventional VTR.

【図８】反転防止回路の一例の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an example of an inversion prevention circuit.

【図９】図８の例の周波数特性を示す図である。9 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.

【図１０】電磁変換系の性質によるスペクトラムの変化
を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a spectrum change due to a property of an electromagnetic conversion system.

【図１１】反転現象の説明のための波形図である。FIG. 11 is a waveform diagram for explaining an inversion phenomenon.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 入力端子 ２，９，１０ 係数器 ３ 反転バッファ ４，６，１１，１３，１５，１７ 遅延器 ５，７，１２，１４，１６，１８ 加算器 ８ 出力端子 ２２ 再生アンプ ２３ 再生イコライザ ２４ 反転防止回路 ２５ リミッタ ２６ ＦＭ復調器 1 Input terminal 2,9,10 Coefficient device 3 Inversion buffer 4,6,11,13,15,17 Delay device 5,7,12,14,16,18 Adder 8 Output terminal 22 Reproduction amplifier 23 Reproduction equalizer 24 Inversion Prevention circuit 25 Limiter 26 FM demodulator

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 遅延器、加算器および係数器よりなるフ
ィルタで構成される反転防止回路において、 入力レベルに応じて非線形に係数が変化する係数器を備
え、 上記係数器にＦＭ信号を直接供給することを特徴とする
反転防止回路。1. An inversion prevention circuit including a filter including a delay device, an adder, and a coefficient device, the coefficient device having a coefficient that nonlinearly changes according to an input level, and an FM signal is directly supplied to the coefficient device. An inversion prevention circuit characterized by: 【請求項２】 上記フィルタを２個の遅延器を使用して
構成し、１／４τ（τは遅延素子の遅延時間）を上記Ｆ
Ｍ信号の中心キャリア周波数に略一致させることを特徴
とする請求項１記載の反転防止回路。2. The filter is configured by using two delay devices, and ¼τ (τ is a delay time of a delay element) is the F
The inversion prevention circuit according to claim 1, wherein the center carrier frequency of the M signal is substantially matched. 【請求項３】 上記フィルタを４個の遅延器を使用して
構成し、１／４τ（τは遅延素子の遅延時間）を上記Ｆ
Ｍ信号の高域キャリア周波数に略一致させることを特徴
とする請求項１記載の反転防止回路。3. The filter is configured by using four delay devices, and ¼τ (τ is a delay time of a delay element) is the F
The inversion prevention circuit according to claim 1, wherein the high frequency carrier frequency of the M signal is substantially matched. 【請求項４】 上記係数器をリミッタで構成することを
特徴とする請求項１、２または３記載の反転防止回路。4. The inversion prevention circuit according to claim 1, 2 or 3, wherein the coefficient unit is composed of a limiter.