JPH05260110A - ディジタル通信用受信機 - Google Patents
ディジタル通信用受信機Info
- Publication number
- JPH05260110A JPH05260110A JP5093692A JP5093692A JPH05260110A JP H05260110 A JPH05260110 A JP H05260110A JP 5093692 A JP5093692 A JP 5093692A JP 5093692 A JP5093692 A JP 5093692A JP H05260110 A JPH05260110 A JP H05260110A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- digital
- signal
- amplitude
- receiver
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はディジタル通信用受信機に関し、回
路構成が小さく、設計及び調整が簡略化され、小型及び
低コストとすることを目的とする。 【構成】 受信したディジタル位相変調信号を復調器１
で復調して得た同相成分及び直交成分夫々をＡＤコンバ
ータ２，３でアナログ／ディジタル変換し、上記ディジ
タル化された同相成分及び直交成分を等化器４で等化処
理してディジタルデータを再生する。検波回路５は、前
記ディジタル位相変調信号を包絡線検波してディジタル
位相変調信号の振幅を検出する。ＡＤコンバータ２，３
は上記検波回路５で検出された振幅を基準電圧として前
記同相成分及び直交成分夫々のアナログ／ディジタル変
換を行なう。
路構成が小さく、設計及び調整が簡略化され、小型及び
低コストとすることを目的とする。 【構成】 受信したディジタル位相変調信号を復調器１
で復調して得た同相成分及び直交成分夫々をＡＤコンバ
ータ２，３でアナログ／ディジタル変換し、上記ディジ
タル化された同相成分及び直交成分を等化器４で等化処
理してディジタルデータを再生する。検波回路５は、前
記ディジタル位相変調信号を包絡線検波してディジタル
位相変調信号の振幅を検出する。ＡＤコンバータ２，３
は上記検波回路５で検出された振幅を基準電圧として前
記同相成分及び直交成分夫々のアナログ／ディジタル変
換を行なう。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信用受信機
に関し、ディジタル位相変調信号を受信するディジタル
通信用受信機に関する。
に関し、ディジタル位相変調信号を受信するディジタル
通信用受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のディジタル通信用通信機の
一例のブロック図を示す。
一例のブロック図を示す。
【０００３】同図中、アンテナ１１で受信された４相デ
ィジタル位相変調信号（ＱＰＳＫ信号）の高周波信号は
帯域フィルタ１２で分離された後、低雑音増幅器１３で
増幅され、ダウンコンバータ（ＤＣ）１４で周波数の低
域変換を行なわせて自動利得制御回路（ＡＧＣ）１５に
供給され、ここで振幅一定とされる。このＱＰＳＫ信号
はハイブリッド１６で二分岐されてＱＰＳＫ復調回路
（ＤＥＭ）１７に供給され、ここで再生された搬送波と
これをπ／２移相した搬送波との夫々を用いて同期検波
することにより、Ｉ信号及びＱ信号を再生する。Ｉ，Ｑ
信号夫々はＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ）１８，１９夫々で
ディジタル化された後、適応型等化器（ＥＱ）２０で伝
送歪を補償され端子２１よりディジタル信号として出力
される。
ィジタル位相変調信号（ＱＰＳＫ信号）の高周波信号は
帯域フィルタ１２で分離された後、低雑音増幅器１３で
増幅され、ダウンコンバータ（ＤＣ）１４で周波数の低
域変換を行なわせて自動利得制御回路（ＡＧＣ）１５に
供給され、ここで振幅一定とされる。このＱＰＳＫ信号
はハイブリッド１６で二分岐されてＱＰＳＫ復調回路
（ＤＥＭ）１７に供給され、ここで再生された搬送波と
これをπ／２移相した搬送波との夫々を用いて同期検波
することにより、Ｉ信号及びＱ信号を再生する。Ｉ，Ｑ
信号夫々はＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ）１８，１９夫々で
ディジタル化された後、適応型等化器（ＥＱ）２０で伝
送歪を補償され端子２１よりディジタル信号として出力
される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この受信機を移動通信
に用いた場合等では特にフェージングの影響を受け、受
信波の振幅と位相がランダムに変動するのでＡＧＣ１５
を用いてＱＰＳＫ信号の振幅を一定とするよう制御して
いる。
に用いた場合等では特にフェージングの影響を受け、受
信波の振幅と位相がランダムに変動するのでＡＧＣ１５
を用いてＱＰＳＫ信号の振幅を一定とするよう制御して
いる。
【０００５】しかし、ＡＧＣ１５を付加すると回路規模
が大きくなり、その設計及び調整が困難で手間がかかる
という問題があった。
が大きくなり、その設計及び調整が困難で手間がかかる
という問題があった。
【０００６】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
回路構成が小さく、設計及び調整が簡略化され、小型及
び低コストのディジタル通信用受信機を提供することを
目的とする。
回路構成が小さく、設計及び調整が簡略化され、小型及
び低コストのディジタル通信用受信機を提供することを
目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理図を
示す。
示す。
【０００８】同図中、受信したディジタル位相変調信号
を復調器１で復調して得た同相成分及び直交成分夫々を
ＡＤコンバータ２，３でアナログ／ディジタル変換し、
上記ディジタル化された同相成分及び直交成分を等化器
４で等化処理してディジタルデータを再生する。
を復調器１で復調して得た同相成分及び直交成分夫々を
ＡＤコンバータ２，３でアナログ／ディジタル変換し、
上記ディジタル化された同相成分及び直交成分を等化器
４で等化処理してディジタルデータを再生する。
【０００９】検波回路５は、前記ディジタル位相変調信
号を包絡線検波してディジタル位相変調信号の振幅を検
出する。
号を包絡線検波してディジタル位相変調信号の振幅を検
出する。
【００１０】ＡＤコンバータ２，３は上記検波回路５で
検出された振幅を基準電圧として前記同相成分及び直交
成分夫々のアナログ／ディジタル変換を行なう。
検出された振幅を基準電圧として前記同相成分及び直交
成分夫々のアナログ／ディジタル変換を行なう。
【００１１】
【作用】本発明においては検波回路で得たディジタル位
相変調信号の振幅を基準電圧として同相成分及び直交成
分のＡＤ変換を行なうため、振幅の変動に応じて基準電
圧が変動し、同相成分及び直交成分が振幅によって正規
化され、振幅一定のディジタルデータを得ることができ
る。
相変調信号の振幅を基準電圧として同相成分及び直交成
分のＡＤ変換を行なうため、振幅の変動に応じて基準電
圧が変動し、同相成分及び直交成分が振幅によって正規
化され、振幅一定のディジタルデータを得ることができ
る。
【００１２】
【実施例】図２は本発明の受信機の一実施例のブロック
図を示す。同図中、図４と同一部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。
図を示す。同図中、図４と同一部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。
【００１３】図２において、ＤＣ１４の出力するＱＰＳ
Ｋ信号はハイブリッド３０で二分岐され、その一方は更
にハイブリッド３１で二分岐される。ハイブリッド３１
で二分岐されたＱＰＳＫ信号はＱＰＳＫ復調回路（ＤＥ
Ｍ）３２に供給され、ここで再生された搬送波とこれを
π／２移相下搬送波との夫々を用いて同期検波してＩ信
号及びＱ信号が得られるＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ）２
３，２４に夫々供給される。また、ＤＥＭ２３は１信
号、Ｑ信号の２倍の周波数のクロックを再生してＡＤコ
ンバータ（Ａ／Ｄ）２３，２４に供給される。
Ｋ信号はハイブリッド３０で二分岐され、その一方は更
にハイブリッド３１で二分岐される。ハイブリッド３１
で二分岐されたＱＰＳＫ信号はＱＰＳＫ復調回路（ＤＥ
Ｍ）３２に供給され、ここで再生された搬送波とこれを
π／２移相下搬送波との夫々を用いて同期検波してＩ信
号及びＱ信号が得られるＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ）２
３，２４に夫々供給される。また、ＤＥＭ２３は１信
号、Ｑ信号の２倍の周波数のクロックを再生してＡＤコ
ンバータ（Ａ／Ｄ）２３，２４に供給される。
【００１４】一方、ハイブリッド３０で分岐されたＱＰ
ＳＫ信号は包絡線検波器３５に供給され、ここで包絡線
検波することにより振幅が検出される。この振幅検出信
号は移相器３６でＤＥＭ３２の出力するＩ信号及びＱ信
号と位相が同一となるよう移相され、更に増幅器３７で
振幅調整されて基準電圧として、Ａ／Ｄ３３，３４夫々
の端子３３ａ，３４ａに供給される。上記増幅器３７は
包絡線検波器３５出力が小さいために設けられている。
ＳＫ信号は包絡線検波器３５に供給され、ここで包絡線
検波することにより振幅が検出される。この振幅検出信
号は移相器３６でＤＥＭ３２の出力するＩ信号及びＱ信
号と位相が同一となるよう移相され、更に増幅器３７で
振幅調整されて基準電圧として、Ａ／Ｄ３３，３４夫々
の端子３３ａ，３４ａに供給される。上記増幅器３７は
包絡線検波器３５出力が小さいために設けられている。
【００１５】Ａ／Ｄ３３，３４夫々は端子３３ａ，３４
ａ夫々に供給される基準電圧を等分して２n −１個の閾
値を生成し、クロックの入来時にＩ信号、Ｑ信号夫々を
上記複数の閾値と比較してｎビットのディジタルＩ信
号、Ｑ信号を得、このディジタルＩ信号、Ｑ信号夫々を
ＥＱ２０に供給する。
ａ夫々に供給される基準電圧を等分して２n −１個の閾
値を生成し、クロックの入来時にＩ信号、Ｑ信号夫々を
上記複数の閾値と比較してｎビットのディジタルＩ信
号、Ｑ信号を得、このディジタルＩ信号、Ｑ信号夫々を
ＥＱ２０に供給する。
【００１６】ここで、ＱＰＳＫ信号ｇ（ｔ）はＩ信号で
ある同相成分ｇｃ（ｔ）及びＱ信号である直交成分ｇｓ
（ｔ）により次式で表わされる。
ある同相成分ｇｃ（ｔ）及びＱ信号である直交成分ｇｓ
（ｔ）により次式で表わされる。
【００１７】 ｇ（ｔ）＝ｇｃ（ｔ）cos （ωｔ）＋ｇｓ（ｔ）sin （ωｔ） ＝Ｅ（ｔ）cos （ω0 ｔ＋θ（ｔ）） …（１） ここで振幅Ｅ（ｔ）、位相θ（ｔ）は次のように表わさ
れる。
れる。
【００１８】
【数１】
【００１９】従来のＡＧＣ１５は（２）式で表わされる
振幅Ｅ（ｔ）を一定とするように自動調整している。こ
れに対して本実施例では包絡線検波器３５で振幅Ｅ
（ｔ）を得て、この振幅Ｅ（ｔ）でＩ信号ｇｃ（ｔ）、
Ｑ信号ｇｓ（ｔ）夫々を正規化している。この結果振幅
一定のディジタルＩ信号、Ｑ信号が得られる。
振幅Ｅ（ｔ）を一定とするように自動調整している。こ
れに対して本実施例では包絡線検波器３５で振幅Ｅ
（ｔ）を得て、この振幅Ｅ（ｔ）でＩ信号ｇｃ（ｔ）、
Ｑ信号ｇｓ（ｔ）夫々を正規化している。この結果振幅
一定のディジタルＩ信号、Ｑ信号が得られる。
【００２０】上記包絡線検波器３５、移相器３６、増幅
器３７は従来のＡＧＣ１５に比して構成が簡単であり、
また設計及び調整も簡略化できる。
器３７は従来のＡＧＣ１５に比して構成が簡単であり、
また設計及び調整も簡略化できる。
【００２１】ところで、移相器は移相する信号の周波数
が高い方が構成が簡略化されるため、図３に示す移相器
３６の代りに、図４に示す如くＱＰＳＫ信号を移相する
移相器４６を設けても良い。更にダウンコンバータ１４
に供給される高周波信号を包絡線検波して振幅Ｅ（ｔ）
を検出しても良い。
が高い方が構成が簡略化されるため、図３に示す移相器
３６の代りに、図４に示す如くＱＰＳＫ信号を移相する
移相器４６を設けても良い。更にダウンコンバータ１４
に供給される高周波信号を包絡線検波して振幅Ｅ（ｔ）
を検出しても良い。
【００２２】なお、上記実施例では４相のＰＳＫ信号を
例にとって本発明の説明を行なっているが、４相に限ら
ず、１６相、６４相等の他のＰＳＫ信号であっても良
く、上記実施例に限定されない。
例にとって本発明の説明を行なっているが、４相に限ら
ず、１６相、６４相等の他のＰＳＫ信号であっても良
く、上記実施例に限定されない。
【００２３】
【発明の効果】上述の如く、本発明のディジタル通信用
受信機によれば、回路構成が小さく、設計及び調整が簡
略化され、小型及び低コストとなり、実用上きわめて有
用である。
受信機によれば、回路構成が小さく、設計及び調整が簡
略化され、小型及び低コストとなり、実用上きわめて有
用である。
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の受信機のブロック図である。
【図３】本発明の受信機のブロック図である。
【図４】従来の受信機のブロック図である。
１，３２ 復調器 ２，３，３３，３４ ＡＤコンバータ ４ 等化器 ５ 検波回路 ３６ 包絡線検波回路
Claims (1)
- 【請求項１】 受信したディジタル位相変調信号を復調
して得た同相成分及び直交成分夫々をアナログ／ディジ
タル変換し、上記ディジタル化された同相成分及び直交
成分より等化処理を行なってディジタルデータを再生す
るディジタル通信用受信機において、 前記ディジタル位相変調信号を包絡線検波してディジタ
ル位相変調信号の振幅を検出する検波回路と、 上記検波回路で検出された振幅を基準電圧として前記同
相成分及び直交成分夫々のアナログ／ディジタル変換を
行なうＡＤコンバータとを有することを特徴とするディ
ジタル通信用受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5093692A JPH05260110A (ja) | 1992-03-09 | 1992-03-09 | ディジタル通信用受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5093692A JPH05260110A (ja) | 1992-03-09 | 1992-03-09 | ディジタル通信用受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05260110A true JPH05260110A (ja) | 1993-10-08 |
Family
ID=12872711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5093692A Withdrawn JPH05260110A (ja) | 1992-03-09 | 1992-03-09 | ディジタル通信用受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05260110A (ja) |
-
1992
- 1992-03-09 JP JP5093692A patent/JPH05260110A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990518 |