JPH05218992A - Digital fm stereo modulation method - Google Patents
Digital fm stereo modulation methodInfo
- Publication number
- JPH05218992A JPH05218992A JP2122592A JP2122592A JPH05218992A JP H05218992 A JPH05218992 A JP H05218992A JP 2122592 A JP2122592 A JP 2122592A JP 2122592 A JP2122592 A JP 2122592A JP H05218992 A JPH05218992 A JP H05218992A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- sub
- stereo
- digital
- adder
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明はデジタル処理によるＦ
Ｍステレオ音声信号を変調する方法に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION This invention relates to an F by digital processing.
The present invention relates to a method of modulating an M stereo audio signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のＦＭステレオ音声信号の変調方法
にはアナログ方式と、サンプリング周波数を副信号（左
右音声の差信号）用副搬送波周波数に無関係に定めるデ
ジタル方式とによる変調方法があった。2. Description of the Related Art Conventional FM stereo audio signal modulation methods include an analog method and a digital method in which a sampling frequency is determined independently of a sub-carrier frequency for a sub-signal (a difference signal between left and right audio).
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ＦＭステレオ音声信号
変調器は従来、アナログ方式が使われている。副信号は
副搬送波（38 kHz) を差信号（(L−R)／２）で平衡変調
するものが一般的であるが、平衡変調器の直線性やバラ
ンスおよび、平衡変調器の後段に接続されるバンドパス
フィルタの位相特性を良好に保つ必要があり、装置の大
型化や高価格化を招くと共に、より高度な特性を求める
上で限界があった。ＦＭステレオ変調器をデジタル化す
ることにより上記欠点は克服される。しかし、従来のデ
ジタル変調器は、標本化のためのサンプリング周波数に
ついて副信号用副搬送波周波数との関係が厳密に検討さ
れておらず、すなわち、コンポジット副信号を得るため
に、高速演算素子により膨大な数値計算処理を必要と
し、その結果、信号処理遅延時間の増加、装置製作コス
トの高価格化等を招いていた。従って本発明の目的は、
前述の問題点が排除されたデジタルＦＭステレオ変調方
法を提供せんとするものである。The FM stereo audio signal modulator has conventionally used an analog system. The sub-signal is generally one that balance-modulates the sub-carrier (38 kHz) with the difference signal ((L-R) / 2), but it is connected to the linearity and balance of the balanced modulator and the latter stage of the balanced modulator. It is necessary to keep the phase characteristics of the bandpass filter to be good, which causes an increase in the size and cost of the device, and there is a limit in obtaining more advanced characteristics. The above drawbacks are overcome by digitizing the FM stereo modulator. However, in the conventional digital modulator, the relationship between the sampling frequency for sampling and the sub-carrier frequency for the sub-signal has not been rigorously examined, that is, in order to obtain the composite sub-signal, a large number of high-speed arithmetic elements are used. Therefore, the numerical calculation processing is required, and as a result, the signal processing delay time is increased and the device manufacturing cost is increased. Therefore, the object of the present invention is to
An object of the present invention is to provide a digital FM stereo modulation method in which the above problems are eliminated.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明デジタルＦＭステレオ変調方法は、デジタル
処理された左音声信号および右音声信号の和を主信号、
デジタル処理された左音声信号および右音声信号の差を
副信号とし、当該副信号を副搬送波で平衡変調し、平衡
変調された副信号と前記主信号とを多重してコンポジッ
ト信号とし、当該コンポジット信号をアナログ信号に変
換しＦＭ変調して伝送するにあたり、ｎを２，３，４─
──なる正の整数とした時、前記デジタル処理に必要な
サンプリング周波数を前記平衡変調のための副搬送波の
周波数の２ｎ倍に設定することを特徴とするものであ
る。To achieve this object, a digital FM stereo modulation method of the present invention uses a sum of a digitally processed left audio signal and right audio signal as a main signal,
The difference between the digitally processed left audio signal and right audio signal is used as a sub signal, the sub signal is balanced-modulated by a sub carrier, and the balanced modulated sub signal and the main signal are multiplexed to form a composite signal. When converting a signal to an analog signal and FM-modulating and transmitting, n is 2, 3, 4-
When a positive integer is obtained, the sampling frequency required for the digital processing is set to 2n times the frequency of the subcarrier for the balanced modulation.
【０００５】[0005]
【実施例】以下添付図面を参照し実施例により本発明を
詳細に説明する。ＦＭステレオコンポジット信号の周波
数スペクトルは図９で示される。この信号を歪み無く標
本化するには、サンプリング周波数を標本化定理より最
高周波数の２倍以上、すなわち、106kHz以上とすると良
い。よって、サンプリング周波数を副搬送波周波数38kH
z の４倍、すなわち、152kHzとしても信号は歪み無く標
本化できる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings. The frequency spectrum of the FM stereo composite signal is shown in FIG. In order to sample this signal without distortion, it is advisable to set the sampling frequency to at least twice the highest frequency according to the sampling theorem, that is, 106 kHz or more. Therefore, the sampling frequency is 38kH
The signal can be sampled without distortion even at 4 times z, that is, at 152 kHz.
【０００６】ところで、図９図示の副信号22は平衡変調
波であり差信号（Ｌ−Ｒ）／２と副搬送波(38kHz) の乗
算で与えられる。このため従来のデジタル変調器では高
速演算素子を使用し数値計算により処理を行っている。
ここで、サンプリング周波数を副搬送波周波数(38kHz)
の４倍とすると、副搬送波のサンプリング値は図10(a)
図示黒丸印のように０，１，０，−１となり、乗算の処
理はサンプリング周波数のタイミングに応じて差信号
（Ｌ−Ｒ）を、出力しない、そのまま出力する、出力し
ない、ビット反転して出力する、という一連の処理によ
り、数値計算によらず行うことができる。By the way, the sub-signal 22 shown in FIG. 9 is a balanced modulation wave and is given by multiplication of the difference signal (LR) / 2 and the sub-carrier (38 kHz). For this reason, the conventional digital modulator uses a high-speed arithmetic element to perform processing by numerical calculation.
Where the sampling frequency is the subcarrier frequency (38kHz)
4 times, the sampling value of subcarrier is shown in Fig. 10 (a).
It becomes 0, 1, 0, -1 as shown by the black circle in the figure, and the multiplication process does not output the difference signal (LR) according to the timing of the sampling frequency, does not output it, does not output it, bit inverts it. By a series of processing of outputting, it can be performed without relying on numerical calculation.
【０００７】図１に本発明方法を達成するためのデジタ
ルＦＭステレオ変調器系統ブロック線図の一実施例を示
す。ステレオ音声Ｌ（左）およびＲ（右）信号はＬＰＦ
１および２により15kHz 以上の信号成分が取り除かれ、
Ａ／Ｄコンバータ３および４によりデジタル信号に変換
され、その時のサンプリング周波数(CLK) はこの場合副
信号22の副搬送波周波数38kHz の４倍に設定される。次
にそれら出力の一方は加算器５により主信号（Ｌ＋Ｒ）
／２となり、もう一方の出力はビット反転器６と加算器
７により差信号（Ｌ−Ｒ）／２となる。この差信号は信
号選択器９にそのまま、および、ビット反転器８を介し
て送られ、これらの信号および零の信号を信号選択器９
により順次選択することにより平衡変調処理が行われ副
信号が生成される。信号選択器９を駆動するクロック
（ＣＬＫ）はこの場合も 38kHz×４である。FIG. 1 shows an embodiment of a block diagram of a digital FM stereo modulator system for achieving the method of the present invention. Stereo audio L (left) and R (right) signals are LPF
1 and 2 remove the signal component above 15kHz,
It is converted into a digital signal by the A / D converters 3 and 4, and the sampling frequency (CLK) at that time is set to 4 times the subcarrier frequency 38 kHz of the subsignal 22 in this case. Next, one of those outputs is added to the main signal (L + R) by the adder 5.
/ 2, and the other output becomes the difference signal (LR) / 2 by the bit inverter 6 and the adder 7. This difference signal is sent to the signal selector 9 as it is and via the bit inverter 8, and these signals and the zero signal are sent to the signal selector 9
The balanced modulation process is performed by sequentially selecting with to generate a sub signal. The clock (CLK) for driving the signal selector 9 is 38 kHz × 4 in this case as well.
【０００８】この副信号(22)と前記主信号(21)は加算器
10に送られ、さらに、ROM11 の内容を順次読み出す (駆
動クロックは４×38kHz)ことにより生成されたパイロッ
ト信号と、加算器12で混合され、Ｄ／Ａコンバータ13に
よりアナログ信号に変換された (導入クロックは 38kHz
×４) 後、高調波成分を取り除くための LPF14を介し、
ＦＭステレオコンポジット信号として出力される。な
お、図１図示の装置によるＦＭステレオコンポジット信
号の生成過程のシミュレーション結果を図２〜図４に示
す。The sub signal (22) and the main signal (21) are added by an adder.
A pilot signal generated by being read out from the ROM 11 and sequentially read out from the ROM 11 (driving clock is 4 × 38 kHz) is mixed by the adder 12 and converted into an analog signal by the D / A converter 13 ( Introduced clock is 38kHz
× 4) After that, through LPF14 for removing harmonic components,
It is output as an FM stereo composite signal. 2 to 4 show simulation results of the FM stereo composite signal generation process by the apparatus shown in FIG.
【０００９】図２は図１図示装置のＡ／Ｄ変換器３，４
のサンプリング周波数を副信号22の副搬送波周波数の４
倍と設定した時の主信号（Ｌ＋Ｒ）／２のシミュレーシ
ョン波形を示し、(a) は終段 LPF14における時間対入力
波形図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は LPF14にお
ける時間対出力波形図である。FIG. 2 shows the A / D converters 3 and 4 of the apparatus shown in FIG.
The sampling frequency of the sub-carrier frequency of the sub-signal 22 is 4
The simulation waveform of the main signal (L + R) / 2 when set to double is shown, (a) is the time vs. input waveform diagram in the final stage LPF14, (b) is its spectrum diagram, (c) is the time versus LPF14 time diagram. It is an output waveform diagram.
【００１０】図３は図２と同一条件の時の副信号（Ｌ−
Ｒ）／２のシミュレーション波形を示し、その(a) は終
段 LPF14における時間対入力波形図、(b) はそのスペク
トル線図、(c) は LPF14における時間対出力波形図であ
る。FIG. 3 shows a sub-signal (L-
R) / 2 simulation waveforms are shown. (A) is a time vs. input waveform diagram in the final stage LPF14, (b) is its spectrum diagram, and (c) is a time vs. output waveform diagram in the LPF14.
【００１１】図４もまた図２と同一条件の時の主信号と
副信号との和信号Ｌのシミュレーション波形を示し、そ
の(a) はやはり終段 LPF14における時間対入力波形図、
(b)はそのスペクトル線図、(c) は LPF14における時間
対出力波形図である。FIG. 4 also shows a simulation waveform of the sum signal L of the main signal and the sub signal under the same conditions as in FIG. 2, where (a) is also a time vs. input waveform diagram in the final stage LPF 14,
(b) is the spectrum diagram and (c) is the output waveform diagram versus time in LPF14.
【００１２】図２、図３、図４を参照すれば明らかなよ
うに、図１図示装置を使用すれば、ステレオ音声信号が
理論どおり処理されて主信号、副信号およびコンポジッ
ト信号が出力されるのがわかる。As will be apparent with reference to FIGS. 2, 3 and 4, when the apparatus shown in FIG. 1 is used, a stereo audio signal is processed in a theoretical manner to output a main signal, a sub signal and a composite signal. I understand.
【００１３】また、図５にサンプリング周波数を、副搬
送波周波数の８倍、すなわち、304kHz とした場合のデ
ジタルＦＭステレオ変調器系統ブロック線図の他の実施
例を示す。この場合は副搬送波のサンプリング値が図10
(b) に示すように、０、１、−１以外に１／√２が出現
する。しかし、このサンプリングの各値は常に一定であ
り、乗算処理を ROM15と反転器16とを使用して処理する
ことができる。その他図５図示各ブロックで図１図示ブ
ロックと同一の作用をするブロックには同一の参照番号
を付し、詳細な説明はこれを省略した。FIG. 5 shows another embodiment of the block diagram of the digital FM stereo modulator system when the sampling frequency is 8 times the subcarrier frequency, that is, 304 kHz. In this case, the subcarrier sampling value is
As shown in (b), 1 / √2 appears in addition to 0, 1, and -1. However, each value of this sampling is always constant, and the multiplication process can be processed using the ROM 15 and the inverter 16. In addition, in each block shown in FIG. 5, the block having the same operation as that of the block shown in FIG. 1 is denoted by the same reference numeral, and detailed description thereof is omitted.
【００１４】図５の装置によるＦＭステレオコンポジッ
ト信号の生成過程のシミュレーション結果を図６〜図８
に示す。図６、図７および図８それぞれは図５図示装置
のＡ／Ｄ変換器３，４のサンプリング周波数を副信号21
の副搬送波周波数の８倍に設定した時のそれぞれ主信号
（Ｌ＋Ｒ）／２、副信号（Ｌ−Ｒ）／２および和信号Ｌ
のシミュレーション波形を示し、各図の(a), (b)および
(c) はそれぞれ終段 LPF14の時間対入力波形図、(a) の
スペクトル線図および終段 LPF14の時間対出力波形図を
示している。Simulation results of the process of generating the FM stereo composite signal by the apparatus of FIG. 5 are shown in FIGS.
Shown in. 6, FIG. 7 and FIG. 8 respectively show the sampling frequency of the A / D converters 3 and 4 of the apparatus shown in FIG.
The main signal (L + R) / 2, the sub signal (LR) / 2, and the sum signal L when set to 8 times the sub-carrier frequency of
Shows the simulation waveforms of (a), (b) and
(c) shows the time vs. input waveform diagram of the final stage LPF14, the spectrum diagram of (a) and the time vs. output waveform diagram of the final stage LPF14, respectively.
【００１５】ところで、実施が予想されるＦＭ多重放送
の搬送波周波数もステレオ副信号搬送波周波数と整数倍
関係になると考えられる。ＦＭステレオ変調器とＦＭ多
重変調器が合わせてデジタル化された場合、ＦＭステレ
オ変調器のサンプリング周波数を副搬送周波数の整数倍
とすることは重要である。By the way, it is considered that the carrier frequency of the FM multiplex broadcasting expected to be implemented also has an integral multiple relationship with the stereo sub-signal carrier frequency. When the FM stereo modulator and the FM multiple modulator are digitized together, it is important that the sampling frequency of the FM stereo modulator be an integral multiple of the subcarrier frequency.
【００１６】ＦＭ多重放送との整合性についてサンプリ
ング周波数を副搬送波周波数の４倍にするか８倍にする
かを比較すると、アナログ段でＦＭ多重信号を混合する
場合は両者とも問題は無いが、デジタル段で混合する場
合には若干の相違がある。図２〜４と図６〜８を比較す
ると、終段 LPFの入力側における高調波の発生の様子が
異なり、ＦＭ多重放送の搬送波周波数の選定によって
は、サンプリング周波数を８倍とするのが有利となる場
合もある。以上実施例により本発明を詳細に説明してき
たが、本発明はこれら実施例に限定されることなく、発
明の要旨内で各種の変形、変更が可能である。Consistency with FM multiplex broadcasting When comparing whether the sampling frequency is 4 times or 8 times the subcarrier frequency, both are not a problem when FM multiplex signals are mixed in the analog stage. There are some differences when mixing in the digital stage. Comparing Figures 2 to 4 and Figures 6 to 8, the state of generation of higher harmonics on the input side of the final stage LPF is different, and it is advantageous to increase the sampling frequency by 8 times depending on the selection of the carrier frequency of FM multiplex broadcasting. In some cases, Although the present invention has been described in detail with reference to the embodiments, the present invention is not limited to these embodiments, and various modifications and changes can be made within the scope of the invention.
【００１７】[0017]
【発明の効果】本発明のデジタルＦＭステレオ変調方法
は、アナログＦＭステレオ変調方法に比較し以下の長所
を持っている。 デジタル化により高い性能が期待できる。 特性劣化がなく無保守化が期待できる。 また、本発明のデジタルＦＭステレオ変調方法は、アナ
ログＦＭステレオ変調方法および従来技術のデジタルＦ
Ｍステレオ変調方法と比較し以下の長所を持っている。 汎用のＩＣによるハードウエアの構成であり、また
クロックレートが低いため製作上の問題が無く、安価で
ある。 部品点数が少なく高信頼である。 部品点数が少なく小型化が可能であると共に、１チ
ップＩＣ化によりステレオ変調器が周辺機器の一部品と
なる。 ＦＭ多重放送との整合性が良好となる。The digital FM stereo modulation method of the present invention has the following advantages over the analog FM stereo modulation method. High performance can be expected due to digitization. Maintenance-free with no characteristic deterioration. Further, the digital FM stereo modulation method of the present invention includes an analog FM stereo modulation method and a conventional digital F stereo modulation method.
It has the following advantages over the M stereo modulation method. Since the hardware configuration is a general-purpose IC and the clock rate is low, there are no problems in production and it is inexpensive. Highly reliable with few parts. The number of parts is small and miniaturization is possible, and the stereo modulator becomes one part of the peripheral device by the one-chip IC. Good compatibility with FM multiplex broadcasting.
【図１】本発明に係る一実施例構成のブロック線図、FIG. 1 is a block diagram of a configuration of an embodiment according to the present invention,
【図２】図１図示実施例主信号のシミュレーション波形
を示し、(a) は終段ＬＰＦにおける時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段ＬＰＦにおける
時間対出力波形図。FIG. 2 shows a simulation waveform of the main signal of the embodiment shown in FIG. 1, where (a) is a time vs. input waveform diagram in the final stage LPF,
(b) is the spectrum diagram and (c) is the output waveform against time in the final stage LPF.
【図３】図１図示実施例副信号のシミュレーション波形
を示し、(a) は終段ＬＰＦにおける時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段ＬＰＦにおける
時間対出力波形図。FIG. 3 shows a simulation waveform of a sub-signal of the embodiment shown in FIG. 1, where (a) is a time vs. input waveform diagram in the final stage LPF,
(b) is the spectrum diagram and (c) is the output waveform against time in the final stage LPF.
【図４】図１図示実施例主信号と副信号との和信号のシ
ミュレーション波形を示し、(a) は時間対入力波形図、
(b) はそのスペクトル線図、(c) は時間対出力波形図。FIG. 4 shows a simulation waveform of a sum signal of a main signal and a sub signal in the embodiment shown in FIG. 1, where (a) is a time vs. input waveform diagram,
(b) is the spectrum diagram, (c) is the time vs. output waveform diagram.
【図５】本発明に係る他の実施例構成のブロック線図。FIG. 5 is a block diagram of the configuration of another embodiment according to the present invention.
【図６】図５図示の他の実施例主信号のシミュレーショ
ン波形を示し、(a) は終段 LPFにおける時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段 LPFにおけ
る時間対出力波形図。6A and 6B show simulation waveforms of the main signal of another embodiment shown in FIG. 5, in which FIG. 6A is a time vs. input waveform diagram in the final stage LPF, FIG. 6B is its spectrum diagram, and FIG. Of time vs. output waveform diagram.
【図７】図５図示他の実施例副信号のシミュレーション
波形を示し、(a) は終段 LPFにおける時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は終段 LPFにおけ
る時間対出力波形図。FIG. 7 shows simulation waveforms of sub-signals of another embodiment shown in FIG. 5, where (a) is a time vs. input waveform diagram in the final LPF, (b) is its spectral diagram, and (c) is the final LPF. Output waveform diagram versus time.
【図８】図５図示他の実施例主信号と副信号との和信号
のシミュレーション波形を示し、(a) は時間対入力波形
図、(b) はそのスペクトル線図、(c) は時間対出力波形
図。FIG. 8 shows a simulation waveform of a sum signal of a main signal and a sub signal in another embodiment shown in FIG. 5, where (a) is a time vs. input waveform diagram, (b) is its spectrum diagram, and (c) is a time diagram. Output waveform diagram.
【図９】ＦＭステレオコンポジット信号の周波数スペク
トル図。FIG. 9 is a frequency spectrum diagram of an FM stereo composite signal.
【図１０】本発明に係る実施例の副信号搬送波周波数に
関連したサンプリング点を示し、(a) はサンプリング周
波数を副信号搬送波周波数の４倍にとった場合、(b) は
８倍にとった場合を示す。FIG. 10 shows sampling points related to a sub-signal carrier frequency according to an embodiment of the present invention, where (a) shows a sampling frequency of 4 times the sub-signal carrier frequency, and (b) shows 8 times thereof. Shows the case.
１，２，14 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ３，４ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） ５，７，10, 12 加算器（ＡＤＤ） ６，８, 16 ビット反転器（ＩＮＶ） ９ 信号選択器（ＭＰ） 11, 15 ＲＯＭ 13 Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ） 1,2,14 Low pass filter (LPF) 3,4 A / D converter (A / D) 5,7,10,12 Adder (ADD) 6,8,16 Bit inverter (INV) 9 Signal Selector (MP) 11, 15 ROM 13 D / A converter (D / A)
Claims (1)
音声信号の和を主信号、デジタル処理された左音声信号
および右音声信号の差を副信号とし、当該副信号を副搬
送波で平衡変調し、平衡変調された副信号と前記主信号
とを多重してコンポジット信号とし、当該コンポジット
信号をアナログ信号に変換しＦＭ変調して伝送するにあ
たり、ｎを２，３，４───なる正の整数とした時、前
記デジタル処理に必要なサンプリング周波数を前記平衡
変調のための副搬送波の周波数の２ｎ倍に設定すること
を特徴とするデジタルＦＭステレオ変調方法。1. A main signal is the sum of digitally processed left audio signal and right audio signal, and a sub signal is the difference between the digitally processed left audio signal and right audio signal, and the sub signal is balanced-modulated by a sub carrier. When the balanced-modulated sub-signal and the main signal are multiplexed into a composite signal, the composite signal is converted into an analog signal and FM-modulated for transmission, n is 2, 3, 4 When the integer is an integer, the sampling frequency necessary for the digital processing is set to 2n times the frequency of the subcarrier for the balanced modulation, wherein the digital FM stereo modulation method is used.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2122592A JPH05218992A (en) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | Digital fm stereo modulation method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2122592A JPH05218992A (en) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | Digital fm stereo modulation method |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05218992A true JPH05218992A (en) | 1993-08-27 |
Family
ID=12049079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2122592A Pending JPH05218992A (en) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | Digital fm stereo modulation method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05218992A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5682431A (en) * | 1993-12-07 | 1997-10-28 | Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha | FM stereo broadcasting apparatus and method |
| JP2008203891A (en) * | 1996-06-07 | 2008-09-04 | That Corp | Btsc encoder |
| US8908872B2 (en) | 1996-06-07 | 2014-12-09 | That Corporation | BTSC encoder |
-
1992
- 1992-02-06 JP JP2122592A patent/JPH05218992A/en active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5682431A (en) * | 1993-12-07 | 1997-10-28 | Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha | FM stereo broadcasting apparatus and method |
| JP2008203891A (en) * | 1996-06-07 | 2008-09-04 | That Corp | Btsc encoder |
| JP2008242477A (en) * | 1996-06-07 | 2008-10-09 | That Corp | Btsc encoder |
| JP2008242476A (en) * | 1996-06-07 | 2008-10-09 | That Corp | Btsc encoder |
| US8284954B2 (en) | 1996-06-07 | 2012-10-09 | That Corporation | BTSC encoder |
| JP2012234224A (en) * | 1996-06-07 | 2012-11-29 | That Corp | Btsc encoder |
| JP2013015855A (en) * | 1996-06-07 | 2013-01-24 | That Corp | Btsc encoder |
| US8908872B2 (en) | 1996-06-07 | 2014-12-09 | That Corporation | BTSC encoder |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4855894A (en) | Frequency converting apparatus | |
| US6724832B1 (en) | Vestigial sideband generator particularly for digital television | |
| JPS5824060B2 (en) | Audio band multiplex transmission method | |
| GB2215945A (en) | Digital direct conversion radio | |
| US5682431A (en) | FM stereo broadcasting apparatus and method | |
| JPH05218992A (en) | Digital fm stereo modulation method | |
| JPS61278281A (en) | Apparatus for filtering and demodulating apparatus one or more frequency modulated audio signal | |
| WO1996015585A1 (en) | Rf transmitter | |
| JPH02295260A (en) | Modulator | |
| US5574450A (en) | Synchronization adder circuit | |
| US4620158A (en) | PCM signal demodulating circuit | |
| JPS61206328A (en) | A/d converter | |
| US5047705A (en) | Digital amplitude modulation apparatus | |
| US4731844A (en) | Apparatus for cancelling a pilot signal from a composite signal | |
| KR100196804B1 (en) | Delay-type fm demodulating circuit | |
| JPH06311134A (en) | Orthogonal frequency division multiplex signal generator | |
| JPH06104943A (en) | Four-phase modulator | |
| JPS61202540A (en) | Chirp modulation and demodulation system | |
| JPH09261052A (en) | A/d converter | |
| JP2994901B2 (en) | Stereo analog / digital conversion circuit | |
| SU809646A1 (en) | Multichannel discrete signal demodulator | |
| JPS6035845A (en) | Digital/analog conversion system | |
| RU1775867C (en) | Method of stereophonic radio broadcast and broadcasting system | |
| JPS58209244A (en) | Demodulating circuit | |
| JP3489795B2 (en) | Demodulator |