JP3139050B2 - FM equalization circuit and recording / reproducing apparatus using the same - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、記録再生装置の映像信
号処理回路に係り、特に再生ＦＭ信号の周波数特性を補
正するＦＭ等化回路及びこれを用いた記録再生装置に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a video signal processing circuit of a recording and reproducing apparatus , and more particularly to an FM equalizing circuit for correcting a frequency characteristic of a reproduced FM signal and a recording and reproducing apparatus using the same. I do.

【０００２】[0002]

【従来の技術】家庭用のビデオテープレコーダ（以下Ｖ
ＴＲと称す）においては、ＦＭ変調した輝度信号と低域
変換したクロマ信号とを周波数多重して磁気テープに記
録するようにしており、再生時には、磁気ヘッドから再
生された信号からＦＭ輝度信号と低域クロマ信号とに分
離した後、それぞれ処理され出力される。2. Description of the Related Art A home video tape recorder (hereinafter referred to as V
TR), an FM-modulated luminance signal and a low-frequency-converted chroma signal are frequency-multiplexed and recorded on a magnetic tape. At the time of reproduction, an FM luminance signal is converted from a signal reproduced from a magnetic head. After being separated into low-band chroma signals, they are processed and output.

【０００３】再生ＦＭ輝度信号は、記録再生の過程で生
じる下側帯波の強調効果によりサイドバンドが上下でア
ンバランスになるため、これを補正するためのＦＭ等化
回路が必要となる。ＦＭ等化回路には、コンデンサ、コ
イル、抵抗で構成されるパッシブ型のものと、遅延素子
を用いたコサインイフィルタのものとがある。コサイン
フィルタは、帯域内で位相がリニアに変化、即ち群遅延
時間がフラットであり、位相歪が無く性能上パッシブ型
に較べ優れている。コサインフィルタを用いたＦＭ等化
回路の代表的なものとしては、例えば特開昭６２−２４
８１０８号公報に示されているものがある。これによれ
ば、再生時の信号の状態を検出してＦＭ等化の周波数特
性を変化させることで波形再現性の良好な再生画像を得
ることができる。[0003] The reproduced FM luminance signal has an unbalanced upper and lower side band due to the effect of emphasizing the lower band wave generated in the process of recording and reproducing. Therefore, an FM equalizing circuit for correcting this is required. The FM equalization circuit includes a passive type configured by a capacitor, a coil, and a resistor, and a cosine filter using a delay element. The cosine filter has a phase that changes linearly within the band, that is, has a flat group delay time, has no phase distortion, and is superior to the passive type in performance. A typical FM equalizer using a cosine filter is described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-24 / 1987.
No. 8108 is disclosed. According to this, a reproduced image with good waveform reproducibility can be obtained by detecting the state of the signal at the time of reproduction and changing the frequency characteristic of FM equalization.

【０００４】また、磁気テープの減磁やスペーシングロ
スなどにより再生ＦＭ輝度信号が低下した場合、キャリ
ア成分及び上側帯波成分が下側帯波成分にたいし低下し
て反転現象（やぶれ現象）が生じる。こうした反転現象
を防止するために、特開平１−１５８８１３号公報に示
されるような反転防止回路が考案されている。特開平１
−１５８８１３号公報に示される技術は、コサインフィ
ルタを用いたＦＭ等化回路＋反転防止回路から構成され
るものであり、群遅延時間歪のない状態でＦＭ復調回路
においてビデオ信号に復調できるものである。When the reproduced FM luminance signal is reduced due to demagnetization or spacing loss of the magnetic tape, the carrier component and the upper band component are reduced with respect to the lower band component, and an inversion phenomenon (blurring phenomenon) occurs. Occurs. In order to prevent such an inversion phenomenon, an inversion prevention circuit as disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 1-158813 has been devised. JP 1
The technique disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 1-58813 includes an FM equalization circuit using a cosine filter and an inversion prevention circuit, and can demodulate a video signal in an FM demodulation circuit without group delay time distortion. is there.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】ところが従来例で示さ
れるコサインフィルタの構成では、ＦＭ等化特性に対し
て特性を変化させる自由度が少ない欠点がある。コサイ
ンフィルタは、遅延素子の遅延時間をτとするとピ−ク
周波数が１／２τ、出力ゼロとなる周波数が０、１／τ
となり、ピーク周波数にたいし上下対称の特性となる。
これに対し、ＶＴＲで用いられるＦＭ等化特性として
は、ＶＨＳ規格や８ミリビデオ規格のような規格のこと
なるＶＴＲによってピーク量や周波数特性が異なるた
め、周波数特性に対し自由度がある程度大きくないと実
用上問題である。特開昭６２−２４８１０８号公報に示
されているものは、ピーク量の変化に対してはある程度
の自由度を持っているが、周波数特性に対する自由度は
持っていない。However, the configuration of the cosine filter shown in the conventional example has a disadvantage that the degree of freedom to change the characteristics with respect to the FM equalization characteristics is small. Assuming that the delay time of the delay element is τ, the cosine filter has a peak frequency of ττ, and a frequency at which the output becomes zero is 0, 1 / τ.
Thus, the characteristic is vertically symmetric with respect to the peak frequency.
On the other hand, as for the FM equalization characteristics used in the VTR, since the peak amount and the frequency characteristics are different depending on the VTR which is different from the VHS standard or the 8 mm video standard, the degree of freedom with respect to the frequency characteristics is not large to some extent. This is a practical problem. Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 62-248108 has a certain degree of freedom with respect to a change in peak amount, but does not have a degree of freedom with respect to frequency characteristics.

【０００６】また、特開平１−１５８８１３号公報に示
される従来技術においても同様に、ＦＭ等化回路におい
て周波数特性に対する自由度は持っていない。Similarly, the prior art disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 1-158813 does not have a degree of freedom in frequency characteristics in the FM equalizer circuit.

【０００７】本発明の目的は、かかる問題点を解消し、
コサインフィルタを用い様々なＶＴＲに適した再生ＦＭ
等化回路を提供することと、さらに反転防止回路を同時
に構成することで反転防止効果の高いＦＭ復調回路を提
供することにある。An object of the present invention is to solve such a problem,
Reproduced FM suitable for various VTRs using cosine filter
An object of the present invention is to provide an equalization circuit and an FM demodulation circuit having a high inversion prevention effect by simultaneously configuring an inversion prevention circuit.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、コサインフィルタの一部の信号を入力側
に帰還することにより狭帯域な周波数特性を実現する。
一方、コサインフィルタとは反対の特性（ピーク点とゼ
ロ点の周波数が逆の関係にある）を示すフィルタの出力
の低周波成分をある一定量加算することでＦＭ輝度信号
の下側帯波を強調し、この等化回路を用いた記録再生装
置の復調後のビデオ信号の解像度の向上を実現する。 To achieve the above object of the Invention The present invention is, that to realize narrow-band frequency characteristic by feeding back a portion of the signal of the cosine filter to the input side.
Hand, FM luminance signal by a predetermined amount added is a low-frequency component of the output of the filter shown opposite characteristics (frequency of peak point and zero point is inversely related) to the cosine filter
Recording / reproducing device using this equalization circuit.
This improves the resolution of the video signal after demodulation.

【０００９】また、帰還ループに振幅を制限するリミッ
タ回路を挿入することで反転防止回路を構成するもので
ある。Further, an inversion prevention circuit is formed by inserting a limiter circuit for limiting an amplitude into a feedback loop.

【００１０】[0010]

【作用】２個の遅延素子で構成したコサインフィルタに
おいて、２個の遅延素子の中点の信号を入力側に負帰還
することで通過帯域を狭帯域化するように作用し、コサ
インフィルタとは反対の特性を示すフィルタの出力の低
周波成分をＬＰＦ（ローパスフィルタ）で抜取りコサイ
ンフィルタの出力に加算することで、ＦＭ等化回路の低
周波側のレスポンスを改善するように作用する。In a cosine filter composed of two delay elements, a signal at the center of the two delay elements is negatively fed back to the input side so as to narrow the pass band. The low-frequency component of the output of the filter exhibiting the opposite characteristic is extracted by the LPF (low-pass filter) and added to the output of the cosine filter, thereby acting to improve the low-frequency response of the FM equalization circuit.

【００１１】また、帰還ループにおける帰還係数と加算
ルートにおける加算係数を磁気テープの再生速度に応じ
て変化させることでモードに応じたＦＭ等化特性が得ら
れるように作用する。Further, by changing the feedback coefficient in the feedback loop and the addition coefficient in the addition route in accordance with the reproducing speed of the magnetic tape, it works so that FM equalization characteristics corresponding to the mode can be obtained.

【００１２】また、帰還係数と加算係数を再生ＦＭ輝度
信号のレベルに応じて変化させることで反転余裕の大き
なＦＭ等化特性が得られるように作用する。Further, by changing the feedback coefficient and the addition coefficient in accordance with the level of the reproduced FM luminance signal, it is possible to obtain an FM equalization characteristic having a large inversion margin.

【００１３】また、帰還ループにリミッタ回路を挿入し
て入力振幅が低下した場合に帰還係数が大きくなるよう
にすることで反転余裕の大きなＦＭ等化特性が得られる
ように作用する。Further, by inserting a limiter circuit into the feedback loop to increase the feedback coefficient when the input amplitude is reduced, it is possible to obtain an FM equalization characteristic having a large inversion margin.

【００１４】[0014]

【実施例】以下、本発明の第１の実施例を図１により説
明する。図１は本発明によるＦＭ等化回路の一実施例を
示すブロック図であって、２個の遅延素子を用いたコサ
インフィルタによるＦＭ等化回路のブロック図である。
１は入力端子、２，６は減算回路、３，４，５，９，１
０，１１は係数回路、７，８は遅延素子、１３は帰還係
数回路，１４，１５は係数回路、１６は加算係数回路、
１２，１８は加算回路、１７はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、１９は出力端子である。遅延素子７、８の遅延時
間をτとすると、遅延素子の伝達関数はｅｘｐ（−ｊω
τ）で表される。遅延素子の入力信号をＡ、τ遅延した
信号をＢ、２τ遅延した信号をＣとすると、減算回路６
により−０．２５Ａ＋０．５Ｂ−０．２５Ｃが演算され
てコサインフィルタが構成される。係数回路１４の係数
（１−Ｋ１）は、加算回路１８への入力信号のピ−ク値
が帰還係数Ｋ１により変化してしまうため入力端子１の
レベルに等しくなるよう補正するためのものである。本
実施例は、τ遅延した信号Ｂを係数回路１３を介して入
力側へ負帰還することにより、コサインフィルタの帯域
特性を狭帯域化するものである。負帰還回路は、減算回
路２で構成される。遅延素子（７，８）の遅延時間をτ
とすると、遅延素子の伝達関数はｅｘｐ(−ｊωτ)であ
らわされる。減算回路２の入力信号をｖｉ、出力をｖｉ
ｏ、係数回路１４の出力をｖｏとすると、 ｖｉｏ＝ｖｉ−Ｋ１・ｖｉｏ・ｅｘｐ(−ｊωτ) ＝ｖｉ／（１＋Ｋ１・ｅｘｐ (−ｊωτ)）…（１） ｖｏ＝（１−Ｋ１）（ｖｉｏ(−０．５＋０．２５ｅｘｐ(−ｊωτ)−０．５ｅ ｘｐ(−ｊ２ωτ))） …（２） （１）を（２）に代入すると、 ｖｏ＝（１−Ｋ１）（ｖｉ／（１＋Ｋ１・ｅｘｐ(−ｊ
ωτ)））・（−０．２５）（１−ｅｘｐ(−ｊωτ)） ² 従って、 入力信号ｖｉに対し、係数回路１４の出力ｖｏ
は、次式で表せる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of an FM equalization circuit according to the present invention, which is a block diagram of an FM equalization circuit using a cosine filter using two delay elements.
1 is an input terminal, 2, 6 are subtraction circuits, 3, 4, 5, 9, 1
0 and 11 are coefficient circuits, 7 and 8 are delay elements, 13 is a feedback coefficient circuit, 14 and 15 are coefficient circuits, 16 is an addition coefficient circuit,
Reference numerals 12 and 18 denote addition circuits, 17 denotes an LPF (low-pass filter), and 19 denotes an output terminal. Assuming that the delay time of the delay elements 7 and 8 is τ, the transfer function of the delay element is exp (−jω
τ). Assuming that the input signal of the delay element is A, the signal delayed by τ is B, and the signal delayed by 2τ is C, the subtraction circuit 6
To calculate -0.25A + 0.5B-0.25C to form a cosine filter. The coefficient (1−K1) of the coefficient circuit 14 is used to correct the peak value of the input signal to the adder circuit 18 to be equal to the level of the input terminal 1 because the peak value changes due to the feedback coefficient K1. . In this embodiment, the band characteristic of the cosine filter is narrowed by negatively feeding back the signal B delayed by τ to the input side via the coefficient circuit 13. The negative feedback circuit includes a subtraction circuit 2. Let the delay time of the delay elements (7, 8) be τ
Then, the transfer function of the delay element is exp (-jωτ).
Dismissed. The input signal of the subtraction circuit 2 is vi and the output is vi
o, assuming that the output of the coefficient circuit 14 is vo, vio = vi−K1 · bio · exp (−jωτ) = vi / (1 + K1 · exp (−jωτ)) (1) vo = (1−K1) (bio) (−0.5 + 0.25exp (−jωτ) −0.5exp (−j2ωτ))) (2) Substituting (1) into (2), vo = (1−K1) (vi / (1 + K1 · exp (-j
ωτ))) · (−0.25) (1−exp (−jωτ)) ² Therefore, for the input signal vi, the output vo of the coefficient circuit 14
Can be expressed by the following equation.

【００１５】[0015]

【数１】 (Equation 1)

【００１６】係数回路１４の出力における周波数特性
を、図２に示す。帰還係数Ｋ１が大きくなるにしたがい
狭帯域な特性が得られる。ピ−ク周波数ｆ０（＝１／２
τ）に対し、１／４τのレスポンスは帰還係数Ｋ１が
０，０．２，０．５，０．７と変化するにしたがい、−
６ｄＢ，−８．１ｄＢ，−１２．９ｄＢ，−１８．２ｄ
Ｂと変化する。このように、帰還係数Ｋ１を増加するこ
とで狭帯域特性を実現するものである。FIG. 2 shows the frequency characteristics at the output of the coefficient circuit 14. As the feedback coefficient K1 increases, a narrow band characteristic is obtained. Peak frequency f0 (= 1/2)
τ), the response of 1 / 4τ is −− as the feedback coefficient K1 changes to 0, 0.2, 0.5, 0.7.
6dB, -8.1dB, -12.9dB, -18.2d
Change to B. As described above, the narrow band characteristic is realized by increasing the feedback coefficient K1.

【００１７】また、減算回路６でえられるコサインフィ
ルタに対し、加算回路１２でえられるコサインフィルタ
とは反対の特性（ピーク点とゼロ点の周波数が逆の関係
にある）を示すフィルタの出力信号を係数回路１５でレ
ベル補正した後、係数回路１６で設定される加算係数Ｋ
２を掛けた後で低周波成分をＬＰＦ１７で抜取り加算回
路１８で加算するものである。このときの加算係数Ｋ２
に対する周波数特性を図３に示す。帰還係数Ｋ１が０．
５のときの特性である。ＬＰＦ１７で低周波成分のみを
加算するため、係数Ｋ２の変化に伴いピーク周波数の下
側の応答が変化し、ＦＭ等化回路の周波数特性として
は、自由度が広がることになる。即ちＫ２が０の状態で
は、ＦＭ輝度信号の下側帯波が低下しすぎるため、復調
後のビデオ信号の周波数特性を確保できず、解像度劣化
につながる。これを改善するために、加算回路１２の出
力をＬＰＦ１７で低周波のみ取りだし係数回路１４の出
力、即ちコサインフィルタの出力に加算することで、下
側帯波をアップして解像度を確保するものである。ここ
でＬＰＦ１７の特性としては、ＦＭ輝度信号のキャリア
周波数よりも低い周波数にカットオフ周波数を選べば良
い。The output signal of the filter having the opposite characteristic (the peak point and the zero point have opposite frequencies) to the cosine filter obtained by the addition circuit 12 with respect to the cosine filter obtained by the subtraction circuit 6. Is corrected by the coefficient circuit 15, and then the addition coefficient K set by the coefficient circuit 16 is calculated.
After multiplying by 2, the low-frequency component is extracted by the LPF 17 and added by the adding circuit 18. The addition coefficient K2 at this time
FIG. 3 shows frequency characteristics with respect to. The feedback coefficient K1 is 0.
This is the characteristic at the time of No. 5. Since only the low-frequency component is added by the LPF 17, the response on the lower side of the peak frequency changes with the change in the coefficient K2, and the degree of freedom is increased as the frequency characteristics of the FM equalization circuit. In other words, when K2 is 0, the lower band of the FM luminance signal is too low, so that the frequency characteristics of the demodulated video signal cannot be ensured, leading to degradation in resolution. In order to improve this, the output of the adder circuit 12 is added to the output of the coefficient circuit 14 by taking out only the low frequency by the LPF 17, that is, the output of the cosine filter, thereby increasing the lower sideband and securing the resolution. . Here, as a characteristic of the LPF 17, a cutoff frequency may be selected at a frequency lower than the carrier frequency of the FM luminance signal.

【００１８】以上のように、Ｋ１、Ｋ２を変化させるこ
とでＦＭ等化回路の特性に対しかなりの自由度を持たせ
ることができる。As described above, by changing K1 and K2, it is possible to give a considerable degree of freedom to the characteristics of the FM equalization circuit.

【００１９】また、ピーク周波数に対し下側の特性のみ
持ち上げることができるため、ＦＭ復調後の周波数特性
即ち解像度を確保した状態で、キャリアリークの原因と
なるＦＭ二次歪成分を抑圧できる。Further, since only the characteristic on the lower side of the peak frequency can be raised, the frequency characteristic after FM demodulation, that is, the resolution, is ensured, and the FM second-order distortion component causing the carrier leak can be suppressed.

【００２０】図４に、本発明の第２の実施例を示す。図
１の実施例に対し、帰還係数及び加算係数をＶＴＲにお
ける再生速度により切り換える構成になっている。２
０、２１が帰還係数回路、２３、２４が加算係数回路、
２２、２５がスイッチ回路であり、他は図１の実施例と
同一であり同一符号を記す。家庭用ＶＴＲには、標準記
録モード（以下ＳＰモードとよぶ）と長時間記録モード
（以下ＬＰモードとよぶ）とがあり、再生速度の遅いＬ
Ｐモードでは記録密度が低下して再生Ｓ／Ｎが低下する
ことで反転余裕がＳＰモードに比べ小さくなる。入力端
子２６からＳＰ／ＬＰのモード判別信号が入力される。
そこでＳＰモ−ドにおける帰還係数Ｋ１（帰還係数回路
２０で与えられる）とＬＰモ−ドにおける帰還係数Ｋ１
´（帰還係数回路２１で与えられる）との関係をＫ１≦
Ｋ１´に選びＬＰモ−ドにおいてより狭帯域な特性とし
反転余裕を増加するものである。また、ＳＰモードにお
ける加算係数Ｋ２（加算係数回路２３で与えられる）と
ＬＰモードにおける加算係数Ｋ２´（帰還係数回路２４
で与えられる）との関係をＫ２≧Ｋ２´に選びＳＰモー
ドにおいてより低周波を持ち上げることにより、下側帯
波を強調してＦＭ復調後の周波数特性を改善できる。FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention. As compared with the embodiment of FIG. 1, the feedback coefficient and the addition coefficient are switched according to the reproduction speed in the VTR. 2
0 and 21 are feedback coefficient circuits, 23 and 24 are addition coefficient circuits,
Switch circuits 22 and 25 are the same as those in the embodiment of FIG. Home VTRs include a standard recording mode (hereinafter referred to as an SP mode) and a long-time recording mode (hereinafter referred to as an LP mode).
In the P mode, the recording density is reduced and the reproduction S / N is reduced, so that the reversal margin is smaller than in the SP mode. An SP / LP mode determination signal is input from the input terminal 26.
Therefore, the feedback coefficient K1 in the SP mode (given by the feedback coefficient circuit 20) and the feedback coefficient K1 in the LP mode are provided.
(Given by the feedback coefficient circuit 21) as K1 ≦
K1 'is selected to provide narrower band characteristics in the LP mode and increase the reversal margin. The addition coefficient K2 in the SP mode (given by the addition coefficient circuit 23) and the addition coefficient K2 'in the LP mode (the feedback coefficient circuit 24).
And K2 ≧ K2 ′, and raising the lower frequency in the SP mode, it is possible to enhance the lower band and improve the frequency characteristics after FM demodulation.

【００２１】次に本発明の第３の実施例を図５、図６、
図７、図８を用いて説明する。図５は、本発明によるＦ
Ｍ等化回路の第３の実施例を示すブロック図であって、
電圧制御増幅器２７、２８、制御信号入力端子２９、３
０以外は図１に示す実施例と同一であり同符号を記す。
帰還係数及び加算係数を電圧制御増幅器２７，２８によ
り変化させるものである。例えば、制御信号入力端子２
９から入力される制御電圧が高くなるにしたがい電圧制
御増幅器２７のゲインが増加して帰還係数が大きくなり
狭帯域な特性が実現できる。このようにして与えられた
帰還係数により、第１の実施例と同様に加算回路１８へ
の入力信号のピーク値が変化してしまうが、係数回路１
４、１５により出力信号レベルを入力レベルと等しくな
るように補正することで、レベル変動による後段の信号
処理への影響を無くすことができる。また、制御信号入
力端子３０から入力される制御電圧が高くなるにしたが
い電圧制御増幅器２８のゲインが増加して加算係数が大
きくなり低周波の通過帯域を伸ばせる。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to FIGS. FIG. 5 shows the F according to the invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a third embodiment of the M equalization circuit,
Voltage control amplifiers 27 and 28, control signal input terminals 29 and 3
Other than 0, it is the same as the embodiment shown in FIG.
The feedback coefficient and the addition coefficient are changed by the voltage control amplifiers 27 and 28. For example, control signal input terminal 2
The gain of the voltage control amplifier 27 increases as the control voltage input from the control circuit 9 increases, so that the feedback coefficient increases and a narrow band characteristic can be realized. Given in this way
The feedback coefficient is applied to the addition circuit 18 as in the first embodiment.
The peak value of the input signal changes, but the coefficient circuit 1
4 and 15 make the output signal level equal to the input level.
Signal in the subsequent stage due to level fluctuation
The effect on processing can be eliminated. Further, as the control voltage input from the control signal input terminal 30 increases, the gain of the voltage control amplifier 28 increases, the addition coefficient increases, and the low-frequency pass band can be extended.

【００２２】図６は、図５に示したＦＭ等化回路を組み
入れたＶＴＲの再生輝度信号処理回路を示したものであ
る。３１が磁気テープ、３２が磁気ヘッド、３３が再生
ヘッドアンプ、３４がＦＭ等化回路、３５がＡＧＣ回路
（auto gain controller）、３６がダブルリミッタ回
路、３７がＦＭ復調回路、３８がディエンファシス回
路、３９がノイズキャンセラー回路、４０が出力端子、
４１が全波整流回路、４２が検波回路、４３、４４が電
圧変換回路、４５が再生ＦＭ信号のエンベロ−プ検出回
路である。本実施例は、再生ＦＭ信号のエンベロープ等
の反転に関係する再生状態を検出して、エンベロープが
大きい場合にはＦＭ等化回路が広帯域な特性になるよう
に制御し、エンベロープが小さい場合にはＦＭ等化回路
が狭帯域な特性になるように制御することで、反転余裕
を拡大するものである。即ち電圧変換回路４３の出力信
号が端子２９に入力されることにより帰還係数を制御
し、電圧変換回路４４の出力信号が端子３０に入力され
ることにより加算係数を制御する。再生ＦＭ信号に対す
る電圧変換回路４３の特性を図７に示し、電圧変換回路
４４の特性を図８に示す。図７に示すように、再生ＦＭ
信号が低下した場合に電圧変換回路４３の出力電圧は高
くなり、図５に示した電圧制御増幅器２７のゲインを増
加させＦＭ等化回路３４を狭帯域な特性に制御する。ま
た、図８に示すように、再生ＦＭ信号が増加した場合に
電圧変換回路４４の出力電圧は高くなり、図５に示した
電圧制御増幅器２８のゲインを増加させＦＭ等化回路３
４を広帯域な特性に制御するものである。FIG. 6 shows a reproduced luminance signal processing circuit of a VTR incorporating the FM equalizing circuit shown in FIG. 31 is a magnetic tape, 32 is a magnetic head, 33 is a reproducing head amplifier, 34 is an FM equalization circuit, 35 is an AGC circuit (auto gain controller), 36 is a double limiter circuit, 37 is an FM demodulation circuit, and 38 is a de-emphasis circuit. , 39 is a noise canceller circuit, 40 is an output terminal,
41 is a full-wave rectifier circuit, 42 is a detection circuit, 43 and 44 are voltage conversion circuits, and 45 is an envelope detection circuit for a reproduced FM signal. This embodiment, envelope or the like of the reproduction FM signal
, The reproduction state related to the inversion is detected, and when the envelope is large, the FM equalization circuit is controlled to have a wide band characteristic, and when the envelope is small, the FM equalization circuit has a narrow band characteristic. With such control, the reversal margin is expanded. That is, the feedback coefficient is controlled by inputting the output signal of the voltage conversion circuit 43 to the terminal 29, and the addition coefficient is controlled by inputting the output signal of the voltage conversion circuit 44 to the terminal 30. FIG. 7 shows the characteristics of the voltage conversion circuit 43 with respect to the reproduced FM signal, and FIG. 8 shows the characteristics of the voltage conversion circuit 44. As shown in FIG.
When the signal decreases, the output voltage of the voltage conversion circuit 43 increases, and the gain of the voltage control amplifier 27 shown in FIG. 5 is increased to control the FM equalization circuit 34 to have a narrow band characteristic. As shown in FIG. 8, when the reproduced FM signal increases, the output voltage of the voltage conversion circuit 44 increases, and the gain of the voltage control amplifier 28 shown in FIG.
4 is controlled to have a wide band characteristic.

【００２３】次に、本発明の第四の実施例を図９を用い
て説明する。図１の実施例における帰還係数回路１３の
部分を振幅を制限するリミッタ回路４６と減衰器４７で
置き換えたものである。リミッタ回路４６を帰還ループ
に挿入したことで大振幅入力時には帰還係数が小さくな
り広帯域な特性を実現し、小振幅入力時には帰還係数が
大きくなり狭帯域な特性を実現する。即ち、磁気テープ
の減磁やスペーシングロスなどにより再生ＦＭ輝度信号
が低下した場合に生じる反転現象を抑えるように働く。
また、このようにして与えられた帰還係数により、第１
の実施例と同様に加算回路１８への入力信号のピーク値
が変化してしまうが、係数回路１４により出力信号レベ
ルを入力レベルと等しくなるように補正することで、レ
ベル変動による後段の信号処理への影響を無くすことが
できる。図１０に、リミッタ回路４６のリミッタレベル
を−３０ｄＢとした場合のリミッタ回路の入出力特性を
示す。入力−３０ｄＢはリミッタが外れるポイントであ
り、このときの入力が０．０３３で出力が１であるた
め、リミッタゲインは１÷０．０３３＝３０．３とな
る。入力が−３０ｄＢ（０．０３３）より小さいとき
は、出力は３０．３×入力と変化していき、−３０ｄＢ
のときに出力が１となる。そして、入力が−３０ｄＢ以
上の場合は、リミッタがかかるため出力は常に１とな
る。この場合の減衰器４７のゲインを０．０３３とした
場合のリミッタ４６と減衰器４７の入出力ゲインは、リ
ミッタがかかっている場合には（減衰器４７のゲイン）
×１／（入力信号）により求まり、リミッタがかかって
いない場合には（減衰器４７のゲイン）×（３０．０×
入力信号）／（入力信号）により求めることができる。
例えば、入力信号が１（０ｄＢ）の場合には、 ０．０
３３×１／１＝０．０３３。入力信号が０．３３（−１
０ｄＢ）の場合には、０．０３３×１／０．３３＝０．
１。入力信号が0.1（−２０ｄＢ）の場合には、 ０．０
３３×１／０．１＝０．３３。入力信号が０．０３３
（−３０ｄＢ）の場合には、 ０．０３３×１／０．０
３３＝１。入力信号が０．０１（−４０ｄＢ）の場合に
は、０．０３３×０．０１×３０．３／０．０１＝１。
入力信号が０．００３３（−５０ｄＢ）の場合には、
０．０３３×０．００３３×3３０．３／０．００３３
＝１となる。従って、リミッタ回路４６、減衰器４７の
総合特性で決まる帰還係数Ｋ１は図１１に示すように変
化する。即ち、入力信号が−３０ｄＢ以下で帰還係数Ｋ
１が一定値となりそれ以上で徐々に小さくなる。図９で
示すＦＭ等化回路の周波数特性を図１２に示す。入力信
号が０ｄＢ，−１０ｄＢ，−２０ｄＢ，−３０ｄＢと小
さくなるに従い狭帯域な特性を示し、−３０ｄＢ以下で
は一定の特性となる。上述したように、本実施例によれ
ばＶＴＲの再生時の反転余裕を向上させることが出来
る。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, the feedback coefficient circuit 13 in the embodiment of FIG. 1 is replaced by a limiter circuit 46 for limiting the amplitude and an attenuator 47. By inserting the limiter circuit 46 into the feedback loop, the feedback coefficient becomes smaller at the time of large amplitude input and a wide band characteristic is realized, and at the time of small amplitude input, the feedback coefficient becomes large and a narrow band characteristic is realized. That is, it works to suppress the reversal phenomenon that occurs when the reproduced FM luminance signal is reduced due to demagnetization or spacing loss of the magnetic tape.
In addition, the feedback coefficient given in this manner makes the first
Peak value of the input signal to the adder circuit 18 as in the embodiment of FIG.
Is changed, but the output signal level is
Level by correcting the level to be equal to the input level.
It is possible to eliminate the effect of bell fluctuation on subsequent signal processing.
it can. FIG. 10 shows the limiter level of the limiter circuit 46 .
Shows the input / output characteristics of the limiter circuit when is set to −30 dB . The input -30dB is the point where the limiter comes off.
At this time, the input is 0.033 and the output is 1.
Therefore, the limiter gain is 1 ÷ 0.033 = 30.3.
You. When the input is smaller than -30dB (0.033)
Means that the output changes to 30.3 × input, -30dB
The output becomes 1 when. And input is -30dB or less
In the above case, the output is always 1 due to the limiter.
You. In this case, the gain of the attenuator 47 was set to 0.033.
In this case, the input and output gains of the limiter 46 and the attenuator 47 are
When a mitter is applied (gain of the attenuator 47)
X1 / (input signal), limiter is applied
If not, (gain of the attenuator 47) × (30.0 ×
(Input signal) / (input signal).
For example, if the input signal is 1 (0 dB), 0.0
33 x 1/1 = 0.033. When the input signal is 0.33 (-1
0 dB), 0.033 × 1 / 0.33 = 0.
One. If the input signal is 0.1 (-20 dB), 0.0
33 × 1 / 0.1 = 0.33. Input signal is 0.033
0.033 × 1 / 0.0 in the case of (−30 dB)
33 = 1. When the input signal is 0.01 (-40 dB)
0.033 × 0.01 × 30.3 / 0.01 = 1.
When the input signal is 0.0033 (−50 dB),
0.033 × 0.0033 × 330.3 / 0.0033
= 1. Therefore, the limiter circuit 46, a feedback coefficient K1 determined by the overall characteristics of the attenuator 47 is variable as shown in FIG. 11
Become That is, when the input signal is −30 dB or less, the feedback coefficient K
1 becomes a constant value and becomes smaller gradually after that. FIG. 12 shows the frequency characteristics of the FM equalization circuit shown in FIG. As the input signal becomes smaller as 0 dB, -10 dB, -20 dB, and -30 dB, the characteristic becomes narrower, and the characteristic becomes constant below -30 dB. As described above, according to the present embodiment, it is possible to improve the reversal margin during VTR reproduction.

【００２４】次に、本発明の第５の実施例を図１３を用
いて説明する。本実施例は、図９の実施例の帰還ループ
のリミッタ回路４６と減衰器４７の部分に並列に線形の
帰還係数回路４８を設けスイッチ回路４９でモードによ
って切り替えるものである。切り替え用の制御信号は端
子５０から入力される。モード切替により与えられた帰
還係数により、第１の実施例と同様に加算回路１８への
入力信号のピーク値が変化してしまうが、係数回路１
４、１５により出力信号レベルを入力レベルと等しくな
るように補正することで、レベル変動による後段の信号
処理への影響を無くすことができる。図１４は、図１３
のＦＭ等化回路を組み入れたＶＴＲの再生輝度信号処理
回路である。５１がＦＭ等化回路、５２が記録モード判
別回路、５３、５４が制御信号入力端子、５５がＡＮＤ
回路であり、図６で示した実施例と同一部分には同一符
号を記す。周知のとおり、ＶＨＳ規格、８ミリビデオ規
格などの家庭用ＶＴＲにおいては、ＳＰ／ＬＰなどのテ
ープ送り速度の異なるモード、狭帯域（ＬＢ）／広帯域
（ＨＢ）モードなどの複数のモードに加え、性能（Ｓ／
Ｎ）の異なる安物テープ／高価なテープなどが用いられ
る。したがって、ＬＰモードのＨＢ記録を安物テ−プで
行った際には、反転余裕が極めて低下するために従来の
反転防止回路であるダブルリミッタ回路３６に加えて、
ＦＭ等化回路５１において反転防止効果をもたせるよう
に図１３のスイッチ回路４９をａ側に接続するように制
御する。端子５０に入力される信号は、記録モード判別
回路５２の出力信号と端子５３から入力される安物テー
プ／高価なテープを判別する信号と端子５４から入力さ
れるＳＰ／ＬＰモード判別信号との論理積をＡＮＤ回路
５５でとった信号とする。Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, a linear feedback coefficient circuit 48 is provided in parallel with the limiter circuit 46 and the attenuator 47 of the feedback loop of the embodiment of FIG. The control signal for switching is input from the terminal 50. Return given by mode switching
As in the first embodiment, the addition coefficient to the addition circuit 18 is
Although the peak value of the input signal changes, the coefficient circuit 1
4 and 15 make the output signal level equal to the input level.
Signal in the subsequent stage due to level fluctuation
The effect on processing can be eliminated. FIG.
Is a reproduction luminance signal processing circuit of a VTR incorporating the FM equalization circuit of FIG. 51 is an FM equalization circuit, 52 is a recording mode discrimination circuit, 53 and 54 are control signal input terminals, and 55 is an AND
The circuit is the same as that of the embodiment shown in FIG. As is well known, in a home VTR such as the VHS standard and the 8 mm video standard, in addition to a plurality of modes such as a mode having different tape feed speeds such as SP / LP, a narrow band (LB) / wide band (HB) mode, Performance (S /
N) Different cheap tapes / expensive tapes are used. Therefore, when LP mode HB recording is performed on a cheap tape, the reversal margin is extremely reduced, so that in addition to the double limiter circuit 36 which is a conventional reversal prevention circuit,
The switch circuit 49 of FIG. 13 is controlled to be connected to the a side so that the FM equalization circuit 51 has an inversion prevention effect. The signal input to the terminal 50 is the logic of the output signal of the recording mode determination circuit 52, the signal for determining the cheap tape / expensive tape input from the terminal 53, and the SP / LP mode determination signal input from the terminal 54. The product is a signal obtained by the AND circuit 55.

【００２５】次に、本発明の第６の実施例を図１５を用
いて説明する。本実施例は、図９に示した実施例の反転
防止効果をより向上させたものである。即ち、リミッタ
回路４６、減衰器４７からなる帰還ループにＬＰＦ５６
を接続したものであり、ＦＭ輝度信号の下側帯波にたい
してのみ帰還係数が変化するように動作する。図１６
に、周波数特性を示す。ピーク周波数に対し下側の特性
が、入力レベル０ｄＢ，−１０ｄＢ，−２０ｄＢ，−３
０ｄＢと低下するに従い狭帯域な特性を示す。Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment is a further improvement of the inversion prevention effect of the embodiment shown in FIG. That is, the LPF 56 is added to the feedback loop including the limiter circuit 46 and the attenuator 47.
And operates so that the feedback coefficient changes only for the lower sideband of the FM luminance signal. FIG.
Shows frequency characteristics. The characteristics below the peak frequency are the input levels 0 dB, -10 dB, -20 dB, and -3.
It shows narrower band characteristics as it decreases to 0 dB.

【００２６】本発明では、家庭用のＶＴＲに関し説明し
てきたが、ビデオディスク、ビデオプリンタなどのＦＭ
変調記録を行なうビデオ機器に対しても適用できるもの
である。The present invention has been described with respect to a home VTR.
The present invention is also applicable to video equipment that performs modulation recording.

【００２７】[0027]

【発明の効果】本発明によれば、コサインフィルタから
なるＦＭ等化回路において、出力信号または途中の信号
を入力側に負帰還することにより、ＦＭ等化回路の帯域
特性を狭帯域化することが可能で、またコサインフィル
タの出力信号にコサインフィルタとは反対の特性を示す
フィルタの出力信号の低周波成分を加算することでＦＭ
輝度信号の下側帯波を強調することが可能である。その
結果これを用いた記録再生装置では、復調後のビデオ信
号の解像度を向上することができる効果がある。また、
ＶＴＲ等の記録再生装置において、再生信号レベルに応
じて帰還係数、加算係数を変化させることで、反転によ
る画質劣化を大幅に改善できる効果もある。According to the present invention, in an FM equalizer comprising a cosine filter, the output signal or an intermediate signal is negatively fed back to the input side to narrow the band characteristic of the FM equalizer. It is possible to add the low frequency component of the output signal of the filter showing the opposite characteristic to the output signal of the cosine filter to the output signal of the cosine filter.
It is possible to enhance the lower band wave of the luminance signal . That
As a result, the recording / reproducing apparatus using this has an effect that the resolution of the demodulated video signal can be improved. Also,
In a recording / reproducing apparatus such as a VTR, by changing a feedback coefficient and an addition coefficient in accordance with a reproduction signal level, there is also an effect that image quality deterioration due to inversion can be significantly reduced.

【００２８】また、負帰還ループにリミッタ回路を挿入
することで再生ＦＭ信号レベルの低下に伴う反転現象を
防止する効果もある。Further, by inserting a limiter circuit into the negative feedback loop, there is also an effect of preventing an inversion phenomenon due to a decrease in the level of the reproduced FM signal.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の一実施例を示すＦＭ等化回路のブロッ
ク図。FIG. 1 is a block diagram of an FM equalization circuit showing one embodiment of the present invention.

【図２】本発明による周波数特性を示す特性図。FIG. 2 is a characteristic diagram showing frequency characteristics according to the present invention.

【図３】本発明による周波数特性を示す特性図。FIG. 3 is a characteristic diagram showing frequency characteristics according to the present invention.

【図４】本発明の一実施例を示すＦＭ等化回路のブロッ
ク図。FIG. 4 is a block diagram of an FM equalization circuit showing one embodiment of the present invention.

【図５】本発明の一実施例を示すＦＭ等化回路のブロッ
ク図。FIG. 5 is a block diagram of an FM equalization circuit showing one embodiment of the present invention.

【図６】本発明の一実施例を示すＶＴＲの再生輝度信号
処理回路のブロック図。FIG. 6 is a block diagram of a reproduction luminance signal processing circuit of a VTR showing one embodiment of the present invention.

【図７】本発明のエンベロープ検出特性を示す特性図。FIG. 7 is a characteristic diagram showing an envelope detection characteristic of the present invention.

【図８】本発明のエンベロープ検出特性を示す特性図。FIG. 8 is a characteristic diagram showing an envelope detection characteristic of the present invention.

【図９】本発明の一実施例を示すＦＭ等化回路のブロッ
ク図。FIG. 9 is a block diagram of an FM equalization circuit showing one embodiment of the present invention.

【図１０】本発明のリミッタ回路の入出力特性を示す特
性図。FIG. 10 is a characteristic diagram showing input / output characteristics of the limiter circuit of the present invention.

【図１１】本発明の帰還ループの特性を示す特性図。FIG. 11 is a characteristic diagram showing characteristics of a feedback loop according to the present invention.

【図１２】本発明による周波数特性を示す特性図。FIG. 12 is a characteristic diagram showing frequency characteristics according to the present invention.

【図１３】本発明の一実施例を示すＦＭ等化回路のブロ
ック図。FIG. 13 is a block diagram of an FM equalization circuit showing one embodiment of the present invention.

【図１４】本発明の一実施例を示すＶＴＲの再生輝度信
号処理回路のブロック図。FIG. 14 is a block diagram of a reproduction luminance signal processing circuit of a VTR according to an embodiment of the present invention.

【図１５】本発明の一実施例を示すＦＭ等化回路のブロ
ック図。FIG. 15 is a block diagram of an FM equalization circuit showing one embodiment of the present invention.

【図１６】本発明による周波数特性を示す特性図。FIG. 16 is a characteristic diagram showing frequency characteristics according to the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

７、８…遅延素子、 １３、２０、２１、４８…帰還係数回路、 １６、２３、２４…加算係数回路、 ４６…リミッタ回路、 ４７…減衰器、 ２７、２８…電圧制御増幅器、 ５６…ローパスフィルタ、 ３４、５１…ＦＭ等化回路、 ４５…エンベロープ検出回路。 7, 8 delay element, 13, 20, 21, 48 feedback coefficient circuit, 16, 23, 24 addition coefficient circuit, 46 limiter circuit, 47 attenuator, 27, 28 voltage controlled amplifier, 56 low pass Filter, 34, 51 ... FM equalization circuit, 45 ... Envelope detection circuit.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｈ 21/00 Ｈ０３Ｈ 21/00 Ｈ０４Ｎ 5/922 Ｈ０４Ｎ 5/92 Ａ (56)参考文献 特開 平１−158813（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−84951（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−287387（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−282962（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−264603（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−189328（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−67116（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−42413（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−248108（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−16071（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−166912（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−182906（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭55−3443（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭54−94121（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 17/02 601 H03H 17/02 613 H03H 17/02 635 G11B 20/06 H03D 3/00 H03H 21/00 H04N 5/922 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ) 実用ファイル（ＰＡＴＯＬＩＳ) 特許ファイル（ＰＡＴＯＬＩＳ)────────────────────────────────────────────────── ─── Continued on the front page (51) Int.Cl. ⁷ Identification symbol FI H03H 21/00 H03H 21/00 H04N 5/922 H04N 5/92 A (56) References JP-A-54-84951 (JP, A) JP-A-61-287387 (JP, A) JP-A-63-282962 (JP, A) JP-A-1-264603 (JP, A) JP-A 57-87 189328 (JP, A) JP-A-51-67116 (JP, A) JP-A-55-42413 (JP, A) JP-A-62-248108 (JP, A) JP-A-61-16071 (JP, A) JP-A-2-166912 (JP, A) JP-A 61-182906 (JP, U) JP-A 55-4443 (JP, U) JP-A 54-94121 (JP, U) (58) Fields investigated (Int.Cl. ^7, DB name) H03H 17/02 601 H03H 17/02 613 H03H 17/02 635 G11B 20/06 H03D 3/00 H03H 21/00 H04N 5/922 JICST Airu (JOIS) Practical file (PATOLIS) patent file (PATOLIS)

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】記録再生装置に用いられるＦＭ等化回路で
あって、 ＦＭ信号が入力される遅延時間τの縦続する２個の遅延
手段と、 該２個の遅延手段の中点の信号から、該２個の遅延手段
の前段及び後段の信号を所定比率で減算する第１の減算
手段と、 前記２個の遅延手段の中点の信号を第１の係数で減衰さ
せる第１の係数手段と、 前記入力信号から該第１の係数手段の出力信号を減算す
る第２の減算手段と、 前記２個の遅延手段の中点の信号に、該２個の遅延手段
の前段及び後段の信号を所定比率で加算する第１の加算
手段と、 該第１の加算手段の出力信号を第２の係数で減衰させる
第２の係数手段と、該第２の係数を少なくとも２通りの値に切り替える第２
の係数切替手段と、 該第２の係数手段の出力信号のうち低周波成分を通過さ
せる低域通過型フィルタと、 該低域通過型フィルタの出力信号に、前記第１の減算手
段の出力信号を加算する第２の加算手段と、 を有したことを特徴とするＦＭ等化回路。An FM equalization circuit used in a recording / reproducing apparatus.
And two cascaded delay units having a delay time τ to which an FM signal is input; and a signal at a middle point between the two delay units, and a signal at a stage preceding and following the two delay units is determined by a predetermined ratio. in a first subtraction means for subtracting a first coefficient means for attenuating the signal of the middle point of the two delay means in the first coefficient, the output signal of the first coefficient means from said input signal Second subtracting means for subtracting, first adding means for adding a signal at a preceding stage and a succeeding stage of the two delay means to a signal at a middle point of the two delay means at a predetermined ratio; A second coefficient means for attenuating the output signal of the adding means with a second coefficient, and a second coefficient means for switching the second coefficient to at least two values.
Coefficient switching means, a low-pass filter that passes a low-frequency component of the output signal of the second coefficient means, and an output signal of the first subtraction means added to an output signal of the low-pass filter. And a second adding means for adding the following. 【請求項２】前記第１の係数を少なくとも２通りの値に
切り替える第１の係数切替手段を有したことを特徴とす
る請求項１記載のＦＭ等化回路。Wherein FM equalizer circuit according to claim 1, characterized in that has a first coefficient switching means for switching the value of two ways even number the first engagement small without. 【請求項３】前記第１の係数手段は第１の電圧制御増幅
器を有し、前記第２の係数手段は第２の電圧制御増幅器
を有したことを特徴とする請求項１または請求項２記載
のＦＭ等化回路。3. The apparatus according to claim 1, wherein said first coefficient means has a first voltage controlled amplifier, and said second coefficient means has a second voltage controlled amplifier. The FM equalization circuit as described. 【請求項４】前記第１の係数手段は、リミッタ回路と減
衰器を有してなることを特徴とする請求項１記載のＦＭ
等化回路。4. The FM according to claim 1, wherein said first coefficient means has a limiter circuit and an attenuator.
Equalization circuit. 【請求項５】前記第１の係数手段は、リミッタ回路と減
衰器とを備えてなる非線形回路と、線形回路とを切り替
える構成としたことを特徴とする請求項１記載のＦＭ等
化回路。5. The FM equalization circuit according to claim 1, wherein said first coefficient means switches between a non-linear circuit including a limiter circuit and an attenuator and a linear circuit. 【請求項６】前記第１の係数手段において、前記リミッ
タ回路の前段に第２の低域通過フィルタを備えたことを
特徴とする請求項４または請求項５記載のＦＭ等化回
路。6. The FM equalization circuit according to claim 4, wherein said first coefficient means includes a second low-pass filter in a preceding stage of said limiter circuit. 【請求項７】 ＦＭ変調された輝度信号を記録媒体に記録
あるいは再生する記録再生装置において、 再生されたＦＭ信号を処理する帯域通過フィルタ型のＦ
Ｍ等化回路を有し、 該ＦＭ等化回路は、 ＦＭ信号が入力される遅延時間τの縦続する２個の遅延
手段と、 該２個の遅延手段の中点の信号から、該２個の遅延手段
の前段及び後段の信号を所定比率で減算する第１の減算
手段と、 前記２個の遅延手段の中点の信号を第１の係数で減衰さ
せる第１の係数手段と、 前記入力信号から該第１の係数手段の出力信号を減算す
る第２の減算手段と、 前記２個の遅延手段の中点の信号に、該２個の遅延手段
の前段及び後段の信号を所定比率で加算する第１の加算
手段と、 該第１の加算手段の出力信号を第２の係数で減衰させる
第２の係数手段と、 該第２の係数を少なくとも２通りの値に切り替える第２
の係数切替手段と、 該第２の係数手段の出力信号のうち低周波成分を通過さ
せる低域通過型フィルタと、 該低域通過型フィルタの出力信号に、前記第１の減算手
段の出力信号を加算する第２の加算手段と、 を有したことを特徴とする記録再生装置。 7. A band-pass filter type F for processing a reproduced FM signal in a recording / reproducing apparatus for recording or reproducing an FM-modulated luminance signal on a recording medium.
The FM equalizer includes two cascaded delay units having a delay time τ to which an FM signal is input, and the two equalizers based on a signal at a midpoint between the two delay units. A first subtraction means for subtracting a signal at a predetermined stage from a preceding stage and a subsequent stage of the delay means, a first coefficient means for attenuating a signal at a midpoint between the two delay means by a first coefficient, A second subtraction means for subtracting the output signal of the first coefficient means from the signal; a signal at a middle point of the two delay means, and a signal at a preceding stage and a subsequent stage of the two delay means at a predetermined ratio. First adding means for adding, second coefficient means for attenuating the output signal of the first adding means with a second coefficient, and second means for switching the second coefficient to at least two values.
Coefficient switching means, a low-pass filter for passing a low-frequency component of the output signal of the second coefficient means, and an output signal of the first subtraction means to an output signal of the low-pass filter. And a second adding means for adding the following. 【請求項８】 前記第１の係数手段は、リミッタ回路と減
衰器を有してなることを特徴とする請求項７記載の記録
再生装置。 Wherein said first coefficient means is the recording and reproducing apparatus according to claim 7, characterized in that a limiter circuit and an attenuator. 【請求項９】 前記第１の係数手段は、リミッタ回路と減
衰器とを備えてなる非線形回路と、線形回路とを切り替
える構成としたことを特徴とする請求項７記載の記録再
生装置。 9. The recording / reproducing apparatus according to claim 7, wherein said first coefficient means switches between a non-linear circuit comprising a limiter circuit and an attenuator, and a linear circuit. 【請求項１０】 前記第１の係数手段において、前記リミ
ッタ回路の前段に第２の低域通過フィルタを備えたこと
を特徴とする請求項８または請求項９記載の記録再生装
置。 10. A first coefficient means, recording and reproducing apparatus of the second claim 8 or claim 9, wherein further comprising a low-pass filter in front of the limiter circuit. 【請求項１１】 前記ＦＭ等化回路は、ＦＭキャリア近傍
の周波数特性即ち帯域通過フィルタのＱ値を可変とする
第１のレベル調整手段と、ＦＭ信号の下側帯波成分のレ
ベルを可変とする第２のレベル調整手段とのうち、少な
くとも一方のレベル調整手段を有し、 再生されたＦＭ信号の状態を検出する検出回路を備え、 該検出回路の出力レベルに応じて、前記第１のレベル調
整手段と前記第２のレベル調整手段のうち少なくとも一
方の利得を制御することを特徴とする請求項７に記載の
記録再生装置。 11. The FM equalizer includes first level adjusting means for varying a frequency characteristic near an FM carrier, that is, a Q value of a band-pass filter, and varying a level of a lower band component of an FM signal. And a detection circuit for detecting a state of the reproduced FM signal. The detection circuit includes a detection circuit for detecting a state of the reproduced FM signal. The recording / reproducing apparatus according to claim 7, wherein at least one of the gains of the adjusting means and the second level adjusting means is controlled.