JPH05236039A - 受信用ａｇｃ回路 - Google Patents
受信用ａｇｃ回路Info
- Publication number
- JPH05236039A JPH05236039A JP3252092A JP3252092A JPH05236039A JP H05236039 A JPH05236039 A JP H05236039A JP 3252092 A JP3252092 A JP 3252092A JP 3252092 A JP3252092 A JP 3252092A JP H05236039 A JPH05236039 A JP H05236039A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- level
- reception
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】受信信号のレベル変動を一定レベルとする可変
減衰器１と、この一定レベルを入力し軟判定復調を行な
う同期検波ＰＳＫ復調器（３，４）と、復調されたアナ
ログデータの出力信号をもとに可変減衰器１を制御する
ＡＧＣ回路本体９と、アナログ信号をＡ／Ｄ変換した後
の軟判定データの誤りを訂正する誤り訂正回路８とを有
する受信用ＡＧＣ回路において、通信路の受信信号の送
信１シンボル当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度比Ｎ
Ｏとの比ＥＳ／ＮＯを推定し、求められたＥＳ／ＮＯに
応じて誤り訂正回路８に入力される軟判定データが最適
値となる様にＡＧＣ回路本体９を制御するＥＳ／ＮＯ推
定器１０とを有する。 【効果】通信路の状態により変化するＥＳ／ＮＯに対し
常に最適なしきい値間隔となり、誤り訂正後のＢＥＲを
最小にする事が出来る。
減衰器１と、この一定レベルを入力し軟判定復調を行な
う同期検波ＰＳＫ復調器（３，４）と、復調されたアナ
ログデータの出力信号をもとに可変減衰器１を制御する
ＡＧＣ回路本体９と、アナログ信号をＡ／Ｄ変換した後
の軟判定データの誤りを訂正する誤り訂正回路８とを有
する受信用ＡＧＣ回路において、通信路の受信信号の送
信１シンボル当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度比Ｎ
Ｏとの比ＥＳ／ＮＯを推定し、求められたＥＳ／ＮＯに
応じて誤り訂正回路８に入力される軟判定データが最適
値となる様にＡＧＣ回路本体９を制御するＥＳ／ＮＯ推
定器１０とを有する。 【効果】通信路の状態により変化するＥＳ／ＮＯに対し
常に最適なしきい値間隔となり、誤り訂正後のＢＥＲを
最小にする事が出来る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は受信用ＡＧＣ回路に関
し、特にディジタル通信に用いられる軟判定ＰＳＫ復調
器の復号データの誤り率特性を改良する受信用ＡＧＣ回
路に関する。
し、特にディジタル通信に用いられる軟判定ＰＳＫ復調
器の復号データの誤り率特性を改良する受信用ＡＧＣ回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の受信用ＡＧＣ回路は受信
信号レベル変動を吸収するためであり、図２に示す構成
となっている。図２の従来例は、帯域フィルタ１、受信
信号レベルを後述する制御信号で一定の出力レベルとす
る可変減衰器２、さらにＰＳＫ復調器の構成回路である
受信信号のキャリア再生回路３、同期検波回路５、復調
アナログ信号を取り出す低域フィルタ５、ディジタルデ
ータのクロックを取り出すクロック再生回路７、Ａ／Ｄ
変換器６、この出力である軟判データの誤り訂正回路
８、また、低域フィルタのアナログベースバンド信号を
もとに可変減衰器２を制御するＡＧＣ回路９から構成さ
れる。この従来例の動作は、受信信号が帯域フィルタ１
において帯域外の信号が除去された後に、可変減衰器２
を通りキャリア再生回路３において再生されたキャリア
信号により同期検波回路（ミキサ）４において同期検波
される。同期検波された信号は低減フィルタ５で不要波
を除去した後、Ａ／Ｄ変換器６において、クロック再生
回路７により再生されたクロック信号によりＡ／Ｄ変換
される。Ａ／Ｄ変換された軟判定データは、誤り訂正回
路８に入力され、誤り訂正復号化されたデータが復号デ
ータとして外部へ出力される。ＡＧＣ回路本体９は、受
信信号のレベル変動に対しＡ／Ｄ変換器６に入力するベ
ースバンド信号のレベルが一定のレベルとなる様に可変
減衰器２の減衰量を制御している。
信号レベル変動を吸収するためであり、図２に示す構成
となっている。図２の従来例は、帯域フィルタ１、受信
信号レベルを後述する制御信号で一定の出力レベルとす
る可変減衰器２、さらにＰＳＫ復調器の構成回路である
受信信号のキャリア再生回路３、同期検波回路５、復調
アナログ信号を取り出す低域フィルタ５、ディジタルデ
ータのクロックを取り出すクロック再生回路７、Ａ／Ｄ
変換器６、この出力である軟判データの誤り訂正回路
８、また、低域フィルタのアナログベースバンド信号を
もとに可変減衰器２を制御するＡＧＣ回路９から構成さ
れる。この従来例の動作は、受信信号が帯域フィルタ１
において帯域外の信号が除去された後に、可変減衰器２
を通りキャリア再生回路３において再生されたキャリア
信号により同期検波回路（ミキサ）４において同期検波
される。同期検波された信号は低減フィルタ５で不要波
を除去した後、Ａ／Ｄ変換器６において、クロック再生
回路７により再生されたクロック信号によりＡ／Ｄ変換
される。Ａ／Ｄ変換された軟判定データは、誤り訂正回
路８に入力され、誤り訂正復号化されたデータが復号デ
ータとして外部へ出力される。ＡＧＣ回路本体９は、受
信信号のレベル変動に対しＡ／Ｄ変換器６に入力するベ
ースバンド信号のレベルが一定のレベルとなる様に可変
減衰器２の減衰量を制御している。
【０００３】次にベースバンド信号レベルと送信１シン
ボル当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度との比である
ＥＳ／ＮＯとの関係を図３により説明する。このＡＧＣ
回路は、受信信号のレベル変動を吸収する事のみに使わ
れているので、Ａ／Ｄ変換器に入力されるベースバンド
信号は通信路のＥＳ／ＮＯにかかわらず常にある一定の
振幅となり、図３に示すＡ／Ｄ変換器の軟判定しきい値
によりＱ個（図３ではＱ＝４）の軟判定領域に分割され
る。但しＱは軟判定レベル数である。送信１シンボル当
りのエネルギーをＥＳ，ガウス雑音の片側電力密度をＮ
Ｏとすると、ｉ番目の送信シンボルＸｉに対する受信信
号同期検波後のベースバンド信号レベルＶｉは（１）式
で表わされる。但しデータを“０”，“１”の２値と
し、データ“０”に対してはＸｉ＝−１データ“１”に
対してはＸｉ＝１とし、ｎは平均０で分散ＮＯ／２のラ
ンダム変数である。
ボル当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度との比である
ＥＳ／ＮＯとの関係を図３により説明する。このＡＧＣ
回路は、受信信号のレベル変動を吸収する事のみに使わ
れているので、Ａ／Ｄ変換器に入力されるベースバンド
信号は通信路のＥＳ／ＮＯにかかわらず常にある一定の
振幅となり、図３に示すＡ／Ｄ変換器の軟判定しきい値
によりＱ個（図３ではＱ＝４）の軟判定領域に分割され
る。但しＱは軟判定レベル数である。送信１シンボル当
りのエネルギーをＥＳ，ガウス雑音の片側電力密度をＮ
Ｏとすると、ｉ番目の送信シンボルＸｉに対する受信信
号同期検波後のベースバンド信号レベルＶｉは（１）式
で表わされる。但しデータを“０”，“１”の２値と
し、データ“０”に対してはＸｉ＝−１データ“１”に
対してはＸｉ＝１とし、ｎは平均０で分散ＮＯ／２のラ
ンダム変数である。
【０００４】ｒｉ＝√ＥＳＸｉ＋ｎ…（１） 受信信号レベルｒｉはガウス雑音の大きさにより、図３
に示す領域１〜４の内の１つの領域に定まりＡ／Ｄ変換
器において、それぞれの領域に応じた軟判定値が誤り訂
正回路へ出力される。しかしながら誤り訂正回路の復号
ビット誤り率（ＢＥＲ）は、しきい値間隔の値により変
化し、あるＥＳ／ＮＯに対して最適なしきい値間隔が存
在する事が知られている。図４（ａ）は、復号ビット誤
り率対しきい値間隔特性を示したものであり、図４
（ｂ）は図４（ａ）において、あるＥＳ／ＮＯでＢＥＲ
が最小となるしきい値間隔（最適しきい値間隔）対ＥＳ
／ＮＯ特性を示したものである。図４によりＥＳ／ＮＯ
が高くなるにつれて最適なしきい値間隔は狭くなる事が
わかる。一般にはＡ／Ｄ変換器のしきい値Ｔはある値に
固定されているために、しきい値間隔Ｔ／√ＥＳはＡ／
Ｄ変換器に入力するレベルが大きくなると狭くなり、レ
ベルが小さくなると広くなる。
に示す領域１〜４の内の１つの領域に定まりＡ／Ｄ変換
器において、それぞれの領域に応じた軟判定値が誤り訂
正回路へ出力される。しかしながら誤り訂正回路の復号
ビット誤り率（ＢＥＲ）は、しきい値間隔の値により変
化し、あるＥＳ／ＮＯに対して最適なしきい値間隔が存
在する事が知られている。図４（ａ）は、復号ビット誤
り率対しきい値間隔特性を示したものであり、図４
（ｂ）は図４（ａ）において、あるＥＳ／ＮＯでＢＥＲ
が最小となるしきい値間隔（最適しきい値間隔）対ＥＳ
／ＮＯ特性を示したものである。図４によりＥＳ／ＮＯ
が高くなるにつれて最適なしきい値間隔は狭くなる事が
わかる。一般にはＡ／Ｄ変換器のしきい値Ｔはある値に
固定されているために、しきい値間隔Ｔ／√ＥＳはＡ／
Ｄ変換器に入力するレベルが大きくなると狭くなり、レ
ベルが小さくなると広くなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この従来のＡＧＣ回路
では、しきい値間隔をある値に固定してあるので、その
しきい値間隔が最適となるＥＳ／ＮＯではＢＥＲが最小
となるが、ＥＳ／ＮＯが変動すると最適なしきい値間隔
ではなくなりＢＥＲが最適値から劣化するという欠点を
有していた。
では、しきい値間隔をある値に固定してあるので、その
しきい値間隔が最適となるＥＳ／ＮＯではＢＥＲが最小
となるが、ＥＳ／ＮＯが変動すると最適なしきい値間隔
ではなくなりＢＥＲが最適値から劣化するという欠点を
有していた。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の受信用ＡＧＣ回
路は、受信信号のレベル変動を一定レベルとする可変減
衰器と、前記一定レベルを入力し軟判定復調を行なう同
期検波ＰＳＫ復調器と、復調されたアナログデータの出
力信号をもとに前記可変減衰器を制御するＡＧＣ回路本
体と、前記アナログ信号をＡ／Ｄ変換した後の軟判定デ
ータの誤りを訂正する誤り訂正回路とを有する受信用Ａ
ＧＣ回路において、通信路の受信信号の送信１シンボル
当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度比ＮＯとの比ＥＳ
／ＮＯを推定し、求められたＥＳ／ＮＯに応じて前記誤
り訂正回路に入力される軟判定データが最適値となる様
に前記ＡＧＣ回路本体を制御するＥＳ／ＮＯ推定器とを
有する事により前記誤り訂正回路で復号されたデータの
誤り率特性を最小とする事を特徴とする。
路は、受信信号のレベル変動を一定レベルとする可変減
衰器と、前記一定レベルを入力し軟判定復調を行なう同
期検波ＰＳＫ復調器と、復調されたアナログデータの出
力信号をもとに前記可変減衰器を制御するＡＧＣ回路本
体と、前記アナログ信号をＡ／Ｄ変換した後の軟判定デ
ータの誤りを訂正する誤り訂正回路とを有する受信用Ａ
ＧＣ回路において、通信路の受信信号の送信１シンボル
当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度比ＮＯとの比ＥＳ
／ＮＯを推定し、求められたＥＳ／ＮＯに応じて前記誤
り訂正回路に入力される軟判定データが最適値となる様
に前記ＡＧＣ回路本体を制御するＥＳ／ＮＯ推定器とを
有する事により前記誤り訂正回路で復号されたデータの
誤り率特性を最小とする事を特徴とする。
【０００７】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は、本発明の一実施例のブロック図である。図
１において図２の従来例と同一の符号は同一構成であ
る。受信信号は帯域フィルタ１において帯域外の信号が
除去された後、可変減衰器２を通り、キャリア再生回路
３において再生されたキャリア信号によりミキサー４に
おいて同期検波される。同期検波された信号は低域フィ
ルタ５で不要波を除去した後に、Ａ／Ｄ変換器６におい
てクロック再生回路７により再生されたクロック信号に
よりＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換された軟判定データ
は誤り訂正回路８に入力され、誤り訂正復号されたデー
タが復号データとして外部へ出力される。ここで本実施
例ではＥＳ／ＮＯ推定器１０を追加している。ＥＳ／Ｎ
Ｏ推定器１０は復号データを再符号化した信号とＡ／Ｄ
変換器６より出力される軟判定データのＭＳＢを誤り訂
正回路８の復号遅延分だけ遅延させた信号とを比較す
る。すなわち誤り訂正回路８の訂正前と訂正後のデータ
から通信路のＢＥＲを求めＥＳ／ＮＯを推定し、その結
果をＡＧＣ回路９へ出力する。ＡＧＣ回路９はあらかじ
め図４（ｂ）に示す最適しきい値間隔対ＥＳ／ＮＯの特
性を記憶しておき、Ａ／Ｄ変換器６に入力されるベース
バンド信号のレベルとＥＳ／ＮＯ推定器から出力される
ＥＳ／ＮＯとを比較ししきい値間隔が最適値となる様に
可変減衰器２の減衰量を制御する。すなわち、推定され
たＥＳ／ＮＯに対しベースバンド信号のレベルが低い、
すなわちＡ／Ｄ変換器６のしきい値が固定されているの
で、しきい値間隔が広い時には可変減衰器２の減衰量を
減らし、最適なしきい値間隔となる様、制御しベースバ
ンド信号のレベルが高い（しきい値間隔が狭い）場合に
は逆の制御を行なう。
る。図１は、本発明の一実施例のブロック図である。図
１において図２の従来例と同一の符号は同一構成であ
る。受信信号は帯域フィルタ１において帯域外の信号が
除去された後、可変減衰器２を通り、キャリア再生回路
３において再生されたキャリア信号によりミキサー４に
おいて同期検波される。同期検波された信号は低域フィ
ルタ５で不要波を除去した後に、Ａ／Ｄ変換器６におい
てクロック再生回路７により再生されたクロック信号に
よりＡ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換された軟判定データ
は誤り訂正回路８に入力され、誤り訂正復号されたデー
タが復号データとして外部へ出力される。ここで本実施
例ではＥＳ／ＮＯ推定器１０を追加している。ＥＳ／Ｎ
Ｏ推定器１０は復号データを再符号化した信号とＡ／Ｄ
変換器６より出力される軟判定データのＭＳＢを誤り訂
正回路８の復号遅延分だけ遅延させた信号とを比較す
る。すなわち誤り訂正回路８の訂正前と訂正後のデータ
から通信路のＢＥＲを求めＥＳ／ＮＯを推定し、その結
果をＡＧＣ回路９へ出力する。ＡＧＣ回路９はあらかじ
め図４（ｂ）に示す最適しきい値間隔対ＥＳ／ＮＯの特
性を記憶しておき、Ａ／Ｄ変換器６に入力されるベース
バンド信号のレベルとＥＳ／ＮＯ推定器から出力される
ＥＳ／ＮＯとを比較ししきい値間隔が最適値となる様に
可変減衰器２の減衰量を制御する。すなわち、推定され
たＥＳ／ＮＯに対しベースバンド信号のレベルが低い、
すなわちＡ／Ｄ変換器６のしきい値が固定されているの
で、しきい値間隔が広い時には可変減衰器２の減衰量を
減らし、最適なしきい値間隔となる様、制御しベースバ
ンド信号のレベルが高い（しきい値間隔が狭い）場合に
は逆の制御を行なう。
【０００８】
【発明の効果】以上説明した様に本発明は、通信路のＥ
Ｓ／ＮＯを推定し、Ａ／Ｄ変換器のしきい値間隔Ｔが推
定されたＥＳ／ＮＯに対して最適となる様にＡＧＣ回路
本体を動作させる事により、通信路の状態により変化す
るＥＳ／ＮＯに対し、常に最適なしきい値間隔となり、
誤り訂正後のＢＥＲを最小にする事が出来るという効果
がある。また、従来の回路における受信信号のレベル変
動を吸収するという効果も合わせ持っている事は言うま
でもない。
Ｓ／ＮＯを推定し、Ａ／Ｄ変換器のしきい値間隔Ｔが推
定されたＥＳ／ＮＯに対して最適となる様にＡＧＣ回路
本体を動作させる事により、通信路の状態により変化す
るＥＳ／ＮＯに対し、常に最適なしきい値間隔となり、
誤り訂正後のＢＥＲを最小にする事が出来るという効果
がある。また、従来の回路における受信信号のレベル変
動を吸収するという効果も合わせ持っている事は言うま
でもない。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】従来の受信用ＡＧＣ回路のブロック図である。
【図３】本実施例および従来例を説明する特性説明図で
ある。
ある。
【図４】本実施例および従来例を説明する特性説明図で
ある。
ある。
１ 帯域フィルタ ２ 可変減衰器 ３ キャリア再生回路 ４ ミキサー ５ 低域フィルタ ６ Ａ／Ｄ変換器 ７ クロック再生回路 ８ 誤り訂正回路 ９ ＡＧＣ回路本体 １０ ＥＳ／ＮＯ推定器
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号のレベル変動を一定レベルとす
る可変減衰器と、前記一定レベルを入力し軟判定復調を
行う同期検波ＰＳＫ復調器と、復調たれたアナログデー
タの出力信号をもとに前記可変減衰器を制御するＡＧＣ
回路本体と、前記アナログ信号をＡ／Ｄ変換した後の軟
判定データの誤りを訂正する誤り訂正回路とを有する受
信用ＡＧＣ回路において、通信路の受信信号の送信１シ
ンボル当りのエネルギーＥＳと雑音電力密度比ＮＯとの
比ＥＳ／ＮＯを推定し、求められたＥＳ／ＮＯに応じて
前記誤り訂正回路に入力される軟判定データが最適値と
なる様に前記ＡＧＣ回路本体を制御するＥＳ／ＮＯ推定
器とを有する事により前記誤り訂正回路で復号されたデ
ータの誤り率特性を最小とする事を特徴とする受信用Ａ
ＧＣ回路。 - 【請求項２】 前記可変減衰器は前記ＥＳ／ＮＯ推定器
により推定されたＥＳ／ＥＯに対してベースバンド信号
のレベルが低い場合には減衰量を減らし、逆にベースバ
ンド信号のレベルが高い場合には減衰量を増加するよう
に作用することを特徴とする請求項１記載の受信用ＡＧ
Ｃ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3252092A JPH05236039A (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | 受信用ａｇｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3252092A JPH05236039A (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | 受信用ａｇｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05236039A true JPH05236039A (ja) | 1993-09-10 |
Family
ID=12361242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3252092A Pending JPH05236039A (ja) | 1992-02-20 | 1992-02-20 | 受信用ａｇｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05236039A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0814569A1 (en) * | 1996-06-21 | 1997-12-29 | Lucent Technologies Inc. | Receiver with dynamic attenuation control for adaptive intermodulation performance enhancement |
| US6414776B1 (en) * | 1998-01-30 | 2002-07-02 | Nec Corporation | Infrared signal receiver with attenuating circuit |
| US7197090B1 (en) | 1999-01-29 | 2007-03-27 | Northrop Grumman Corporation | Adaptive decision regions and metrics |
-
1992
- 1992-02-20 JP JP3252092A patent/JPH05236039A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0814569A1 (en) * | 1996-06-21 | 1997-12-29 | Lucent Technologies Inc. | Receiver with dynamic attenuation control for adaptive intermodulation performance enhancement |
| US6414776B1 (en) * | 1998-01-30 | 2002-07-02 | Nec Corporation | Infrared signal receiver with attenuating circuit |
| US7197090B1 (en) | 1999-01-29 | 2007-03-27 | Northrop Grumman Corporation | Adaptive decision regions and metrics |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20021001 |